JP2009278837A - Induced-power transmission system - Google Patents
Induced-power transmission system Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009278837A JP2009278837A JP2008130243A JP2008130243A JP2009278837A JP 2009278837 A JP2009278837 A JP 2009278837A JP 2008130243 A JP2008130243 A JP 2008130243A JP 2008130243 A JP2008130243 A JP 2008130243A JP 2009278837 A JP2009278837 A JP 2009278837A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- antenna
- power
- circuit
- power transmission
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Near-Field Transmission Systems (AREA)
Abstract
Description
本発明は、電力を無線誘導手段を介して空間を越えて給電する誘導電力伝送システムに関する。 The present invention relates to an inductive power transmission system that feeds electric power across a space via wireless induction means.
従来、特許文献１で、電動車などへの応用を見込んで、空間を隔てて対向する電源装置の一次巻線から被給電装置の二次巻線に電力を供給する誘導電力伝送システムが提案されていた。この誘導電力伝送システムでは、電気端子を接触させないので、電気端子の接点の接触不良が発生しない利点がある。ここで、誘導電力伝送システムの電源装置の一次巻線に電流を流して電磁界を発生させ、その電磁界が遠隔装置の二次巻線に電磁誘導させて電力を伝達するが、特に、二次巻線の両端にコンデンサを接続して二次巻線のインダクタンスとコンデンサの容量とによる共振回路を形成し、その共振回路の共振を利用して二次巻線が電力を受け取る電力を大きくしていた。そして、その共振回路に並列に被給電装置を接続し、被給電装置に電力を供給する効率を向上させていた。また、この種の誘導電力伝送システムの応用製品として、歯ブラシや携帯電話などに非接触で電力を伝送するシステムが実用化されている。特許文献１では、一次巻線と被給電装置の二次巻線との距離は変えずに一定に保って電力を伝送し、歯ブラシや携帯電話では被給電装置をホルダーに設置して所定の一定位置に保持して電力を伝送していた。しかし、一次巻線と二次巻線の間隔が大きくなると電力の伝送効率が悪くなり、伝送する電力の大きさが小さくなってしまう問題があった。
Conventionally,
特許文献２では、ＩＣカードの被給電装置の二次巻線の位置を、リーダーライターの電源装置の一次巻線から空間を隔てた遠隔位置に置き、その一次巻線と二次巻線の間隔を一定位置に保持せずに、リーダーライターの電源装置からＩＣカードの被給電装置（遠隔装置）に電力を供給する技術が開示されていた。その被給電装置の二次巻線の両端にコンデンサを接続し、二次巻線のインダクタンスとコンデンサとで共振回路を構成して受信する電力を大きくしていた。そして、一次巻線と二次巻線の間の距離が変わると電源装置から遠隔装置に供給される電力が変動する問題を解決することを課題とした。この課題を解決するために、電源装置を、電源回路と整合回路と一次巻線で構成して電力を送信した。また、ＩＣカードの遠隔装置には、電力を受信する二次巻線と容量による共振回路を構成し、その共振回路に並列に可変インピーダンス回路を接続し、その先に整流回路から成る誘起電圧発生部を接続し、その先にＩＣチップの負荷回路を接続した。そして、負荷回路に加わる電圧を検出してその電圧を安定させるべく可変インピーダンス回路を調整した。この構成により、負荷回路へ供給する電力を安定させた。しかし、電源回路から供給される電力のうち、負荷回路に供給される電力以外の電力は無駄に消費され、電源回路から負荷回路までの電力の伝送効率が良くない問題があった。
In
特許文献３では、特許文献２と同様にＩＣカードにおいて、一次巻線と二次巻線の間隔が変化することにともなって変動するアンテナのインピーダンスを以下のように補正して電力の伝送効率を最大化させていた。すなわち、検出手段で電力伝送効率を検出して、電源装置と一次巻線のインピーダンスを、２つのコンデンサの容量を変化させるか、コンデンサとインダクタンスのパラメータを変化させるインピーダンス可変手段により整合するか、あるいは、二次巻線と被給電装置のインピーダンスを、同様な２つの回路素子のパラメータを変化させるインピーダンス可変手段により、電源回路から負荷回路に至る電力伝送経路のインピーダンスを整合させて、電力の伝送効率を良くした。
In
特許文献４では、特許文献２及び３と同様に、電源装置から物理的に大きな空間を隔てて配置された遠隔装置へ電力を伝送し、遠隔装置から、そのエネルギー受信状況を、電源装置側に通知し、その情報により電源装置が電力の供給を調整していた。すなわち、電源装置のコンデンサとインダクタンスとの２つの回路素子のパラメータを、パラメータ可変手段により変えることで、電源装置から遠隔装置に高い電力伝送効率で電力を供給していた。
In
以下に公知文献を記す。
特許文献２から４では、一次巻線と二次巻線の間隔が変化する場合に対応して電力を伝送し、遠隔装置の二次巻線（あるいはスパイラルアンテナ）の両端にコンデンサを接続して二次巻線（スパイラルアンテナ）のインダクタンスとコンデンサから成る共振回路を共振させることで、一次巻線から二次巻線への電力の伝送効率を高くしていた。それらは、二次巻線の両端にコンデンサを接続した共振回路に並列に負荷回路を接続して電力を受信していた。そのうち、特許文献３では、一定の電力を効率良く伝送するように２つの回路素子のパラメータを変えて共振回路のインピーダンスを調整するが、その場合には、一次巻線と二次巻線の間の距離が大きくなると、二次巻線とコンデンサの並列共振回路のインピーダンスが高くなる。その場合に大きな電力を伝送しようとすると、並列共振回路のコンデンサに加わる電圧が高くなり、回路を構成する電子部品の許容電圧を超えて高くなってしまう。そのため、特許文献３では伝送できる電力の大きさに限界があり、ＩＣカード向けなどの小電力の伝送の用途にのみ適用が限定されていた。特許文献４も同様な回路構成であり、同様に伝送できる電力の大きさに限界がある問題があった。
In
そのため、本発明の第１の目的は、電源装置から大きな間隔を隔てた遠隔装置に電力を高い伝送効率で伝送し、その際に被給電装置の電子部品に加わる電圧を低く抑えることで大きな電力を伝送できる誘導電力伝送システムを得ることにある。 For this reason, the first object of the present invention is to transmit power with high transmission efficiency from a power supply device to a remote device at a large interval, and at that time, suppress the voltage applied to the electronic components of the power-supplied device to a low level. Is to obtain an inductive power transmission system capable of transmitting
また、特許文献３と特許文献４では、一次巻線と二次巻線の間隔の変動に対応して電力の伝送効率を高い効率に維持しようとすると、同時に２つの回路素子のパラメータを適切な値に調整することでインピーダンスを整合しなければならず、インピーダンスの整合手段が複雑であるので適用が難しい問題があった。そのため、本発明の第２の目的は、１つの回路素子のパラメータの調整のみで電源回路から負荷回路まで空間を隔てて大きな電力を伝送できる誘導電力伝送システムを得ることにある。
Further, in
本発明は、この課題を解決するために、電源回路に接続した送信アンテナから、受信アンテナに接続した負荷回路まで空間を経由して電力を伝送するシステムにおいて、前記送信アンテナ及び前記受信アンテナがコイル状の配線の両端を結ぶ容量を有し、前記容量と前記コイル状の配線のインダクタンスで共振回路を構成し、前記送信アンテナと前記受信アンテナのコイルを、両アンテナのコイルの直径の２倍以下の距離を隔てて配置し、前記コイル状の配線の中間に直列に前記電源回路及び前記負荷回路を接続し、前記送信アンテナに誘導される抵抗に前記電源回路の出力インピーダンスを整合させ、前記受信アンテナに誘導される抵抗に前記負荷回路の入力インピーダンスを整合させて前記電源回路から前記負荷回路まで電力を伝送することを特徴とする誘導電力伝送システムである。 In order to solve this problem, the present invention provides a system in which power is transmitted via a space from a transmission antenna connected to a power supply circuit to a load circuit connected to the reception antenna, and the transmission antenna and the reception antenna are coils. Having a capacitance connecting both ends of the wire, and forming a resonance circuit with the capacitance and the inductance of the coiled wire, and the coil of the transmitting antenna and the receiving antenna is less than twice the diameter of the coils of both antennas The power supply circuit and the load circuit are connected in series in the middle of the coiled wiring, the output impedance of the power supply circuit is matched with the resistance induced in the transmission antenna, and the reception Power is transmitted from the power supply circuit to the load circuit by matching the input impedance of the load circuit to a resistance induced in the antenna. An induction power transmission system, wherein the door.
また、本発明の誘導電力伝送システムは、上記電源回路あるいは上記負荷回路に、１つの回路パラメータを可変にすることで整合インピーダンスを可変にしたインピーダンス整合手段を設置したことを特徴とする誘導電力伝送システムである。 The inductive power transmission system according to the present invention is characterized in that the power matching circuit or the load circuit is provided with impedance matching means in which matching impedance is made variable by changing one circuit parameter. System.
本発明は、両端を容量でつないだコイル状の送信アンテナに直列に接続した電源回路と、同様の受信アンテナに直列に接続した負荷回路のインピーダンスを電磁界がアンテナに誘導して発生する比較的低い値の誘導抵抗に整合させることで、効率良く空間を隔てたアンテナ間に電力を伝送できる効果がある。また、本発明は、任意の実数αに関して、そのインピーダンスをα倍からα分の１に変換して電力を伝送するインピーダンス変換回路が得られる効果がある。 In the present invention, the impedance of a power circuit connected in series to a coiled transmitting antenna having both ends connected by a capacitor and a load circuit connected in series to a similar receiving antenna is generated by induction of an electromagnetic field to the antenna. By matching with a low value of the inductive resistance, there is an effect that power can be efficiently transmitted between antennas spaced apart from each other. Further, the present invention has an effect of obtaining an impedance conversion circuit for transmitting power by converting the impedance of an arbitrary real number α from α times to 1 / α.
＜本発明の原理＞
図１（ａ）に、本発明の誘導電力伝送システムの送信アンテナ１と受信アンテナ２の平面図（ＸＹ面）を示し、図１（ｂ）に側面図を示す。本発明の誘導電力伝送システムは、送信アンテナ１と受信アンテナ２を、両アンテナが共振する電磁界の波長λに比べて十分短い距離の空間を隔てて、両アンテナを共振させて非接触で電力を伝送するシステムである。本発明の特徴的な構成は、両アンテナはコイル（スパイラル）状の配線で形成し、そのコイルの両端は開放するかコンデンサで接続し、送信アンテナ１は、そのコイル状の配線の中間に直列に電源回路３を接続し、受信アンテナ２は、そのコイル状の配線の中間に直列に負荷回路４を接続する。電源回路３の接続する点をポート１とし、負荷回路の接続する点をポート２とする。送信アンテナ１のコイルの両端を接続する容量をＣ１とし、受信アンテナ２のコイルの両端を接続する容量をＣ２とする。送信アンテナ１のコイルの自己インダクタンスをＬ１とし、受信アンテナ２のコイルの自己インダクタンスをＬ２とすると、送信アンテナ１はＬ１とＣ１の共振回路になり、受信アンテナ２はＬ２とＣ２の共振回路になる。
<Principle of the present invention>
FIG. 1 (a) shows a plan view (XY plane) of the transmitting
本発明の誘導電力伝送システムは、図２の回路図にモデル化でき、その回路は、送信アンテナ１と受信アンテナ２を角周波数ω＝２πｆで共振させ、両アンテナ間を、その相互インダクタンスＭを介して非接触で電力を伝送する。アンテナのポートの設置位置は、アンテナの配線の中央に限定されず、アンテナの両端間を開放せずにコンデンサを設置する場合は、ポートの位置をそのコンデンサの近くのアンテナの先端部近くまで移動させることもできる。本発明は、この構成により、相互インダクタンスＭがアンテナの自己シンダクタンスＬ１およびＬ２に比べて小さい場合も、効率良くエネルギーを伝送することを特徴とする。特に、本発明は、電源回路３と負荷回路が整合するインピーダンスが低いことを特徴とする。そのため、本発明は、電力を伝送するために回路素子に加わる電圧を低くでき、回路素子の寿命を長くできる効果がある。
The inductive power transmission system of the present invention can be modeled in the circuit diagram of FIG. 2, which resonates the transmitting
図２の回路図のモデルで、送信アンテナ１に流れるアンテナ電流Ｉ１と、受信アンテナ２に流れるアンテナ電流Ｉ２が角周波数ωで時間変化し、電磁界を時間変化させ、アンテナに誘導電圧を発生させる。図２の電源回路３側から見た送信アンテナ１側の回路の入力インピーダンスには、受信アンテナ２のアンテナ電流Ｉ２が送信アンテナ１側に発生する誘導電圧Ｅ１に起因する見かけのインピーダンス（Ｅ１／Ｉ１）が加わっている。そのインピーダンス（Ｅ１／Ｉ１）の実数成分を誘導抵抗ｒ１とすると、以下の式１から式３であらわせる。
ｒ１＝α・ωＭ・ｓｉｎ（β） （式１）
Ｉ２／Ｉ１≡α・ｅｘｐ（−ｊβ） （式２）
ｍ≡Ｍ／√（Ｌ１×Ｌ２） （式３）
式１で用いるβは、式２による、送信アンテナ１のアンテナ電流Ｉ１と受信アンテナ２のアンテナ電流Ｉ２の高周波の位相角のずれ角βをあらわし、αは電流の比をあらわす。また、式３により、送信アンテナ１と受信アンテナ２の電磁誘導の結合係数ｍを、相互誘導係数Ｍから定義する。
In the model of the circuit diagram of FIG. 2, the antenna current I1 flowing through the transmitting
r1 = α · ωM · sin (β) (Formula 1)
I2 / I1≡α · exp (−jβ) (Formula 2)
m≡M / √ (L1 × L2) (Formula 3)
Β used in
送信アンテナ１が直径Ｄの円形コイルで受信アンテナ２が直径Ｇの円形コイルの場合は、両コイル間の電磁誘導の結合係数ｍを理論的に厳密に計算した以下の式４を得た。
ｍ＝Ａ×（（−ｋ＋２／ｋ）×Ｋ（ｋ）−（２／ｋ）×Ｅ（ｋ）） （式４）
Ａ＝μ√（Ｄ×Ｇ／（Ｌ１×Ｌ２））／２
ｋ＝√（Ｄ×Ｇ／（（（Ｄ＋Ｇ）／２）２＋ｈ２）） （式５）
ここで、μは透磁率である。ｋは式５で定義し、Ｋ（ｋ）は第１種完全楕円積分関数、Ｅ（ｋ）は第２種完全楕円積分関数である。
In the case where the transmitting
m = A × ((− k + 2 / k) × K (k) − (2 / k) × E (k)) (Formula 4)
A = μ√ (D × G / (L1 × L2)) / 2
k = √ (D × G / (((D + G) / 2) 2 + h 2 )) (Formula 5)
Here, μ is the magnetic permeability. k is defined by
電源回路３から送信アンテナ１（を含む）より先の回路に効率良く電力を伝送するため、電源回路３の出力インピーダンスＺ１を送信アンテナ１の入力インピーダンスと等しくしてインピーダンスを整合する。電源回路３の出力インピーダンスＺ１を誘導抵抗ｒ１に等しくし、更に送信アンテナ１の入力インピーダンスの虚数成分を０にしてインピーダンスを整合させることで効率良く電力を伝送できる。同様に、受信アンテナ２の回路の出力インピーダンスの虚数成分を０にして負荷回路４の入力インピーダンスＺ２に整合させることで、電源回路３から負荷回路４まで効率良く電力を伝送させる。このように全回路のインピーダンスを整合させて、アンテナ１の電磁界とアンテナ２の電磁界を共鳴させる。この受信アンテナ２の回路の出力インピーダンスの実数成分である誘導抵抗ｒ２は、式１と同様に以下の式６であらわされる。
ｒ２＝（１／α）・ωＭ・ｓｉｎ（β） （式６）
In order to efficiently transmit power from the
r2 = (1 / α) · ωM · sin (β) (Formula 6)
ωＭが小さい値の場合に、電源回路３の出力インピーダンスＺ１を送信アンテナ１（を含む）より先の回路の入力インピーダンスに整合させ、かつ、受信アンテナ２の出力インピーダンスを負荷回路４の入力インピーダンスＺ２に整合させる条件は以下の式７から式９であらわせる。
Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２≡１／ωｏ２ （式７）
（条件１：アンテナ電流間の位相差βが９０度では無い場合）
ω＝ωｏ／√（１＋ｍ・ｃｏｓ（β）） （式８）
（条件２：アンテナ電流間の位相差βが９０度の場合）
ω＝ωｏ （式９）
When ωM is a small value, the output impedance Z1 of the
L1 · C1 = L2 · C2≡1 / ωo 2 (Formula 7)
(Condition 1: When the phase difference β between the antenna currents is not 90 degrees)
ω = ωo / √ (1 + m · cos (β)) (Formula 8)
(Condition 2: When the phase difference β between the antenna currents is 90 degrees)
ω = ωo (Formula 9)
（アンテナ電流間の位相差βが９０度では無い場合）
アンテナ電流間の位相差βが９０度では無い場合には、式７を満足するアンテナ系は、アンテナ電流２がアンテナ電流１の√（Ｌ１／Ｌ２）倍になり、送信アンテナ１に蓄積される電磁界のエネルギーと受信アンテナ２に蓄積される電磁界のエネルギーが等しくなる。そして、両アンテナが互いに電磁界エネルギーを交換して共鳴する。このとき、式１と式６は、式３であらわす結合係数ｍにかかわる以下の式１０と式１１になる。
ｒ１＝ｍωＬ１・ｓｉｎ（β） （式１０）
ｒ２＝ｍωＬ２・ｓｉｎ（β） （式１１）
式１０と式１１で示すように、インピーダンスを整合させるべき誘導抵抗ｒ１とｒ２には、上限ｍωＬ１とｍωＬ２がある。また、送信アンテナ１と受信アンテナ２が共鳴する角周波数ωは、式８のように角周波数ωｏからずれている。
(When the phase difference β between the antenna currents is not 90 degrees)
When the phase difference β between the antenna currents is not 90 degrees, the antenna system that satisfies
r1 = mωL1 · sin (β) (Equation 10)
r2 = mωL2 · sin (β) (Formula 11)
As shown in
空芯コイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２を対向させ遠ざけると、相互誘導係数Ｍが小さくなるので、式３で定義する結合係数ｍが小さくなる。そのとき、送信アンテナ１と受信アンテナ２それぞれの誘導抵抗ｒ１とｒ２は式１０と式１１に従がって小さくなる。そのため、アンテナ間の距離が遠くなっても一定の電力Ｐｗを、インピーダンスを整合させつつ伝送させる場合は、誘導抵抗ｒが小さくなり、ポート部分での電圧が低くなり、電力伝送回路の回路素子に加わる電圧が低くなり、電力伝送回路に損傷を与えない効果がある。
When the transmitting
また、この現象を応用して、送信アンテナ１と受信アンテナ２の位置が安定せず電磁誘導の結合係数ｍが変動する場合にも誘導抵抗ｒ１とｒ２を一定に保つ誘導電力伝送システムを構成することができる。それは、送信アンテナ１と受信アンテナ２間の距離の変化によるｍの変化に応じて、共振角周波数ωを変え、βを変えることで、式１０と式１１による誘導抵抗ｒ１とｒ２を常時一定値に保ち、その一定の誘導抵抗ｒ１とｒ２に整合する電源回路３と負荷回路のインピーダンスＺ１とＺ２を設定することで得られる。そのために、電源回路３は、送信アンテナ１の電流Ｉ１を正帰還回路により電源回路３に正帰還させて、その電流Ｉ１を増幅して送信アンテナ１に出力する電源回路３の構成する。この回路により、結合係数ｍが変動しても、誘導電力伝送システムのインピーダンスを整合させるように角周波数ω＝２πｆを適応させて、常時効率良く電力を伝送できる効果がある。
In addition, by applying this phenomenon, an induction power transmission system that maintains the induction resistances r1 and r2 constant even when the positions of the
ここで、送信アンテナ１から受信アンテナ２への電力伝送効率Ｐｅは、以下の式１２で、アンテナ系の電力を伝送する誘導抵抗ｒ１とｒ２と、送信アンテナ１の配線の実効的抵抗ｒ３と受信アンテナ２の配線の実効的抵抗ｒ４から計算できる。
Ｐｅ＝（１−ｒ４／ｒ２）／（１＋ｒ３／ｒ１） （式１２）
アンテナのコイルの配線の厚さが表皮効果の表皮の厚さより厚い場合、配線の抵抗ｒ３またはｒ４をｒｃとあらわすと、長さｌｅｎで幅Ｗのアンテナ配線の実効的抵抗ｒｃは、アンテナ配線に流れる電流は、アンテナ配線の表裏面に流れ、また、アンテナ電流はアンテナ先端部分に近づくにつれ少なくなると考えると、以下の式１３で計算できると考える。
ｒｃ＝√（πｆμ／σ）×ｌｅｎ／（４Ｗ） （式１３）
ここで、μは透磁率であり、１．２６×１０−６Ω秒／ｍである。σは配線の導電率であり、銅の場合は、５．８１×１０７／（Ωｍ）である。ただし、アンテナの両端間を容量の大きなコンデンサで結合する場合は、アンテナ電流は、アンテナの両端を接続するコンデンサの大きな容量に流れ込むので、アンテナの先端部分に至るまで電流が減少しないので、アンテナの実行的抵抗ｒｃは式１３の２倍になると考える。
Here, the power transmission efficiency Pe from the
Pe = (1-r4 / r2) / (1 + r3 / r1) (Formula 12)
When the thickness of the wiring of the antenna coil is larger than the thickness of the skin of the skin effect, when the resistance r3 or r4 of the wiring is represented by rc, the effective resistance rc of the antenna wiring having the length len and the width W is equal to the antenna wiring. Assuming that the flowing current flows on the front and back surfaces of the antenna wiring, and that the antenna current decreases as it approaches the tip of the antenna, it can be calculated by the following equation (13).
rc = √ (πfμ / σ) × len / (4W) (Formula 13)
Here, μ is a magnetic permeability and is 1.26 × 10 −6 Ωsec / m. σ is the electrical conductivity of the wiring, and in the case of copper, it is 5.81 × 10 7 / (Ωm). However, when coupling both ends of the antenna with a capacitor with a large capacity, the antenna current flows into the large capacity of the capacitor connecting both ends of the antenna, so the current does not decrease until reaching the tip of the antenna. It is assumed that the effective resistance rc is twice that of
式１２によると、送信アンテナ１の実効的抵抗ｒ３が誘導抵抗ｒ１より小さく、受信アンテナ２の実効的抵抗ｒ４が誘導抵抗ｒ２より小さいほど電力の伝送効率Ｐｅが良くなる。アンテナ配線の実効的抵抗ｒ３とｒ４が誘導抵抗ｒ１とｒ２に比べて無視できるほど小さい場合はアンテナ間でほぼ１００％近い効率で電力が伝送できると考える。また、送信アンテナ１と受信アンテナ２の形状を、ダイポールアンテナをコイル状に巻くことで、アンテナの自己インダクタンスＬ１およびＬ２をダイポールアンテナの場合より大きくする。それにより、式１０と式１１に従って誘導抵抗ｒ１およびｒ２が大きくなるので、式１２に従ってアンテナ系の電力伝送効率Ｐｅを大きくできる効果がある。
According to
（アンテナ電流間の位相差βが９０度の場合）
アンテナ電流Ｉ１とアンテナ電流Ｉ２の位相が９０度ずれている、すなわち、その位相差βが９０度であり、ｓｉｎ（β）が１の場合には、式９のように、角周波数ω＝ωｏで共振し、以下の式１４から式１６の状態でアンテナ系が共鳴する。
ｒ１＝ｍω√（Ｌ１・Ｌ２）・α （式１４）
ｒ２＝ｍω√（Ｌ１・Ｌ２）／α （式１５）
Ｉ２／Ｉ１＝−ｊα （式１６）
この共鳴の場合は、式９で示すようにアンテナの共鳴の角周波数ω＝２πｆがωｏに一致して共鳴するが、任意のアンテナ電流の比αで電力を伝送できる特徴がある。アンテナ電流の比αが任意であるという意味は、送信アンテナ１の電流Ｉ１を大きくして大きな電磁界を発生させれば、受信アンテナ２に流れる電流Ｉ２が小さくても良い効率で電力を伝送できることを意味する。逆に、受信アンテナ２に流れる電流Ｉ２が大きければ、送信アンテナ１の電流Ｉ１が小さくても良い効率で電力を伝送できることを意味する。
(When phase difference β between antenna currents is 90 degrees)
When the antenna current I1 and the antenna current I2 are 90 degrees out of phase, that is, when the phase difference β is 90 degrees and sin (β) is 1, the angular frequency ω = ωo And the antenna system resonates in the following formulas 14 to 16.
r1 = mω√ (L1 · L2) · α (Formula 14)
r2 = mω√ (L1 · L2) / α (Formula 15)
I2 / I1 = −jα (Formula 16)
In the case of this resonance, the angular frequency ω = 2πf of resonance of the antenna resonates in accordance with ωo as shown in Expression 9, but there is a feature that power can be transmitted at an arbitrary antenna current ratio α. The meaning that the ratio α of the antenna current is arbitrary means that if the current I1 of the transmitting
この現象を利用することで、誘導電力伝送システムにおいて、空芯コイルによる送信アンテナ１の誘導抵抗ｒ１と受信アンテナ２の誘導抵抗ｒ２の値をアンテナ電流の比αで変えて、その誘導抵抗に整合させてインピーダンスを変えた電源回路３から負荷回路４に良い効率で電力を伝送できるインピーダンス変換回路が構築できる。すなわち、図２の回路図中で、電源回路３と送信アンテナ１の間に挿入するインピーダンス変換回路で、電源回路３のインピーダンスを負荷回路４のインピーダンスに変換するインピーダンス変換回路が構築できる。このインピーダンス変換回路用の送信アンテナ１と受信アンテナ２の位置を変えて結合係数ｍを変えて、それを補うようにαを変えてｍαを一定にするように共鳴させれば、回路の１つのパラメータである結合係数ｍのみを変えるだけで、インピーダンスの値を、一定値であるω√（Ｌ１・Ｌ２）ｍαから、ω√（Ｌ１・Ｌ２）ｍ／αに、１／α２に変換できるインピーダンス変換回路が構築できる。このインピーダンス変換回路は、送信アンテナ１と受信アンテナ２の回路の１つのパラメータｍを変えるだけでインピーダンス変換の割合の１／α２を変えることができるので、回路パラメータの調整が簡単であり容易にインピーダンスを調整できる効果がある。
By utilizing this phenomenon, in the induction power transmission system, the value of the induction resistance r1 of the
＜本発明の実施形態＞
本発明の誘導電力伝送システムの実施形態は、図１の１巻きのコイル、図１１の３巻きのコイル、図１６の７巻きのコイルなどのコイル状の送信アンテナ１と受信アンテナ２を非接触で配置し、アンテナ間の空間中を電力伝送する誘導電力伝送システムである。アンテナのコイル状配線の中間にポートを設置し、図２に示す電源回路３あるいは受信回路４を接続するものである。送信アンテナ１と受信アンテナ２は、ポートを中間に設置したダイポールアンテナをコイル状（スパイラル状）に巻いて、そのアンテナの配線の両端（アンテナ端）を開放するか、あるいは両端を接続するコンデンサを設置した構造にする。アンテナの両端が開放されている場合も、アンテナの両端間に浮遊容量がある。そして、送信アンテナ１と受信アンテナ２のアンテナ電流の角周波数ωをωｏに近い値にして共振させることで、効率良く電力を伝送する。第１の実施形態から第５の実施形態では、アンテナ電流間の位相差βは９０度（＝π／２）と異なる値で電力を伝送する。第１の実施形態で示す変形例３以外では、位相差βを９０度に近くする。その場合は、ωｏに近い値のωで誘導電力伝送システムのインピーダンスが整合し、式１０と式１１のあらわす誘導抵抗ｒの値は、近似的に以下の式１７と式１８であらわされる値になる。
ｒ１≒ｍωＬ１ （式１７）
ｒ２≒ｍωＬ２ （式１８）
このように、電源回路３の出力インピーダンスＺ１を式１７の誘導抵抗ｒ１に整合させ、負荷回路４の負荷インピーダンスＺ２を式１８の誘導抵抗ｒ２に整合させて電源回路３から負荷回路４まで電力Ｐｗを伝送することで、電力を最大の効率で伝送する電力伝送システムが得られる。
<Embodiment of the present invention>
In the embodiment of the inductive power transmission system of the present invention, the coiled transmitting
r1≈mωL1 (Formula 17)
r2≈mωL2 (Formula 18)
In this way, the output impedance Z1 of the
各実施形態の誘導電力伝送システムは、送信アンテナ１と受信アンテナ２の誘導抵抗ｒ１とｒ２は、電磁界シミュレーションにより電力を最大の効率で伝送する電源回路３の出力インピーダンスＺ１と負荷回路４の入力インピーダンスＺ２の値を求めることで、それらに整合するアンテナの誘導抵抗ｒを求めることができる。以下の各実施形態では、送信アンテナ１と受信アンテナ２の間の空間を大きくあけて、両アンテナの電磁誘導の結合係数ｍを０．００４ぐらいに小さくした場合でも、送信アンテナ１と受信アンテナ２を共鳴させてアンテナ間に良い効率で電力を伝送できる。そして、シミュレーションから得られた誘導抵抗ｒ１とｒ２は、式１７と式１８であらわされるため、非接触で電力を最大の効率で伝送する回路のインピーダンスの整合条件を設計できる。なお、共鳴させる送信アンテナ１と受信アンテナ２の間の空間は、真空や空気以外の、例えば誘電体媒質を充填した回路の誘導電力伝送システムも使え、また、アンテナ間に常磁性体を充填することも可能である。
In the inductive power transmission system of each embodiment, the inductive resistors r1 and r2 of the transmitting
＜第１の実施形態＞
以下、図１から図１０により、本発明の第１の実施形態を説明する。図１では、送信アンテナ１は、幅が１ｍｍで厚さが５０μｍの銅の配線でコイル径Ｄが４６ｍｍの１巻のコイルを形成した。この送信アンテナ１の自己インダクタンスＬ１は１６０ｎＨであり、受信アンテナ２の自己インダクタンスＬ２は１８０ｎＨである。この送信アンテナ１の配線の中間に電源回路３の端子（ポート１）を直列に接続して給電した。また、送信アンテナ１の両端をつなぐ外付けコンデンサで１００ｐＦの容量Ｃ１を設置した。１００ｐＦの容量Ｃ１の外付けコンデンサは、一辺の長さが３４ｍｍの正方形の電極を２つ平行に配置し０．１ｍｍの空気の間隔をあけて形成した容量で実現できる。受信アンテナ２は、送信アンテナ１と同じく、幅が１ｍｍで厚さが５０μｍの銅の配線により、コイル径Ｇが５０ｍｍの１巻のコイルを形成した。その受信アンテナ２の配線の中間に負荷回路４の端子（ポート２）を直列に接続した。また、受信アンテナ２の両端をつなぐ外付けコンデンサで９０ｐＦの容量Ｃ２を設置した。図１（ｂ）の側面図のように、送信アンテナ１と受信アンテナ２は、アンテナのコイルの軸方向にアンテナ間隔ｈの距離を隔てて配置する。そして、電源回路３から負荷回路４へ電力を最大の効率で伝送する電源回路３の出力インピーダンスＺ１を送信アンテナ１の誘導抵抗ｒ１とし、負荷回路４の負荷インピーダンスＺ２を受信アンテナ２の誘導抵抗ｒ２とする。そして、電源回路３は、アンテナ回路が共鳴する角周波数ωの電流Ｉ１を送信アンテナ１の出力するように、出力電流Ｉ１を正帰還して増幅する電源回路に構成し、アンテナの共鳴角周波数ωで発振させる。
<First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, the
図３に、アンテナ間隔ｈを種々に変えてシミュレーションした結果の、電源回路３から負荷回路４までの電力の伝送のＳパラメータ（Ｓ２１）をｄＢ（デシベル）であらわして縦軸に示す。その横軸は、電源回路が送信アンテナ１に流すアンテナ電流Ｉ１の周波数ｆをあらわすグラフを示す。図３（ａ）は、図１のアンテナ間隔ｈが１ｍｍの場合を示し、図３（ｂ）はｈ＝１０ｍｍの場合を示し、図３（ｃ）は、ｈ＝２０ｍｍの場合を示す。図３（ａ）で、アンテナ間隔ｈが１ｍｍの場合は、送信アンテナ１の誘導抵抗ｒ１が２０Ωであり、受信アンテナ２の誘導抵抗ｒ２が２３Ωである。この誘導抵抗ｒ１とｒ２に電源回路３と負荷回路４のインピーダンスＺ１とＺ２を一致させた場合にアンテナが共鳴して電力の伝送効率が最も良くなり、アンテナ電流Ｉ１の周波数ｆが４０ＭＨｚの場合の電力の伝送効率は極めて良く電力を伝送できた。図３（ｂ）で、アンテナ間隔ｈが１０ｍｍの場合は、ｒ１＝８Ωでｒ２＝９Ωであり、図３（ｃ）で、アンテナ間隔ｈが２０ｍｍの場合は、ｒ１＝４Ωでｒ２＝４Ωである。図３（ｃ）の、アンテナ間隔ｈが２０ｍｍの場合でも、Ｓ２１は−０．３ｄＢであり９２％の電力を伝送できた。
FIG. 3 shows the S parameter (S21) of power transmission from the
以上の場合は、アンテナ間隔ｈが１ｍｍ、１０ｍｍ、２０ｍｍの場合とも、ほとんど１００％近い効率で電力を伝送できた。電力伝送効率がほぼ１００％となる周波数ｆには周波数帯域（共鳴周波数帯域）の帯域幅があり、それは、図３（ａ）の、アンテナ間隔ｈが１ｍｍの場合は、３５ＭＨｚから５５ＭＨｚまでの周波数帯域であり、約２０ＭＨｚの周波数帯域幅がある。この現象は、後で詳しく解析するが、送信アンテナ１と受信アンテナ２の結合係数ｍが大きくなるほど帯域幅が大きくなる。電力伝送効率がほぼ１００％で飽和する周波数帯域は、アンテナ間隔ｈが大きくなるにつれて（結合係数ｍが小さくなるので）狭まり、図３（ｂ）の、アンテナ間隔ｈが１０ｍｍの場合は、共鳴周波数帯域は３６ＭＨｚから４６ＭＨｚまでの約８ＭＨｚの周波数帯域幅になる。図３（ｃ）の、アンテナ間隔ｈが２０ｍｍの場合は、共鳴周波数帯域は３８ＭＨｚから４１ＭＨｚまでの約３ＭＨｚの周波数帯域幅になる。
In the above case, even when the antenna interval h was 1 mm, 10 mm, and 20 mm, the power could be transmitted with almost 100% efficiency. The frequency f at which the power transmission efficiency is almost 100% has a frequency band (resonance frequency band), which is a frequency from 35 MHz to 55 MHz when the antenna interval h is 1 mm in FIG. The bandwidth is about 20 MHz. This phenomenon will be analyzed in detail later. As the coupling coefficient m between the transmitting
図４のグラフは、縦軸に、シミュレーションで得た誘導抵抗ｒ１を（２πｆＬ１）で割り算して無次元量にした値ｒ１／（２πｆＬ１）を黒丸印で示し、ｒ２／（２πｆＬ２）を白丸印で示す。実線は、両アンテナの結合係数ｍを計算する式４を１割程度の誤差で近似した近似式１９による計算結果を示す。図４の縦軸の値０．１がｒ１又はｒ２の約４．３Ωに対応する。図４のグラフの横軸は、アンテナ間隔ｈを、コイル径Ｄとコイル径Ｇの積の平方根で割り算して無次元量にした（ｈ／√（Ｄ×Ｇ））をあらわす。
ｍ≒1.8ＥＸＰ（−4.3√（0.04＋√（１／ｋ２−１））） （式１９）
近似式１９のｋは式５で計算される値である。図４で、実線で示す近似式１９の結合係数ｍは、シミュレーション結果のｒ１／（２πｆＬ１）およびｒ２／（２πｆＬ２）と良く一致した。このように、シミュレーションから得た図４の黒丸印と白丸印であらわす縦軸のｒ／（２πｆＬ）は、結合係数ｍの近似式１９の計算結果の実線に近い値になった。これは、式１７と式１８が成り立つことを意味する。
In the graph of FIG. 4, on the vertical axis, a value r1 / (2πfL1) obtained by dividing the induction resistance r1 obtained by the simulation by (2πfL1) into a dimensionless amount is indicated by a black circle, and r2 / (2πfL2) is indicated by a white circle. It shows with. The solid line shows the calculation result by the approximate expression 19 obtained by approximating the
m≈1.8 EXP (−4.3√ (0.04 + √ (1 / k 2 −1))) (Formula 19)
K in the approximate expression 19 is a value calculated by the
図４から、ｈ＝１ｍｍで（ｈ／√（Ｄ×Ｇ））が０．０２の場合は、ｍが０．５であり、ｈ＝１０ｍｍで（ｈ／√（Ｄ×Ｇ））が０．２の場合はｍが０．２であり、ｈ＝２０ｍｍで（ｈ／√（Ｄ×Ｇ））が０．４の場合はｍが０．１である。本実施形態では、周波数ｆ＝４０ＭＨｚの電磁界の波長は約７．５ｍの波長であり、その周波数ｆで共振する送信アンテナ１と受信アンテナの間隔が２０ｍｍの場合は、その間隔は波長の３７５分の１であり、波長に比べて十分短い。また、図３（ａ）のグラフでは、ｈ＝１ｍｍでｍ＝０．５の場合の電力の伝送効率Ｐｅの周波数特性をＳパラメータＳ２１で示す。図３（ｂ）のグラフでは、ｈ＝１０ｍｍでｍ＝０．２の場合を示し、図３（ｃ）のグラフでは、ｈ＝２０ｍｍでｍ＝０．１の場合を示す。図３のこれらのグラフでは、電力の伝送効率Ｐｅが飽和する周波数ｆの帯域の上限は、ほぼｆ／ｆｏ＝１／√（１−ｍ）であり、下限は、ほぼｆ／ｆｏ＝１／√（１＋ｍ）になっている。このため、結合係数ｍを大きくすると、電力の伝送効率Ｐｅが飽和する周波数ｆの帯域幅の割合ｆ／ｆｏが結合係数ｍ程度の幅を確保できる効果がある。それゆえ、結合係数ｍを大きくすると、送信アンテナ１から受信アンテナ２への電力伝送効率Ｐｅを飽和させる周波数帯域幅を大きくでき、両アンテナの共振周波数同士を緩い精度で一致させれば十分であり、両アンテナ回路の製造と調整が容易になる効果がある。
From FIG. 4, when h = 1 mm and (h / √ (D × G)) is 0.02, m is 0.5, and when h = 10 mm, (h / √ (D × G)) is 0. In the case of .2, m is 0.2, and when h = 20 mm and (h / √ (D × G)) is 0.4, m is 0.1. In the present embodiment, the wavelength of the electromagnetic field having the frequency f = 40 MHz is a wavelength of about 7.5 m. When the distance between the transmitting
本実施形態で、電力の伝送効率Ｐｅが飽和する周波数ｆの帯域幅の割合ｆ／ｆｏが結合係数ｍ程度の幅を確保できるので、誘導電力伝送システムの送信アンテナ１と受信アンテナ２の結合係数ｍを０．００４以上に設定して電力を伝送すると、周波数ｆの帯域幅が共振周波数の０．４％以上の幅を確保することができる。そのため、結合係数ｍを０．００４以上にすることが望ましい。そうすれば、誘導電力伝送システムに用いる部品の特性のバラツキを０．４％以内にして送信アンテナ１と受信アンテナ２の共振周波数のバラツキを０．４％以内にすることが比較的容易にできるので、この両アンテナの共振周波数のずれを電力を伝送するのに支障が無い程度の範囲内に収めることができる効果が得られる。
In this embodiment, since the bandwidth ratio f / fo of the frequency f at which the power transmission efficiency Pe is saturated can secure a width of about the coupling coefficient m, the coupling coefficient of the
また、電力Ｐｗを伝送する場合に、容量Ｃ１に加わる電圧Ｖ１と容量Ｃ２に加わる電圧Ｖ２は、次の式２０と式２１であらわされる。
Ｖ１≒√（Ｐｗ／ｍ）×（Ｌ１／Ｃ１）（１／４） （式２０）
Ｖ２≒√（Ｐｗ／ｍ）×（Ｌ２／Ｃ２）（１／４） （式２１）
ここで、電力Ｐｗ＝１００Ｗを伝送する場合でアンテナ系の結合係数ｍが０．１の場合は、Ｌ１＝１６０ｎＨ、Ｃ１＝１００ｐＦを式２０に代入すると、Ｖ１＝２００Ｖである。Ｌ２＝１８０ｎＨ、Ｃ２＝９０ｐＦを式２１に代入するとＶ２＝２１１ｖである。そのため、容量Ｃ１とＣ２は平均で２００Ｖ及び２１１Ｖの電圧（電圧のピークはその√２倍）に耐えなければならない。しかし、このように高い電圧が発生する箇所はアンテナの両端間だけで良く、そこに用いる容量Ｃ１とＣ２のみを高い耐電圧の部品で構成すれば良い。
Further, when transmitting the power Pw, the voltage V1 applied to the capacitor C1 and the voltage V2 applied to the capacitor C2 are expressed by the following
V1≈√ (Pw / m) × (L1 / C1) (1/4) (Formula 20)
V2≈√ (Pw / m) × (L2 / C2) (1/4) (Formula 21)
Here, when the power Pw = 100 W is transmitted and the coupling coefficient m of the antenna system is 0.1, when L1 = 160 nH and C1 = 100 pF are substituted into
本実施形態では、電源回路の端子（ポート１）では、アンテナ系の結合係数ｍが０．１の場合は、電源回路３と負荷回路４のインピーダンスを整合するアンテナの誘導抵抗ｒ１とｒ２が約４Ωであるので、１００Ｗの電力Ｐｗを伝送する場合は、電源回路３と負荷回路４に２０ボルトの電圧をかけ５アンペアの電流を流すことになり、電源回路３と負荷回路４の回路部分に発生する電圧は低いので、その部分で用いる回路部品は耐電圧をさほど高くする必要が無い効果がある。このように、本実施形態の誘導電力伝送システムは、電力を伝送するために誘導抵抗ｒに整合する電源回路３の出力インピーダンスＺ１及び負荷回路４の入力インピーダンスＺ２を小さくできる効果がある。そのため、所定の電力を伝送するために、電源回路３の出力端子のポート１及び負荷回路４の入力端子のポート２の電圧を低くできるので電力伝送回路の安全性が高い効果がある。
In this embodiment, when the antenna system coupling coefficient m is 0.1 at the terminal (port 1) of the power supply circuit, the induction resistances r1 and r2 of the antenna that match the impedances of the
本実施形態では、非接触でアンテナ間隔ｈがアンテナ径の４０％の２０ｍｍ（ｈ／√（Ｄ×Ｇ）が０．４）でありアンテナの結合係数ｍが０．１の場合でも、９２％の高い電力伝送効率Ｐｅが得られる効果がある。このため、応用例として、生体の組織を隔てて、生体内に縦横５０ｍｍで厚さが５０μｍの薄くて生体内で占有する体積が小さく埋め込み易い受信アンテナ２と負荷回路４から成る装置を埋め込み、生体外の送信アンテナ１から２０ｍｍ以下の厚さの生体組織を隔てて生体内に埋め込んだ受信アンテナ２に４０ＭＨの電磁界を共鳴させることにより効率良く電力を伝送する装置を製造できる。なお、このアンテナの寸法は５０ｍｍに限定されず、アンテナの共振周波数も４０ＭＨｚに限定されず、更に、アンテナの形状も１巻きのアンテナに限定されず多数巻きのコイル状あるいはスパイラル状のアンテナを用いることができる。
In the present embodiment, even when the antenna interval h is 20 mm (h / √ (D × G) is 0.4) which is 40% of the antenna diameter without contact and the antenna coupling coefficient m is 0.1, it is 92%. The high power transmission efficiency Pe can be obtained. For this reason, as an application example, a device composed of a receiving
（変形例１）
変形例１として、図１の第１の実施形態の送信アンテナ１と受信アンテナ２の両端を結ぶ容量がほぼ４倍で、Ｃ１が４００ｐＦでＣ２が３６０ｐＦの外付けコンデンサで接続する。これらの容量Ｃ１とＣ２のコンデンサにはアルミ電解コンデンサ等を用いることもできる。この場合は、共振周波数ｆが先の実施形態の半分の２０ＭＨｚになる。そして、電力伝送効率の周波数特性は、図３の周波数軸の周波数を半分にしたグラフになる。また、変形例１での、縦軸にｒ／（２πｆＬ）＝ｍをあらわし、横軸を（ｈ／√（Ｄ×Ｇ））にしたグラフは、周波数ｆが２分の１になるとともに誘導抵抗が２分の１になり、結局、図４と同じグラフであらわせる。なお、変形例１では、アンテナの両端間の容量Ｃ１とＣ２をほぼ４倍の容量にしたので、式２０と式２１に従って、電力Ｐｗが１００Ｗの電力を伝送する場合の、容量Ｃ１とＣ２の耐電圧は、先の実施例の約０．７倍の１４０Ｖ程度に低下する。
(Modification 1)
As a first modification, the capacitance connecting the both ends of the transmitting
（変形例２）
変形例２の誘導電力伝送システムは、図５のように送信アンテナ１と受信アンテナ２の縦横の径Ｄが同じ寸法の５０ｍｍのアンテナを用いる。このアンテナの自己インダクタンスはＬ１＝Ｌ２＝Ｌ＝１７６ｎＨである。そのアンテナの両端間を結ぶ外付けコンデンサの容量Ｃ１とＣ２を１００ｐＦにすると、アンテナ電流が３７ＭＨｚの周波数ｆで共振する。送信アンテナ１に対して受信アンテナ２を図５（ａ）の面の方向に縦（Ｙ方向）と横（Ｘ方向）へのずれ距離ｄを０にすると、シミュレーションの結果、図６に示す誘導抵抗ｒが発生した。図６は、縦軸に誘導抵抗ｒを無次元量のｒ／（２πｆＬ）であらわし、横軸にアンテナ間隔ｈをイル径で割り算した値の無次元量の（ｈ／Ｄ）であらわすグラフを示す。このグラフの縦軸の値０．１は誘導抵抗ｒの４．１Ωに対応する。図６のグラフの横軸は、アンテナの軸方向のアンテナ間隔ｈを２ｍｍから５０ｍｍ（ｈ／Ｄ＝０．１）まで種々に変えた場合をあらわす。図６のグラフの黒丸印はシミュレーションから得たｒをあらわし、実線は、近似式１９による結合係数ｍの計算結果を示すが、両者は良く一致した。図６で、（ｈ／Ｄ）が１の場合に結合係数ｍが約０．０２になった。また、（ｈ／Ｄ）が２になる場合は、シミュレーションの結果の誘導抵抗ｒは０．２４Ωになり、結合係数ｍに相当するｒ／（２πｆＬ）は０．００６になった。そして電力伝送効率Ｐｅは、２２％あった。このようにｍが０．００６程度あれば、電力伝送効率Ｐｅの飽和する周波数ｆの帯域幅が共振周波数ｆｏの０．６％程度あるので、０．６％程度の特性のバラツキのある部品を使っても、送信アンテナ１と受信アンテナ２の共振周波数のバラツキを許容範囲内に留めることができる。そのため、直径Ｄのコイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２の間隔ｈをアンテナのコイルの直径Ｄの２倍以下にすることで、実用的な誘導電力伝送システムが構成できる。
(Modification 2)
The inductive power transmission system of
図７のグラフは、共振周波数ｆが３７ＭＨｚの場合の、電力伝送効率Ｐｅをあらわす。横軸は図６と同じく（ｈ／Ｄ）である。図７の電力伝送効率Ｐｅは（ｈ／Ｄ）が大きくなるとともに低下する。その理由は、（ｈ／Ｄ）が大きくなるとともに結合係数ｍが小さくなり、式１０と式１１であらわされる誘導抵抗ｒ１とｒ２が小さくなり、式１２の電力伝送効率Ｐｅが小さくなるからである。図７から、幅１ｍｍの銅の配線では、アンテナ間隔ｈをコイル径Ｄと同じ距離の５０ｍｍ離した場合（ｈ／Ｄ＝１の場合）でも、電力伝送効率が約７５％あり、十分効率良く電力を伝送できた。また、電力伝送効率Ｐｅの式１２に従って、アンテナコイルの巻き数を増してインダクタンスＬを大きくすることにより、アンテナの配線の導通抵抗に比して誘導抵抗ｒを大きくでき、電力伝送効率Ｐｅを大きくできる効果がある。一方、式１２によると、アンテナの両端を大きな容量Ｃ１とＣ２のコンデンサで接続すると、共振角周波数ωが小さくなり、それにより誘導抵抗ｒが小さくなるので、電力伝送効率Ｐｅが小さくなる。
The graph of FIG. 7 represents the power transmission efficiency Pe when the resonance frequency f is 37 MHz. The horizontal axis is (h / D) as in FIG. The power transmission efficiency Pe in FIG. 7 decreases as (h / D) increases. The reason is that as (h / D) increases, the coupling coefficient m decreases, the induction resistances r1 and r2 expressed by
この送信アンテナ１と受信アンテナ２の両端を４倍の容量である４００ｐＦの容量Ｃ１及びＣ２の外付けコンデンサで接続すると、共振周波数ｆが変形例２の２分の１の約２０ＭＨｚになる。そして、図６における、縦軸にｒ／（２πｆＬ）＝ｍをあらわし、横軸を（ｈ／Ｄ）にして誘導抵抗ｒをあらわすグラフは、周波数ｆが約２分の１の２０ＭＨｚでのグラフになり、また誘導抵抗も約２分の１になるので、結局、同じ図６のグラフになる。
When both ends of the
変形例２の誘導電力伝送システムは、以下の装置に応用できる。家屋内の電源回路３から電力を周波数が約３７ＭＨｚの高周波電流によりコイル径Ｄが５０ｍｍの送信アンテナ１に供給して、家屋の壁に配線のための孔をあけずに、５０ｍｍ程度の厚さの壁を隔てて対向する家屋外の受信アンテナ２に約７５％の効率で電力を送信し、家屋外の照明装置や表示装置などの負荷回路４に電力を供給する装置が製造できる。アンテナの径Ｄを大きくすると、アンテナ間隔ｈを大きくでき、共振周波数ｆは下がる。また、共振周波数ｆは、アンテナの巻数を変えたり、アンテナの両端を容量Ｃ１及びＣ２が大きいコンデンサで接続することでも変えられる。
The inductive power transmission system of
（変形例３）
変形例３の誘導電力伝送システムは、送信アンテナ１と受信アンテナ２の位置が安定せず電磁誘導の結合係数ｍが変動する場合にも誘導抵抗ｒ１とｒ２を一定に保つ誘導電力伝送システムを構成する。図８（ａ）に、ｈ＝１０ｍｍ（ｈ／Ｄ＝０．２）の場合の、電源回路３と負荷回路４のインピーダンスＺを変えた場合の電力伝送効率Ｐｅをあらわす。この場合は、アンテナの結合係数ｍは０．２２である。図８（ａ）の横軸は、無次元量のＺ／（２πｆＬ）によってインピーダンスＺをあらわし、横軸の値０．１がＺの４．１Ωに対応する。図８（ａ）において、実線は、周波数ｆを３７ＭＨｚに固定した場合の電力伝送効率Ｐｅをあらわし、破線は、アンテナ電流の周波数ｆを、最大の電力を伝送する周波数ｆに適合させて変えた場合の電力の伝送効率Ｐｅをあらわす。
(Modification 3)
The inductive power transmission system of
図８（ｂ）には、図８（ａ）のグラフの横軸に示す特定のインピーダンスＺに電源回路３と負荷回路のインピーダンスＺを固定した電力伝送効率Ｐｅの周波数特性をＳパラメータ（Ｓ２１）のデシベル（ｄＢ）表示であらわす。図８（ａ）のように、Ｚ／（２πｆＬ）が結合係数ｍの値の０．２２より大きくなると電力伝送効率Ｐｅが低下する。一方、Ｚ／（２πｆＬ）が結合係数ｍの値の０．２２より小さい場合は、以下の２つの場合に分かれる。一つは、伝送する電力の周波数ｆをｆｏ＝３７ＭＨｚに固定する場合は、電力伝送効率Ｐｅは、Ｚ／（２πｆＬ）が結合係数ｍより小さくなるにつれて低下する。図８（ｂ）の電力伝送効率Ｐｅの周波数特性の２つのピークの間の谷間の位置がｆｏ＝３７ＭＨｚである。一方、Ｚ／（２πｆＬ）に応じて、アンテナ電流の周波数ｆを、図８（ｂ）のグラフの最大の電力伝送効率Ｐｅのピークの位置の周波数ｆに適合させて変える場合は、図８（ａ）の破線で示すように、電力伝送効率Ｐｅは飽和した値に維持することができる。
FIG. 8B shows the frequency characteristics of the power transmission efficiency Pe in which the impedance Z of the
変形例３の誘導電力伝送システムは、この効果を利用して、送信アンテナ１と受信アンテナ２間の距離の変化によるｍの変化に応じて、共振角周波数ωを変えることで、式１０と式１１による誘導抵抗ｒ１とｒ２を常時一定値に保ち、その一定の誘導抵抗ｒ１とｒ２に整合する電源回路３と負荷回路のインピーダンスＺ（Ｚ１とＺ２）を設定する。そのために、電源回路３は、送信アンテナ１の電流Ｉ１を正帰還回路により電源回路３に正帰還させて、その電流Ｉ１を増幅して送信アンテナ１に出力する電源回路３の構成する。また、結合係数ｍの値の変化に適応させて電力の伝送効率を飽和させられる結合係数ｍの値の範囲は、電源回路３と負荷回路のインピーダンスＺを（２πｆＬ）で割り算した値以上の結合係数ｍの値である。この誘導電力伝送システムの送信アンテナ１と受信アンテナ２の配置が、この値の結合係数ｍ以上であるならば、その結合係数ｍの値の変化に角周波数ω＝２πｆを式８に従って適応させて、電力伝送効率Ｐｅを常時飽和値に維持して効率良く電力を伝送できる効果がある。
The inductive power transmission system of
（変形例４）
変形例４の誘導電力伝送システムは、図５に示す送信アンテナ１と受信アンテナ２のコイルの軸を図５（ａ）の縦（Ｙ）と横（Ｘ）方向にずれ距離ｄでずらす誘導電力伝送システムである。送信アンテナ１と受信アンテナ２の両端を容量Ｃ１とＣ２が１００ｐＦの外付けコンデンサで接続し、アンテナ間隔ｈは２ｍｍに固定する。この場合のアンテナ回路の共振周波数ｆは、変形例１と同じ３７ＭＨｚになる。図９に、この共振周波数ｆ＝３７ＭＨｚにおけるシミュレーション結果の誘導抵抗ｒを黒丸印で、縦軸に無次元量のｒ／（２πｆＬ）であらわし、横軸にコイルのずれ距離ｄを無次元量（ｄ／Ｄ）であらわすグラフを示す。縦軸の値０．１がｒの４．１Ωに対応する。図９のように、コイルの位置を水平方向にずらすと、アンテナに現われるインピーダンスｒが低下する。この原因は、コイルの位置をずらすと、コイル同士の電磁誘導の結合係数ｍが小さくなる為である。
(Modification 4)
The inductive power transmission system of
図１０に、電源回路３から負荷回路４までの電力伝送効率Ｐｅを縦軸にあらわし、横軸をコイルのずれ距離ｄを無次元量（ｄ／Ｄ）であらわすグラフを示す。図１０から、（ｄ／Ｄ）が０．４以下、すなわち、コイルのずれ距離ｄがコイル径の４割である２０ｍｍ以下ならば９０％以上の電力伝送効率があり、十分効率良く電力を伝送できる。コイルのずれ距離ｄが（ｄ／Ｄ）＝０．６６になる位置では電力伝送効率が略０になる。この位置では、一方のアンテナのコイルが発生して他方のアンテナのコイルを横切る磁界の方向がアンテナのコイル内の場所により反転して磁界の正負が逆になるため、磁界の総和が０になり、誘導電圧及び結合係数ｍが０になる為と考える。図１０のように、（ｄ／Ｄ）が０．８を超えると電力伝送効率が回復して来る。
FIG. 10 is a graph in which the power transmission efficiency Pe from the
この送信アンテナ１と受信アンテナ２のコイルの軸を横方向にのみ、アンテナの径Ｄ＝５０ｍｍの２倍の距離の１００ｍｍずらすと、誘導抵抗ｒが０．２３Ωになり、アンテナ系のコイルの結合係数ｍと等しいｒ／（２πｆＬ）が０．００５になり、電力伝送効率Ｐｅが２０％の効率で電力を伝送できる。このように、アンテナのコイルの軸をずらす距離をアンテナの径Ｄの２倍以下にすることで、アンテナの結合係数ｍが０．００５以下になるので、電力伝送効率Ｐｅの飽和する周波数ｆの帯域幅が共振周波数ｆｏの０．５％程度あるので、０．５％程度の特性のバラツキのある部品を使っても、送信アンテナ１と受信アンテナ２の共振周波数のバラツキを許容範囲内に留めることができる。そのため、直径Ｄのコイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２の間隔ｄを、コイルの直径Ｄのを２倍以下にすることで実用的な誘導電力伝送システムが構築できる。
If the axes of the coils of the
この変形例４の効果を利用することで、５０ｍｍ程度の厚さの壁を隔てて対向する家屋内の送信アンテナ１と家屋外の受信アンテナ２との間に電力を伝送する誘導電力伝送システムが、以下のように改善できる。すなわち、屋内の電源装置３から家屋外の照明装置や表示装置などの負荷回路４に電力を伝送する際に、家屋の壁の厚さのバラツキによりアンテナ系の結合係数ｍがばらつく問題を、アンテナを軸に垂直方向にずらすことで結合係数ｍを所定の値に調整することができ解決できる。これにより、固定したインピーダンスＺを有する電源回路３と負荷回路４にアンテナの誘導抵抗を整合させて効率良く電力を伝送できる誘導電力伝送システムが構築できる。
An inductive power transmission system that transmits power between a transmitting
＜第２の実施形態＞
図１１に、３巻きのコイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２を用いた第２の実施形態の誘導電力伝送システムを示す。図１１（ａ）にアンテナの平面図を示し、図１１（ｂ）に側面図を示し、図１１（ｃ）に、電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。このグラフは電磁界シミュレーションにより得た。第１の実施形態と同様に、図１１（ｂ）の側面図のように、送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２のコイルをコイル面に平行にアンテナ間隔ｈで離して配置し、図１１（ａ）の平面図のように、送信アンテナ１の配線の中間に電源回路３から給電する端子（ポート１）を設置し、受信アンテナ２の配線の中間に負荷回路４の端子（ポート２）を設置する。本実施形態では、図１１に示すように、送信アンテナ１及び受信アンテナ２として、幅が１ｍｍで厚さが５０μｍの銅の配線で直径Ｄが５４ｍｍの３巻のコイルを形成し、そのコイルの両端を開放し、コイルの中間にポートを接続したアンテナを用いる。この開放した両端間の浮遊容量をＣ１とＣ２とする。なお、両アンテナのコイルの軸を縦（Ｙ）方向と横（Ｘ）方向とにずれ距離ｄを７ｍｍずらして配置する。
<Second Embodiment>
FIG. 11 shows an inductive power transmission system according to a second embodiment using a three-
電磁界シミュレーションの結果、アンテナの共振周波数は１４６ＭＨｚになり、送信アンテナ１の自己インダクタンスＬ１と受信アンテナ２の自己インダクタンスＬ２は、ともに１．２μＨであった。本実施形態では、アンテナの配線のコイルが３巻であり、第１の実施形態のコイルの巻き数の３倍あるので、このアンテナのコイルの自己インダクタンスＬ＝Ｌ１＝Ｌ２は、第１の実施形態のコイルの巻き数の３倍ある巻き数比の二乗に近い約７倍に大きくなった。また、共振周波数ｆ＝１４６ＭＨｚとアンテナのコイルの自己インダクタンスＬ＝１．２μＨから計算すると、アンテナのコイルの両端間に発生する浮遊容量Ｃ１とＣ２の容量は約１ｐＦある。図１１（ｃ）には、アンテナ間隔ｈが１ｍｍの場合の電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。この場合の両アンテナの結合係数ｍは約０．６である。ただし、アンテナのコイルの両端を開放した場合は、後の図１５で示すように、ｒ／（２πｆＬ）は、アンテナのコイルの式４あるいは式１９で計算する結合係数ｍの（２／π）倍になると考える。図１１（ｃ）では、共振周波数１４６ＭＨｚ前後に、図３（ａ）と同様に電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域の幅を持つ周波数特性のグラフを得た。
As a result of the electromagnetic field simulation, the resonance frequency of the antenna was 146 MHz, and the self-inductance L1 of the transmitting
（変形例５）
図１２（ａ）に、変形例５の誘導電力伝送システムの送信アンテナ１と受信アンテナ２の平面図を示し、図１２（ｂ）に側面図を示す。図１２（ｃ）に、電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。変形例５の誘導電力伝送システムでは、送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２のコイルの軸を７ｍｍのずれ距離ｄで横（Ｘ）方向にのみずらして、縦（Ｙ）方向にはずらさずに、両アンテナの縦（Ｙ）方向の配線同士をＸＹ面に垂直方向に１ｍｍの間隔ｈを隔てて重ねて配置する。この場合の両アンテナの結合係数ｍは、図１１の場合と大差無く０．６程度である。図１２（ｃ）に、この場合の電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域が、共振周波数１４６ＭＨｚの前後にあるが、その周波数帯域幅は、上限周波数が図１１（ｃ）の場合よりかなり高い４００ＭＨｚ近くまでの広い周波数帯域幅が得られた。このように電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域幅が広くなった原因は、両アンテナの縦（Ｙ）方向の複数の配線同士が対向することで、配線同士が容量結合することで電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域幅が広げられる効果が得られると考える。そのため、誘導電力伝送システムは、電力伝送効率Ｐｅの飽和する周波数帯域幅を広くするために、両アンテナのコイルの軸を重ねて配置して送信アンテナ１と受信アンテナ２の全部の配線を対向させることが望ましい。
(Modification 5)
FIG. 12A shows a plan view of the transmitting
図１３に、第２の実施形態の誘導電力伝送システムの３巻きのコイル状のアンテナの間隔ｈを６ｍｍあけた場合の、送信アンテナ１から受信アンテナ２への電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。この図１３には、両アンテナのコイルの軸を一致させた場合のグラフと、変形例５のように両コイルの軸をＹ方向に７ｍｍずらした場合と、最初の例のように両コイルの軸をＹ方向に７ｍｍずらし、かつ、Ｘ方向に６ｍｍずらした場合のグラフを併記した。アンテナの間隔ｈを６ｍｍあけた場合は、アンテナのコイルの軸を少しずらしても、電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域はさほど変わらなかった。このことから、この場合の電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域幅は、配線同士が対向することによる容量結合の影響よりも、むしろ、コイルの巻き数が多くなったことによる効果が大きいと考える。第２の実施形態の３巻きのアンテナ系の結合係数ｍも近似式１９で計算できる。間隔ｈを６ｍｍあけると、アンテナ径Ｄが５４ｍｍであるからｈ／Ｄが約０．１である。この場合は、式１９の計算結果をあらわす図３を見ると、結合係数ｍが約０．３５程度であることがわかる。第１の実施形態の場合では、この値の結合係数ｍの誘導電力伝送システム場合では、電力の伝送効率Ｐｅが飽和する周波数ｆの帯域の上限は、ｆｏ＝１４６ＭＨｚとして、ｆ＝１／√（１−ｍ）×ｆｏ＝約１８１ＭＨｚとなったが、第２の実施形態では、周波数の上限が第１の実施形態より大きくなり、周波数の帯域幅が広くなった。このようにアンテナ間の間隔ｈが６ｍｍと比較的大きい場合でも、コイルの巻き数が多い第２の実施形態では、周波数の帯域幅が広くなる効果がある。この現象を利用して、誘導電力伝送システムのアンテナのコイルの巻き数を多くすることで、アンテナ間に伝送する電力伝送効率が飽和する周波数帯域を広げる効果を得、送信アンテナ１から受信アンテナに安定して電力を伝送できる効果がある。
FIG. 13 is a graph of the frequency characteristics of the power transmission efficiency Pe from the transmitting
（変形例６）
変形例６の誘導電力伝送システムは、変形例５と同様に図１２（ａ）のように、送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２を配置するが、それぞれのアンテナのコイルの配線の両端は外付けコンデンサで接続する。それらの容量Ｃ１とＣ２を２８０ｐＦにする。この場合は、容量Ｃ１とＣ２のコンデンサが大きいので、共振周波数ｆは、浮遊容量のみの場合の１４６ＭＨｚから９ＭＨｚにまで下がった。図１４に、この共振周波数ｆが９ＭＨｚの場合のシミュレーション結果を示す。図１４（ａ）のグラフは、縦軸に、黒丸印で、シミュレーション結果の誘導抵抗ｒを無次元量であらわしたｒ／（２πｆＬ）をあらわし、実線で、近似式１９で計算される結合係数ｍの値をあらわす。そして、横軸には、アンテナ間隔ｈをコイルの直径Ｄで割り算した値（ｈ／Ｄ）をあらわす。シミュレーション結果のｒ／（２πｆＬ）は近似式１９による結合係数ｍの計算結果と概ね一致した。また、ｒ／（２πｆＬ）の値は、実施形態２での３巻きのコイルのアンテナの場合と、実施形態１での１巻きのコイルのアンテナの場合とで大差が無かった。
(Modification 6)
In the inductive power transmission system of
図１４（ｂ）に、この誘導電力伝送システムの電源回路３から負荷回路４までの電力伝送効率Ｐｅを縦軸であらわし、横軸にアンテナ間隔ｈを無次元量（ｈ／Ｄ）であらわすグラフを示す。図１４（ｂ）から、アンテナ間隔ｈをコイル径Ｄの６割程度離した場合（ｈ／Ｄ＝０．６の場合）でも、電力伝送効率が約９０％あり十分効率良く電力を伝送できる。図１４（ｂ）の電力伝送効率Ｐｅは、第１の実施形態の変形例２での図７の電力伝送効率Ｐｅと大差無い結果を得た。本変形例６では、共振周波数ｆが第１の実施形態の変形例２の図７の４分の１程度に小さい９ＭＨｚなので、式１０と式１１に従う誘導抵抗ｒ１とｒ２は小さくなり、式１２に従う電力伝送効率Ｐｅが小さくなる不利益があった。一方、アンテナ配線のコイルの巻き数を３倍の３巻きにすることでアンテナコイルのインダクタンスＬ１とＬ２を第１の実施形態の変形例２の７倍の１．２μＨに大きくすることで、電力伝送効率Ｐｅを大きくする利益があり、結果的に第１の実施形態の変形例２の図７と同等の、良い電力伝送効率Ｐｅが得られた。この変形例６で、容量Ｃ１とＣ２だけを小さくして共振周波数ｆを高くすれば、式１２に従って電力伝送効率Ｐｅを高くできる。
FIG. 14B is a graph in which the power transmission efficiency Pe from the
（変形例７）
変形例７の誘導電力伝送システムは、図１２（ａ）の送信アンテナ１及び受信アンテナ２の両端を開放して浮遊容量のみでつなぐ。この場合は、共振周波数ｆが１４６ＭＨｚになる。この誘導電力伝送システムのシミュレーション結果を図１５に示す。図１５（ａ）に、縦軸に、黒丸印で、シミュレーション結果の誘導抵抗ｒを無次元量のｒ／（２πｆＬ）であらわし、点線で近似式１９の値×（２／π）をあらわすグラフを示す。このグラフの横軸は、アンテナ間隔ｈを無次元量の（ｈ／Ｄ）であらわす。この変形例７のように、アンテナの両端を開放した場合は、アンテナの両端間を外部コンデンサで接続した場合とは異なり、アンテナの端部に近づくにつれアンテナ電流が小さくなる電流分布になる。そのアンテナ電流の平均値がアンテナの配線の中間のポートでの電流値の（２／π）倍になるため、近似式１９の結合係数ｍの計算結果に（２／π）を掛け算した値を点線のグラフであらわした。その結果がシミュレーション結果のｒ／（２πｆＬ）に良く一致した。また、図１５（ｂ）には、縦軸に電源回路３から負荷回路４までの電力伝送効率Ｐｅをあらわし、横軸にアンテナ間隔ｈを無次元量（ｈ／Ｄ）であらわすグラフを示す。図１５（ｂ）から、アンテナ間隔ｈをコイル径Ｄの８割程度離した場合（ｈ／Ｄ＝０．８の場合）でも、電力伝送効率Ｐｅが約９０％あり十分効率良く電力を伝送できる。
(Modification 7)
In the inductive power transmission system according to the modified example 7, both ends of the
（変形例８）
変形例８の誘導電力伝送システムは、半導体集積回路チップ内に形成する。すなわち、第２の実施形態の図１２（ａ）のアンテナの寸法を１０００分の１に縮小した、外形が縦横５４μｍ程度のコイル（スパイラル）状のアンテナを半導体の製造工程で製造する。この誘導電力伝送システムは、半導体チップ中で上下方向で対向した配線層に形成したアンテナ間に効率良く電力を伝送する。この場合は、送信アンテナ１と受信アンテナ２として、幅が１μｍで厚さが０．５μｍの銅の配線の矩形のコイルを、コイルの一辺の大きさＤが５４μｍの３巻のコイルに形成した。また、変形例７と同様に、アンテナのコイルの両端は開放する。送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２のコイルは、コイル軸を水平方向に７μｍのずれ距離ｄでずらした。このアンテナのコイルの自己インダクタンスＬは１０００分の１の１．３ｎＨになり、このアンテナのコイルの開放された両端間には、１０００分の１の約０．００１ｐＦの浮遊容量Ｃ１とＣ２が発生し、アンテナの共振周波数ｆは１０００倍の約１５０ＧＨｚになった。変形例８の場合も、図１５（ａ）のグラフの関係が成り立ち、しかも、同じ縦軸の値に対する誘導抵抗ｒは変形例７と同じになった。また、電力伝送効率Ｐｅは、図１５（ｂ）より悪化したが、アンテナ間隔ｈをコイル径Ｄの２割程度（ｈ／Ｄ＝０．２）離した場合でも電力伝送効率Ｐｅが約８０％あり十分効率良く電力を伝送でき、また、ｈ／Ｄ＝０．６の場合でも電力伝送効率Ｐｅが約４０％あった。電力伝送効率Ｐｅが低くなるのは、共振周波数が高くなると表皮効果によって銅配線の抵抗が大きくなるため、アンテナの損失が増えるためである。また、アンテナ間隔ｈ＝１μｍ（結合係数ｍが０．６）の場合は、誘導抵抗ｒは図１２（ｃ）における値とほぼ同じ４８０Ωになり、電力伝送効率Ｐｅのグラフは、図１２（ｃ）のグラフの周波数を１０００倍したグラフになった。このように、半導体集積回路内でもこの誘導電力伝送システムが効率良く電力を伝送できる。
(Modification 8)
The inductive power transmission system of
（変形例９）
変形例９の誘導電力伝送システムは、第２の実施形態の図１２（ａ）の３巻きのコイル状のアンテナの寸法を約６倍の３００ｍｍに拡大し、厚さ５０μｍで幅が１０ｍｍの配線を３巻きした送信アンテナ１と受信アンテナ２を対向させてアンテナ間に電力を伝送する。各アンテナコイルの配線の両端に容量Ｃ１とＣ２が１００ｐＦの外付けコンデンサを接続する場合は、共振周波数ｆが７．３ＭＨｚになる。また、各アンテナのコイルのインダクタンスＬ１とＬ２は４．９μＨである。アンテナ間隔ｈをアンテナの寸法Ｄ程度に３００ｍｍ離した場合では、両アンテナの結合係数ｍが約０．０２になる。その配置では、誘導抵抗ｒ１とｒ２が約４Ωになるが、整合した回路での電力伝送効率Ｐｅは約９４％になり、効率良く電力が伝送できる。この電力伝送効率Ｐｅは、第１の実施形態の変形例２における７５％の電力伝送効率より効率が良い。電力伝送効率が良くなる原因は、第１の実施形態よりもアンテナの巻き数が増すことで、アンテナコイルのインダクタンスＬが大きくなるからである。この構成の誘導電力伝送システムにより、電力を充電して動力として利用する車両などに、電力供給設備の電源回路３から電力を周波数が約７．３ＭＨｚの高周波電流により、幅１０ｍｍの銅の配線による３巻きの矩形のコイルの直径Ｄが３００ｍｍの送信アンテナ１に供給して、３００ｍｍ程度の距離を隔てて対向する車両の受信アンテナ２に約９４％の効率で電力を送信し、その車両の充電池などの負荷回路４に電力を供給する誘導電力伝送システムを構成できる。
(Modification 9)
In the inductive power transmission system of Modification 9, the size of the three-turn coiled antenna shown in FIG. 12A of the second embodiment is increased by about 6 times to 300 mm, the wiring is 50 μm thick and 10 mm wide. The transmitting
＜第３の実施形態：トランス回路＞
第３の実施形態の誘導電力伝送システムは、共鳴電磁界の波長より十分近い距離に設置した送信アンテナ１と受信アンテナ２のコイルの巻き数を変えることで両アンテナの誘導インピーダンスを異ならせるトランス回路である。すなわち、送信アンテナ１と受信アンテナ２を、コイルの巻き数を変えて自己インダクタンスＬ１とＬ２を変えることにより、アンテナのコイルの誘導抵抗ｒ１とｒ２を、式１０と式１１に従ってＬ１とＬ２に比例して変えることができる。
ｒ１＝ｍωＬ１・ｓｉｎ（β） （式１０’）
ｒ２＝ｍωＬ２・ｓｉｎ（β） （式１１’）
ω＝ωｏ／√（１＋ｍ・ｃｏｓ（β）） （式８’）
誘導抵抗ｒ１は、（Ｌ２／Ｌ１）＝（１／α２）倍の誘導抵抗ｒ２に変換される。
<Third Embodiment: Transformer Circuit>
The inductive power transmission system of the third embodiment is a transformer circuit that makes the inductive impedances of both antennas different by changing the number of turns of the coils of the transmitting
r1 = mωL1 · sin (β) (
r2 = mωL2 · sin (β) (Formula 11 ′)
ω = ωo / √ (1 + m · cos (β)) (
The induction resistance r1 is converted into an induction resistance r2 that is (L2 / L1) = (1 / α 2 ) times.
この現象を利用して、図２の回路図で、誘導抵抗ｒ１に整合させた電源回路３の出力インピーダンスＺ１を、（Ｌ２／Ｌ１）倍の誘導抵抗ｒ２に整合させた負荷回路４の負荷インピーダンスＺ２に変換するトランス回路を構成することができる。このトランス回路で変換できる電源回路３のインピーダンスＺ１は、０からｍωＬ１までの範囲である。空芯コイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２を対向させ近づけると、結合係数ｍが大きくなり、インピーダンス変換できるインピーダンスの値の上限ｍωＬ１とｍωＬ２が大きくなるため、送信アンテナ１と受信アンテナ２は近づける方が望ましい。このトランス部品を用い、送信アンテナ１の自己インダクタンスＬ１と受信アンテナ２の自己インダクタンスＬ２を、アンテナのコイルの巻数を変えて調整する。アンテナのコイルの自己インダクタンスＬは、概ね巻数の二乗に比例して変わる。こうして、両アンテナの自己インダクタンスＬを調整することで、異なるインピーダンスＺ１を持つ電源回路３と負荷回路４のインピーダンスＺ２を変換して、電源回路３から負荷回路４へ効率良く電力を伝送するトランス回路を構成することができる。
By utilizing this phenomenon, in the circuit diagram of FIG. 2, the load impedance of the
ここで、ｃｏｓ（β）を負にする共鳴条件の場合は、式８の共振角周波数ωはωｏより高い周波数にシフトし、受信アンテナ２の電流Ｉ２は送信アンテナ１の電流Ｉ１を打ち消すように逆向きに流れる。この条件を満たす共振周波数は、電力伝送効率ＰｅをＳ２１であらわす図８（ｂ）の左側のグラフでの周波数特性の２山のグラフの、周波数が高い側のＳ２１のピークを与える周波数である。この周波数では、送信アンテナ１と受信アンテナ２の総体のアンテナ系が外部に出す電磁界が小さくなり、このトランス回路の発生する不要電磁波ノイズ（ＥＭＩ）が小さくなる効果がある。また、ｃｏｓ（β）が正の共鳴条件の場合は、共振角周波数ωはωｏより低い周波数にシフトする。この条件を満たす共振周波数は、図８（ｂ）の左側のグラフでの周波数特性の２山のグラフの、周波数が低い側のＳ２１のピークを与える周波数である。この周波数では、受信アンテナ２の電流Ｉ２は送信アンテナ１の電流Ｉ１と同じ方向に流れ、送信アンテナ１と受信アンテナ２の総体のアンテナ系が外部に出す電磁界が大きくなる。その一方、このトランス回路は、１つの送信アンテナ１のコイルの軸に軸が重なる複数の受信アンテナ２のコイルを並列に設置して、それらの複数の受信アンテナ２とそれに接続する負荷回路４に同時に、電源回路１から電力を伝送できる効果がある。
Here, in the case of the resonance condition in which cos (β) is negative, the resonance angular frequency ω of
この、空芯コイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２で構成するトランス回路は、従来の磁性体のコアを有するトランス回路に比べ、重量を軽減できる効果がある。また、磁性体のコアを用いる従来のトランス回路が、そのコアの材料の周波数特性による制約で使えなかった高周波でも、コアの材料に制約されずに有効に動作させることができる効果がある。
The transformer circuit constituted by the transmitting
＜第４の実施形態＞
図１６（ａ）に、本発明の第４の実施形態の誘導電力伝送システムのアンテナの平面図を示す。これは、送信アンテナ１と受信アンテナ２を７巻きのコイル状アンテナにした。図１６（ｂ）にシミュレーション結果の、電力伝送効率Ｐｅの周波数特性のグラフを示す。第１の実施形態と同様に、送信アンテナ１に電源回路３を接続し、受信アンテナ２に負荷回路４を接続する。図１６では、送信アンテナ１及び受信アンテナ２として、幅が１ｍｍで厚さが５０μｍの銅の配線で形成したコイル径Ｄが４７ｍｍの７巻のコイルのアンテナを形成し、アンテナの両端は開放する。そのアンテナの両端間の浮遊容量をＣ１とＣ２とする。アンテナ１の配線の中間に電源回路３から給電する端子（ポート１）を設置し、受信アンテナ２の配線の中間に負荷回路４の端子（ポート２）を設置する。送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２のコイルは、コイル面に平行にアンテナ間隔ｈを５ｍｍ離して配置する。すなわち、ｈ／Ｄが約０．１の場合を示す。更に、両アンテナのコイルの軸をずらさない場合と、両アンテナのコイルの軸をＹ方向に５ｍｍずらす場合と、Ｘ方向とＹ方向ともに５ｍｍずらした場合、の３つの場合のシミュレーション結果を図１６（ｂ）に示す。このグラフでは、電力伝送効率Ｐｅが飽和する周波数帯域幅が１４０ＭＨｚから２１０ＭＨｚまであるが、この周波数帯域幅は、同じ（ｈ／Ｄ）＝０．１の場合における、第２の実施形態の図１２の３巻きのコイルのアンテナでの図１３の周波数帯域幅より広くなった。この原因は、誘導電力伝送システムのスパイラル形のアンテナの巻き数を多くすることで、電力伝送効率Ｐｅの飽和する周波数帯域幅を広くする効果が得られたためと考える。
<Fourth Embodiment>
FIG. 16A shows a plan view of an antenna of the inductive power transmission system according to the fourth embodiment of the present invention. This made the transmitting
＜第５の実施形態＞
図１７（ａ）に、本発明の第５の実施形態の誘導電力伝送システムの送信アンテナ１と受信アンテナ２の平面図を示す。本実施形態は、同一平面上に２０ｍｍ隔てて並べて置いた厚さ５０μｍで幅１ｍｍの銅の配線を巻いたコイル状の送信アンテナ１と受信アンテナ２から成る誘導電力伝送システムである。各アンテナは、縦横４７ｍｍの矩形状で、紙面に垂直方向に１ｍｍの間隔をあけて２組の７巻きの銅の渦巻き状コイルを平行させる。この両アンテナのコイルの軸はＸ方向にアンテナの直径の６７／４７≒１．４倍離れている。送信アンテナ１のコイルの配線の中間には電源回路３の端子のポート１を設置し、受信アンテナ２のコイルの配線の中間には負荷回路４の端子のポート２を設置し、コイルの両端は開放する。このアンテナは８．９μＨの自己インダクタンスＬを持ち、アンテナのコイルの開放した両端が５ｐＦの浮遊容量でつながれていて、周波数ｆ＝２３．８ＭＨｚで共振する。このアンテナを構成する平行する２組の渦巻き状コイル間には比較的大きな５ｐＦという浮遊容量が発生し、その容量が両コイルの開放端間を接続する。平行する２組の渦巻き状コイル間の間隔が狭いほどこの浮遊容量の値が大きくなる。
<Fifth Embodiment>
FIG. 17A is a plan view of the transmitting
シミュレーションの結果、このアンテナの誘導抵抗ｒ１＝ｒ２＝ｒは７Ωであり、結合係数ｍは、誘導抵抗から計算すると、ｍ＝ｒ／（２πｆＬ）＝０．０１３である。図１７（ｂ）に、送信アンテナ１から受信アンテナ２への電力伝送効率ＰｅをＳ２１であらわした、Ｓ２１の周波数特性を示す。この誘導抵抗ｒにインピーダンスＺを整合させて電力を伝送することでＳ２１は−０．７３ｄＢが得られ、電力伝送効率Ｐｅが約８５％の効率良い電力伝送できる。この程度にアンテナの軸をずらしても、良い効率で電力が伝送できる誘導電力伝送システムが得られた。このアンテナの電力伝送効率Ｐｅを式１２で計算すると約０．８４になり、電磁界シミュレーションの結果と良く一致する。
As a result of simulation, the induction resistance r1 = r2 = r of this antenna is 7Ω, and the coupling coefficient m is m = r / (2πfL) = 0.013 when calculated from the induction resistance. FIG. 17B shows the frequency characteristics of S21 in which the power transmission efficiency Pe from the transmitting
また、送信アンテナ１のコイルの同一平面上に送信アンテナ１の周囲の四方に間隔を隔てて複数の受信アンテナ２を設置し、送信アンテナ１から複数の受信アンテナ２に同時に電力を伝送する電力伝送システムを構築できる。そのように受信アンテナ２が複数ある場合は、送信アンテナ１に直列に接続する電源回路３のインピーダンスＺ１を、各受信アンテナ２の送信アンテナ１への結合係数ｍの総和に（ωＬ１）を掛け算した値に調整して整合させることができる。
In addition, a plurality of receiving
（変形例１０）
変形例１０の誘導電力伝送システムは、図１７（ａ）の各アンテナの構成要素の２組のコイルの紙面に垂直方向の間隔を、先の実施形態の場合の４倍の４ｍｍの間隔をあけ、そのアンテナの両端を開放する。この誘導電力伝送システムを電磁界シミュレーションした結果、共振周波数ｆは、先の実施形態の２倍弱の４０．１ＭＨｚで共振し、アンテナの誘導抵抗ｒ１＝ｒ２＝ｒは２倍以上の１８Ωになった。この誘導抵抗ｒにインピーダンスＺを整合させて電力を伝送すると電力伝送効率ＰｅをあらわすＳ２１は−０．４６ｄＢになり、約９０％の電力伝送効率Ｐｅが得られた。共振周波数ｆが２倍近く大きくなったのは、アンテナの両端の間の浮遊容量Ｃ１とＣ２が４分の１程度に小さくなったことが原因である。電力伝送効率Ｐｅが大きくなったのは、共振周波数ｆが大きくなったので、式１０と式１１に従って誘導抵抗ｒ１とｒ２が大きくなったので式１２で計算される電力伝送効率Ｐｅが大きくなったためである。また、その各アンテナ毎に、アンテナを構成する２つのコイルの間隔を更に８ｍｍに大きくすると、アンテナの共振周波数ｆは更に大きな値の５１．４ＭＨｚになり、各アンテナの誘導抵抗ｒ１＝ｒ２＝ｒがより大きな値の３４Ωになり、Ｓ２１は−０．３２ｄＢになり約９３％の電力伝送効率Ｐｅで電力を伝送した。
(Modification 10)
In the inductive power transmission system according to the modified example 10, an interval in the vertical direction is formed on the paper surface of the two sets of coils of each antenna component in FIG. 17A, and an interval of 4 mm, which is four times that in the previous embodiment. Open both ends of the antenna. As a result of electromagnetic field simulation of this induction power transmission system, the resonance frequency f resonates at 40.1 MHz, which is slightly less than twice that of the previous embodiment, and the induction resistance r1 = r2 = r of the antenna becomes 18Ω, which is twice or more. It was. When electric power is transmitted by matching the impedance Z with the induction resistor r, S21 representing the electric power transmission efficiency Pe becomes −0.46 dB, and the electric power transmission efficiency Pe of about 90% is obtained. The reason why the resonance frequency f has increased by a factor of two is that the stray capacitances C1 and C2 between both ends of the antenna have decreased to about a quarter. The reason why the power transmission efficiency Pe is increased is that the resonance frequency f is increased, so that the induction resistances r1 and r2 are increased according to the
（変形例１１）
変形例１１の誘導電力伝送システムは、第４の実施形態の図１６（ａ）の縦横４７ｍｍの７巻きのコイルの送信アンテナ１と受信アンテナ２を、図１７（ａ）のような形に同一平面上に２０ｍｍ隔てて配置する。このアンテナ系は１１５ＭＨｚで共振し、電磁界シミュレーションの結果のアンテナの誘導抵抗ｒは、ｒ＝ｒ１＝ｒ２＝１４Ωになり、この誘導抵抗ｒにインピーダンスＺを整合させて電力を伝送するとＳ２１は−０．４９ｄＢが得られ、約８９％の電力伝送効率Ｐｅが得られた。変形例１０の各アンテナを２つのコイルで構成しそのコイルの間隔を８ｍｍにした場合のＰｅ＝９３％よりも本変形例１１の電力伝送効率Ｐｅが低かった。その原因は、変形例１１のアンテナコイルの巻き数が７巻きであり、変形例１０のアンテナのコイルの巻き数の１４よりも巻き数が少なかったため、電力伝送効率Ｐｅが少なくなったと考える。
(Modification 11)
In the inductive power transmission system according to the modification 11, the transmitting
（変形例１２）
変形例１２の誘導電力伝送システムは、図１６の送信アンテナ１と受信アンテナ２それぞれに、同じ形状のアンテナを、間隔Ｇａｐを隔てて平行に非接触で設置することで、送信アンテナ１を、電源回路３と接続する本体アンテナと、それに間隔Ｇａｐを隔てて平行する補助アンテナとから構成したアレーアンテナを用いる。このアレーアンテナの概観は、変形例１０の各アンテナを構成する２つのコイルを本体アンテナと補助アンテナとに切り離した上で、補助アンテナを左右に反転した形にしたアンテナを持つ誘導電力伝送システムである。すなわち、補助アンテナは、本体アンテナのポートが短絡された本体アンテナと同じ形で、本体アンテナに平行するコイル状に形成する。この各アレーアンテナを図１７（ａ）のような形に同一平面上に２０ｍｍ隔てて配置する。電磁界シミュレーションの結果、図１８のように、各アレーアンテナ毎のアンテナ要素の間隔Ｇａｐの大きさによりアレーアンテナの共振周波数ｆが１１５ＭＨｚより１０５ＭＨｚに至るまで小さくなり、また、アレーアンテナの誘導抵抗ｒは、補助アンテナを設置しない場合の１４Ωに比べて４倍程度の６４Ωから５０Ωに大きくなる。
(Modification 12)
In the inductive power transmission system of
図１８の結果は、（１）アレーアンテナのアンテナ要素の間隔Ｇａｐが０．５ｍｍの場合、共振周波数ｆが約１１２ＭＨｚで、誘導抵抗が６４Ωになる。また、（２）アンテナ要素の間隔Ｇａｐが２ｍｍの場合、共振周波数ｆが約１０８ＭＨｚで、誘導抵抗が５８Ωになる。そして、（３）アンテナ要素の間隔Ｇａｐが７ｍｍの場合、共振周波数ｆが約１０６ＭＨｚで、誘導抵抗が５０Ωになる。このように、アレーアンテナのアンテナ要素の間隔Ｇａｐが０．５ｍｍから約７ｍｍまで変わる場合は、間隔Ｇａｐが大きくなるとアレーアンテナの共振周波数ｆが大きくなる。一方、アンテナ要素の間隔Ｇａｐが７ｍｍ以上に大きくなると、この傾向が逆になり、共振周波数ｆは間隔Ｇａｐとともに大きくなり、間隔Ｇａｐが十分大きくなると、共振周波数ｆは１１５ＭＨｚに収束する。また、電力伝送効率Ｐｅは、間隔Ｇａｐが０．５ｍｍから７ｍｍまでの場合は、約９４％になり、電力の損失率が半分になる良い電力伝送効率が得られる効果があった。この原因は、本体アンテナと補助アンテナが並列にほぼ同じ大きさの電流が流れ、それらの電流の発生する電磁界が重なって強め合って、強い電磁界を発生することにより電力の伝送効率が向上したためと考える。また、アレーアンテナ構造の送信アンテナ１と受信アンテナ２は、そのアンテナのコイルの軸をずらして離して配置する場合に限らず、アンテナのコイルの軸方向に軸をほぼ重ねて離して配置する場合でも、同様に良い電力伝送効率Ｐｅで電力を伝送できる効果がある。
The results of FIG. 18 are as follows: (1) When the gap Gap between the antenna elements of the array antenna is 0.5 mm, the resonance frequency f is about 112 MHz and the induction resistance is 64Ω. (2) When the gap Gap between the antenna elements is 2 mm, the resonance frequency f is about 108 MHz and the induction resistance is 58Ω. (3) When the gap Gap between the antenna elements is 7 mm, the resonance frequency f is about 106 MHz and the induction resistance is 50Ω. Thus, when the gap Gap of the antenna elements of the array antenna changes from 0.5 mm to about 7 mm, the resonance frequency f of the array antenna increases as the gap Gap increases. On the other hand, when the gap Gap between the antenna elements is increased to 7 mm or more, this tendency is reversed, and the resonance frequency f increases with the gap Gap. When the gap Gap is sufficiently large, the resonance frequency f converges to 115 MHz. Further, the power transmission efficiency Pe is about 94% when the gap Gap is 0.5 mm to 7 mm, and there is an effect that a good power transmission efficiency can be obtained in which the power loss rate is halved. The cause is that the main antenna and the auxiliary antenna have approximately the same current in parallel, and the electromagnetic fields generated by these currents overlap and strengthen each other to generate a strong electromagnetic field, thereby improving the power transmission efficiency. I think it was because I did it. In addition, the transmitting
＜第６の実施形態＞
第６の実施形態の誘導電力伝送システムは、送信アンテナ１と受信アンテナ２で構成する誘導電力伝送システムをインピーダンス変換回路５として用いる。すなわち、アンテナ電流Ｉ１とアンテナ電流Ｉ２の位相差βを９０度ずらしｃｏｓ（β）を０にし、共振角周波数ωをωｏにして、先の式１４から式１６の状態でアンテナ系を共鳴させる。こうすることで、図２の回路図で、電源回路３を送信アンテナ１のポート１に接続し、負荷回路４を受信アンテナ２のポート２に接続し、任意のαで、電源回路３の出力インピーダンスＺ１をωＭ・αにし、負荷回路４の負荷インピーダンスＺ２をｒ２＝ωＭ／αにし、インピーダンスを変換して電源回路３から負荷回路４に電力を伝送することができる効果がある。
<Sixth Embodiment>
The inductive power transmission system according to the sixth embodiment uses an inductive power transmission system including a
図１９（ａ）は、本実施形態のインピーダンス変換回路５を用いない場合の、送信アンテナ１と受信アンテナ２の平面図を示す。図１９（ａ）では、送信アンテナ１のコイルのインダクタンスＬ１と受信アンテナ２のコイルのインダクタンスＬ２が同じインダクタンスＬ＝Ｌ１＝Ｌ２の場合を示す。図１９（ａ）のように送信アンテナ１と受信アンテナ２が結合係数ｍで電磁結合して相互誘導係数Ｍ＝Ｍｏを持つとする。その場合に、両アンテナを共振角周波数ω＝ωｏ＝１／√（Ｌ１・Ｌ２）で共鳴させると、式１７と式１８により、誘導抵抗ｒ１とｒ２がωＭｏになるので、電源回路３の出力インピーダンスＺ１と負荷回路４の入力インピーダンスＺ２をωＭｏに整合させて効率良く電力を伝送できる。
FIG. 19A is a plan view of the
次に、図１９（ｂ）に本実施形態の誘導電力伝送システムで構成するインピーダンス変換回路５の構成と使用例の平面図を示す。図１９（ｂ）の電源回路３と送信アンテナ１の間に本実施形態のインピーダンス変換回路５を挿入する。この回路で、送信アンテナ１のコイルと受信アンテナ２のコイルの位置が変動すると、送信アンテナ１と受信アンテナ２の相互誘導係数ＭがＭｏより小さい値に変動する。ここで、相互誘導係数ＭがＭｏ／αに小さくなった場合は、受信アンテナ２の誘導抵抗ｒ２を、負荷回路のインピーダンスの固定値のωＭｏ＝ωＭ×αに整合すると、送信アンテナ１の誘導抵抗ｒ１は、式１４と式１５に従い、ωＭ／α＝ωｏＭｏ／α２になる。電源回路のインピーダンスの固定値のωＭｏ＝ωＭ×αを、この送信アンテナの誘導抵抗ｒ１のωＭ／αに変換するために、インピーダンス変換回路５を構成する送信アンテナと受信アンテナ間の距離を可変にしてアンテナ間の相互インダクタンスＭを可変にする。そして、インピーダンス変換回路５は、その相互インダクタンスＭをＭｏ／αに調整することで、電源回路のインピーダンスの固定値のωＭｏ＝ωＭ×αを、インピーダンス変換回路５の送信アンテナの誘導抵抗ｒ３にし、それを、インピーダンス変換回路５の受信アンテナの誘導抵抗の値ωＭ／αに変換する。これにより、その誘導抵抗の値を、そのインピーダンス変換回路５に接続する送信アンテナ１の誘導抵抗ｒ１に整合させ、電源回路３から負荷回路４までの全回路のインピーダンスを整合して効率良く電力を伝送する。このように、送信アンテナ１と受信アンテナ２の距離が変動して相互誘導係数Ｍが変化しても、その変化によるインピーダンスの変動を、インピーダンス変換回路５が、共鳴の角周波数ωを一定に保ったままで、アンテナ間の距離という１つのパラメータを調整するだけで相互誘導係数Ｍを可変にして、適正な値にインピーダンスを変換して整合させることができる。
Next, FIG. 19B shows a plan view of the configuration and usage example of the
（変形例１３）
変形例１３の誘導電力伝送システムは、本実施形態の、図１９（ｂ）のインピーダンス変換回路５を、誘導電力伝送システム以外の手段で構成する。すなわわち、変形例１３のインピーダンス変換回路は、それが接続する誘導電力伝送システムの共振周波数の電磁界の波長の４分の１の長さの伝送線路で構成する。そして、その伝送線路の特性インピーダンスを１つのパラメータを調整するだけで可変にする構成にする。その特性インピーダンスの可変手段は、２つの帯状の線路を平行させて構成する伝送線路の線路幅を可変にして構成することができる。あるいは、２つの帯状の線路を平行させて構成する伝送線路の線路の間隔を可変にして構成することができる。
(Modification 13)
In the inductive power transmission system of
＜第７の実施形態＞
第７の実施形態の誘導電力伝送システムは、図２０のように、第５の実施形態の第１７（ａ）のアンテナのポート１あるいはポート２が接続するアンテナの給電点に並列に、例えば、１３ｍｍ□のループ配線６を追加する。このループ配線６の配置は、そのポートからそのループ配線６に流れ込む電流がループ配線６を回転する方向が、それ以外のコイルの配線にそのポートから流れ込む電流がそのコイルを回転する方向と逆向きに回転するように配置する。このループ配線６を追加することで、共振周波数でアンテナのポートに誘起する誘導抵抗ｒは１６Ωになった。この値は第５の実施形態の７Ωの誘導抵抗の約２倍になった。この誘導抵抗ｒは、アンテナ間の距離が近くなり結合係数ｍが増すと逆に小さくなる。このループ配線６の面積を大きくすることで誘導抵抗ｒを大きくでき、誘導抵抗ｒの値をループ配線６の面積により自由に変えて利用しやすい適度な大きさに設定することができる効果がある。
<Seventh Embodiment>
In the inductive power transmission system of the seventh embodiment, as shown in FIG. 20, in parallel with the feeding point of the antenna to which the
本発明の誘導電力伝送システムは、ディスプレイ装置等に、家屋の壁を隔てて誘導エネルギーを供給する用途に適用できる。また、生体への非侵襲なシステム構成で、生体内に埋め込んだ電子装置にエネルギーを供給する用途に適用できる。また、半導体集積回路内で集積回路の配線層間で電力を非接触で伝送する用途に適用できる。更に、車両などに電力供給設備から非接触で電力を供給する用途に適用できる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The inductive power transmission system of the present invention can be applied to an application for supplying inductive energy across a wall of a house to a display device or the like. In addition, the non-invasive system configuration for a living body can be applied to an application for supplying energy to an electronic device embedded in the living body. Further, the present invention can be applied to a use in which electric power is transmitted in a non-contact manner between wiring layers of an integrated circuit within a semiconductor integrated circuit. Furthermore, the present invention can be applied to an application for supplying electric power to a vehicle or the like from a power supply facility in a contactless manner.
１・・・送信アンテナ
２・・・受信アンテナ
３・・・電源回路
４・・・負荷回路
５・・・インピーダンス変換回路
６・・・ループ配線
Ｃ１、Ｃ２・・・容量
ｄ・・・ずれ距離
Ｄ・・・送信アンテナ径
Ｇ・・・受信アンテナ径
ｈ・・・アンテナ間隔
Ｉ１、Ｉ２・・・アンテナ電流
Ｌ１、Ｌ２・・・自己インダクタンス
ｒ、ｒ１、ｒ２、ｒ３・・・誘導抵抗
Ｚ１、Ｚ２・・・インピーダンス
DESCRIPTION OF
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008130243A JP2009278837A (en) | 2008-05-18 | 2008-05-18 | Induced-power transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008130243A JP2009278837A (en) | 2008-05-18 | 2008-05-18 | Induced-power transmission system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009278837A true JP2009278837A (en) | 2009-11-26 |
Family
ID=41443727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008130243A Pending JP2009278837A (en) | 2008-05-18 | 2008-05-18 | Induced-power transmission system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2009278837A (en) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010011654A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Sony Corp | Power transmitter, power supplying device, and power receiving device |
| JP2010132023A (en) * | 2008-12-02 | 2010-06-17 | Showa Aircraft Ind Co Ltd | Non-contact electricity feeding device |
| JP2010158151A (en) * | 2008-12-01 | 2010-07-15 | Toyota Industries Corp | Contactless power transmission apparatus |
| JP2011147213A (en) * | 2010-01-12 | 2011-07-28 | Toyota Motor Corp | Electric power transmission system and power feeder for vehicle |
| JP2011166994A (en) * | 2010-02-12 | 2011-08-25 | Toyota Motor Corp | Power supplying device and vehicle power supplying system |
| JP2012039692A (en) * | 2010-08-04 | 2012-02-23 | Yazaki Corp | Noncontact power transmission apparatus |
| JP2012050209A (en) * | 2010-08-25 | 2012-03-08 | Nec Tokin Corp | Non-contact power transmission system |
| JP2013021862A (en) * | 2011-07-13 | 2013-01-31 | Yazaki Corp | Power feeding system design method |
| JP2013158227A (en) * | 2012-01-03 | 2013-08-15 | Hideo Kikuchi | Inductive power transmission system |
| US8704534B2 (en) | 2010-08-25 | 2014-04-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus of tracking of resonant impedance in resonance power transfer system |
| WO2014087889A1 (en) * | 2012-12-07 | 2014-06-12 | 日産自動車株式会社 | Non-contact power supply apparatus and method for controlling same |
| JP2014161177A (en) * | 2013-02-20 | 2014-09-04 | Nitto Denko Corp | Portable device and charging apparatus therefor, and portable device charging system |
| JP2014207796A (en) * | 2013-04-15 | 2014-10-30 | 日産自動車株式会社 | Non-contact power feeding device, and method of controlling the same |
| KR101453975B1 (en) * | 2012-11-28 | 2014-11-03 | 김준열 | Method for linking batteryless device using near field magnetic coupling |
| CN107771282A (en) * | 2015-06-22 | 2018-03-06 | 布利斯脱大学 | Wireless ultrasound wave sensor |
-
2008
- 2008-05-18 JP JP2008130243A patent/JP2009278837A/en active Pending
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4561886B2 (en) * | 2008-06-27 | 2010-10-13 | ソニー株式会社 | Power transmission device, power feeding device, and power receiving device |
| US8319489B2 (en) | 2008-06-27 | 2012-11-27 | Sony Corporation | Power transfer device, power supply device and power receiving device |
| JP2010011654A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Sony Corp | Power transmitter, power supplying device, and power receiving device |
| JP2010158151A (en) * | 2008-12-01 | 2010-07-15 | Toyota Industries Corp | Contactless power transmission apparatus |
| JP2010132023A (en) * | 2008-12-02 | 2010-06-17 | Showa Aircraft Ind Co Ltd | Non-contact electricity feeding device |
| JP2011147213A (en) * | 2010-01-12 | 2011-07-28 | Toyota Motor Corp | Electric power transmission system and power feeder for vehicle |
| CN102712267A (en) * | 2010-01-12 | 2012-10-03 | 丰田自动车株式会社 | Power transmission system and power supply device for vehicles |
| US9421877B2 (en) | 2010-01-12 | 2016-08-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power transmission system and power supply device for vehicles |
| JP2011166994A (en) * | 2010-02-12 | 2011-08-25 | Toyota Motor Corp | Power supplying device and vehicle power supplying system |
| JP2012039692A (en) * | 2010-08-04 | 2012-02-23 | Yazaki Corp | Noncontact power transmission apparatus |
| US8704534B2 (en) | 2010-08-25 | 2014-04-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus of tracking of resonant impedance in resonance power transfer system |
| JP2012050209A (en) * | 2010-08-25 | 2012-03-08 | Nec Tokin Corp | Non-contact power transmission system |
| JP2013021862A (en) * | 2011-07-13 | 2013-01-31 | Yazaki Corp | Power feeding system design method |
| JP2013158227A (en) * | 2012-01-03 | 2013-08-15 | Hideo Kikuchi | Inductive power transmission system |
| KR101453975B1 (en) * | 2012-11-28 | 2014-11-03 | 김준열 | Method for linking batteryless device using near field magnetic coupling |
| WO2014087889A1 (en) * | 2012-12-07 | 2014-06-12 | 日産自動車株式会社 | Non-contact power supply apparatus and method for controlling same |
| JPWO2014087889A1 (en) * | 2012-12-07 | 2017-01-05 | 日産自動車株式会社 | Non-contact power feeding apparatus and control method thereof |
| JP2014161177A (en) * | 2013-02-20 | 2014-09-04 | Nitto Denko Corp | Portable device and charging apparatus therefor, and portable device charging system |
| US10483800B2 (en) | 2013-02-20 | 2019-11-19 | Nitto Denko Corporation | Portable device, charging device for same, and charging system for portable device |
| JP2014207796A (en) * | 2013-04-15 | 2014-10-30 | 日産自動車株式会社 | Non-contact power feeding device, and method of controlling the same |
| CN107771282A (en) * | 2015-06-22 | 2018-03-06 | 布利斯脱大学 | Wireless ultrasound wave sensor |
| CN107771282B (en) * | 2015-06-22 | 2024-04-19 | 布利斯脱大学 | Wireless ultrasonic sensor |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5054113B2 (en) | Inductive power transmission circuit | |
| JP2009278837A (en) | Induced-power transmission system | |
| Kim et al. | Asymmetric coil structures for highly efficient wireless power transfer systems | |
| JP2010063324A (en) | Induced power transmission circuit | |
| US10158256B2 (en) | Contactless connector system tolerant of position displacement between transmitter coil and receiver coil and having high transmission efficiency | |
| JP5934934B2 (en) | Wireless power transmission system | |
| JP5685766B2 (en) | Wireless power transceiver and wireless power system | |
| JP6288519B2 (en) | Wireless power transmission system | |
| JP6074745B2 (en) | Wireless power transmission system and power transmission device | |
| JP6172607B2 (en) | Wireless power transmission device | |
| WO2011083594A1 (en) | Non-contact power transmission device and near-field antenna for same | |
| US20110266884A1 (en) | Electric power transmission apparatus and noncontact electric power transmission system | |
| KR102125917B1 (en) | Wireless power transmitting device | |
| CN104521100B (en) | Contactless power transmission device, electric supply installation and current-collecting device | |
| Le-Huu et al. | Dual-band free-positioning transmitting coil for multiple-receiver wireless power transfer | |
| JP5354874B2 (en) | Inductive power supply system | |
| WO2014132480A1 (en) | Wireless power transmission device, method for adjusting load fluctuation response of input impedance in wireless power transmission device, and method for manufacturing wireless power transmission device | |
| JP2012135066A (en) | Inductive power transmission system | |
| JP5981203B2 (en) | Power transmission system | |
| JP6858151B2 (en) | Wireless power supply device and its impedance adjustment method | |
| JP6981334B2 (en) | Composite antenna device and electronic equipment | |
| WO2024009485A1 (en) | Power transmission coil | |
| JP6350777B2 (en) | ANTENNA DEVICE AND ELECTRONIC DEVICE | |
| JP6567329B2 (en) | Resonator | |
| KR102199329B1 (en) | Multi-layer wire structure for high efficiency wireless communication |