JP2009278564A

JP2009278564A - 増幅回路

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Publication number: JP2009278564A
Application number: JP2008130093A
Authority: JP
Inventors: Joji Kasai; 譲治笠井
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 2008-05-16
Filing date: 2008-05-16
Publication date: 2009-11-26

Abstract

【課題】単電源で動作する増幅回路において、直流成分除去用のコンデンサを備えるにも関わらず、低周波数成分を低下させずに出力すること。
【解決手段】左音声信号及び右音声信号の低周波数成分において、同位相かつ同振幅レベルであるモノラル音声信号が含まれているという特性を利用し、左音声用負荷及び右音声用負荷が接続される出力端子の極性を反転させ、かつ、各負荷が接続される極性の異なる端子に共通の直流成分除去用のコンデンサを接続することにより、左音声用負荷及び右音声用負荷に供給される電圧の低周波数成分に関しては、コンデンサの影響を受けないので、低周波数成分が低下することを防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、単電源で動作する増幅回路に関し、直流成分除去用のコンデンサによって低周波数成分が低下することを防止する増幅回路に関する。

単電源で動作する増幅回路は、出力電圧が直流成分を含むので、出力電圧から直流成分を除去し、負荷であるスピーカーに出力する必要がある。これを実現するために、トランス結合する、又は、コンデンサを直列に挿入し、コンデンサによって直流成分を除去する方法が行われている。トランスを用いて最少可聴周波数といわれる約２０Ｈｚの周波数成分をスピーカーに供給するためには、きわめて大型のトランスが必要となるので、一般的には、コンデンサを用いた直流成分の除去が行われている。しかし、コンデンサを使用する場合には、スピーカーの負荷インピーダンスが数Ω程度であるので、前記周波数成分を通過させるためには必然的に大容量のコンデンサが必要となり、その結果、トランスほどではないにしてもかなり大型のコンデンサを使用する必要がある。

図７〜図９は、従来の単電源型の増幅回路と、その負荷接続構成とを示す回路図である。図７〜図９のいずれの場合においても、増幅回路の出力から負荷までの伝達特性は、負荷抵抗ＲLとコンデンサＣoとの時定数で決まるカットオフ周波数を持つ低域カット特性となる。図７は最も一般的に使用される回路構成であり、入力信号および負荷電圧の両方が接地電位を信号基準点としている。従って、接地電位に対する負荷ＲＬの直流電位は０である。

図８は、図７の回路構成に対して、直流成分除去用のコンデンサを接地電位側に挿入した回路であり、負荷ＲＬは接地電位に対して一定の直流電位を有するが、負荷ＲＬの正負端の電位が同じであるので、直流電流が流れることはない。図９は図８の回路構成の変形例であり、図８における接地電位側のコンデンサを接地電位側と電源ＥＢ側に分割したものである。この回路構成の場合、電源オン／オフ時のような過渡状態における負荷電位が安定するまでの時間が短くなるので、図７、図８の回路に比べて電源オン／オフ時のポップノイズに対して有利となる一方、電源の変動やリップル成分がある場合には、負荷の正側にはグランド基準で増幅された信号電圧が加わるのに対し、負側には前記電源の変動成分やリップル成分の約１／２が加わることになるので、これらの成分を打ち消すための工夫が必要となる。

図７〜図９の増幅回路においては、出力電圧の直流成分除去用のコンデンサＣｏを設ける必要であるので、コンデンサＣｏの影響により出力電圧の低周波数成分が低下してしまうという問題がある。

特開平４−２５０７１０号公報

本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、単電源で動作する増幅回路において、直流成分除去用のコンデンサを備えるにも関わらず、低周波数成分を低下させずに負荷に出力することができる増幅回路を提供することである。

本発明の好ましい実施形態による増幅回路は、単電源で動作する増幅回路であって、第１チャンネル用の負荷が接続可能である、第１極性の第１チャンネル出力端と、第２極性の第１チャンネル出力端と、第２チャンネル用の負荷が接続可能である、第１極性の第２チャンネル出力端と、第２極性の第２チャンネル出力端と、入力される第１チャンネル音声信号を基準電圧に基づいて増幅し、前記第１極性の第１チャンネル出力端に出力する第１増幅部と、入力される第２チャンネル音声信号の位相を反転させる位相反転部と、前記位相反転部から供給される第２チャンネル音声信号を前記基準電圧に基づいて増幅し、前記第２極性の第２チャンネル出力端に出力する第２増幅部と、一端が接地電位又は前記単電源に接続され、他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続されたコンデンサとを備える。

第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号の低周波数成分において同位相かつ同振幅レベルであるモノラル音声信号が含まれているという特性を利用し、第１チャンネル用負荷及び第２チャンネル用負荷が接続される出力端子の極性を反転させ、かつ、各負荷が接続される極性の異なる端子に共通の直流成分除去用のコンデンサを接続することにより、第１チャンネル用負荷および第２チャンネル用負荷に供給される電圧の低周波数成分に関しては、直流成分除去用のコンデンサの影響を受けないので、低周波数成分が低下するという問題を防止することができる。

好ましい実施形態においては、前記コンデンサが第１コンデンサおよび第２コンデンサからなり、前記第１コンデンサの一端が接地電位に接続され、その他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続され、前記第２コンデンサの一端が前記単電源の正側に接続され、その他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続されている。

好ましい実施形態においては、増幅回路は、前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端との接続点に生じするリップル成分を抽出し、前記第１増幅部および前記第２増幅部に供給することによって、前記第１チャンネル用の負荷および前記第２チャンネル用の負荷に供給される電圧から前記リップル成分を除去するリップル除去部をさらに備える。

好ましい実施形態においては、前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号の低周波数成分には、同位相かつ同振幅レベルであるモノラル音声信号が含まれている。

好ましい実施形態においては、前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号に基づいて、低周波数成分における同位相かつ同振幅レベルのモノラル音声信号を生成し、前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号に加算する信号生成部をさらに備える。

この場合、第１チャンネル音声信号および第２チャンネル音声信号の低周波数成分にモノラル音声信号が含まれていない場合であっても、第１チャンネル用負荷および第２チャンネル用負荷に供給される電圧の低周波数成分に関しては、直流成分を除去するコンデンサの影響を受けないので、低周波数成分が低下するという問題を防止することができる。

好ましい実施形態においては、前記信号生成部が、前記第１チャンネル音声信号の高周波数成分を抽出する第１高域通過フィルタと、前記第２チャンネル音声信号の高周波数成分を抽出する第２高域通過フィルタと、前記第１チャンネル音声信号の振幅レベルに所定係数を乗算する第１乗算部と、前記第２チャンネル音声信号の振幅レベルに前記所定係数を乗算する第２乗算部と、前記第１乗算部の出力信号と前記第２乗算部の出力信号とを加算する第１加算部と、前記第１加算部の出力信号の低周波数成分を抽出する低域通過フィルタと、前記第１高域通過フィルタの出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを加算する第２加算部と、前記第２高域通過フィルタの出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを加算する第３加算部とを有し、前記第２加算部の出力信号が前記第１増幅部に供給され、前記第３加算部の出力信号が前記位相反転部に供給される。

好ましい実施形態においては、前記第１チャンネル音声信号が左音声信号であり、前記第２チャンネル音声信号が右音声信号であり、前記第１極性が正であり、前記第２極性が負である。

第１チャンネル用負荷および第２チャンネル用負荷に供給される電圧の低周波数領域に関しては、直流成分を除去するコンデンサの影響を受けないので、低周波数成分が低下するという問題を防止することができる。

以下、本発明の好ましい実施形態による増幅回路１ついて、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図１は、増幅回路１の構成を示す概略回路図である。増幅回路１は、単電源（片電源ともいう。）ＥＢによって動作され、第１チャンネル音声信号（本例では左音声信号ｅＬ）及び第２チャンネル音声信号（本例では右音声信号ｅＲ）を含むステレオ音声信号を増幅し、増幅した各音声信号を負荷ＲＬ及びＲＢそれぞれに供給する。

増幅回路１は、第１増幅部２と、第２増幅部３と、直流成分除去用のコンデンサＣｏと、抵抗Ｒ１，Ｒ４と、コンデンサＣ１，Ｃ３と、基準電圧生成部４と、位相反転部７とを備える。

第１増幅部２は、電源電圧ＥＢが供給されることにより動作し、入力される左音声信号ｅＬを増幅し、左音声信号用負荷ＲＬ（例えば、左チャンネルスピーカーであり、以下、単に負荷ＲＬという。）に供給する。第２増幅部３は、電源電圧ＥＢが供給されることにより動作し、入力される右音声信号ｅＲを増幅し、右音声信号用負荷ＲＲ（例えば、右チャンネルスピーカーであり、以下、単に負荷ＲＲという。）に供給する。コンデンサＣｏは、負荷ＲＬ及びＲＲに供給される左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲに含まれる直流成分を除去（カット）する。基準電圧生成部４は、第１増幅部２および第２増幅部３が単電源ＥＢで動作する際の基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、ＥＢ／２）を生成し、第１増幅部２及び第２増幅部３に供給する。

第１増幅部２は、例えば、アンプＡＰ１（例えばパワーアンプ用ＩＣ）と、抵抗Ｒ２，Ｒ３と、コンデンサＣ２とを備える。アンプＡＰ１の正側入力端子はコンデンサＣ１の一端及び抵抗Ｒ１の一端に接続され、その負側入力端子は抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を介して接地電位（グランド）に接続され、かつ、抵抗Ｒ３を介してアンプＡＰ１の出力端に接続されている。アンプＡＰ１の出力端は、左チャンネル用負荷ＲＬが接続される左正側出力端＋ｏｕｔＬに接続されている。コンデンサＣ１の他端は左音声信号源４の正側に接続されており、左音声信号ｅＬが入力される。左音声信号源４の負側は接地電位に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、基準電圧生成部４に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。なお、第１増幅部２の構成はこれに限定されない。

第１増幅部２の動作を説明する。左音声信号ｅＬが入力されると、コンデンサＣ１によって左音声信号ｅＬから直流成分が除去される。コンデンサＣ１の出力信号に、抵抗Ｒ１を介して基準電圧生成部４から供給される直流基準電圧（バイアス電圧）Ｖｒｅｆが加算（重畳）され、Ｖｒｅｆを基準電位とした左音声信号がアンプＡＰ１の正側入力端子に入力される。アンプＡＰ１は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，コンデンサＣ２等によって決定される所定利得で、入力される左音声信号を基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて増幅し、左正側出力端＋ｏｕｔＬに出力する。

第２増幅部３は、例えば、アンプＡＰ２（例えばパワーアンプ用ＩＣ）と、抵抗Ｒ５，Ｒ６と、コンデンサＣ４とを備える。アンプＡＰ２の正側入力端子はコンデンサＣ３の一端及び抵抗Ｒ４の一端に接続され、その負側入力端子は抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ４を介して接地電位に接続され、かつ、抵抗Ｒ６を介してアンプＡＰ２の出力端に接続されている。アンプＡＰ２の出力端は、負荷ＲＲの一端が接続される右負側出力端−ｏｕｔＲに接続されている。コンデンサＣ３の他端は、位相反転部７の出力端に接続されている。位相反転部７の入力端は、右音声信号源６の正側に接続されており、右音声信号ｅＲが入力される。右音声信号源６の負側は接地電位に接続されている。抵抗Ｒ４の他端は、基準電圧生成部４に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。なお、第２増幅部３の構成はこれに限定されない。

第２増幅部３の動作を説明する。右音声信号ｅＲが入力されると、位相反転部７によって、左音声信号ｅＬに対して１８０度位相が反転される。位相反転部７の出力信号はコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３によって右音声信号から直流成分が除去される。コンデンサＣ３の出力信号に、抵抗Ｒ４を介して基準電圧生成部４から供給される直流基準電圧（バイアス電圧）Ｖｒｅｆが加算（重畳）され、Ｖｒｅｆを基準電位とした右音声信号がアンプＡＰ２の正側入力端子に入力される。アンプＡＰ２は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，コンデンサＣ４等によって決定される所定利得で、入力される右音声信号を基準電圧に基づいて増幅し、右負側出力端−ｏｕｔＲに出力する。

位相反転部７によって右音声信号の位相が反転されているが、第２アンプＡＰ２の出力端が接続されている右負側出力端−ｏｕｔＲの極性（マイナス）が、第１アンプＡＰ１の出力端が接続されている左正側出力端＋ｏｕｔＬの極性（プラス）と反対になっているので、各負荷ＲＬ，ＲＲに供給される音声信号の位相関係が同じになっている。

ここで、増幅回路１が有する各素子の値の関係を説明すると、Ｒ１＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ６、Ｒ２＝Ｒ５、Ｃ１＝Ｃ３、Ｃ２＝Ｃ４の関係になっている。

基準電圧生成部４は、図２に示すように、オペアンプＯＰと、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５とを有する。オペアンプＯＰの正側入力端子は抵抗Ｒ７，Ｒ８，コンデンサＣ５の各一端に接続され、オペアンプＯＰの負側入力端子はその出力端に接続され、その出力端が基準電圧生成部４の出力端になっている。抵抗Ｒ７の他端は電源ＥＢの正側に接続され、抵抗Ｒ８，コンデンサＣ５の各他端は接地電位に接続されている。基準電圧生成部４は、電源電圧ＥＢが供給されることにより、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＥＢ／２）を生成する。

図１に戻って、コンデンサＣｏは、その一端がコンデンサＣ２の他端とコンデンサＣ４の他端と接地電位とに接続され、その他端が左負側出力端−ｏｕｔＬと右正側出力端＋ｏｕｔＲとに接続されている。コンデンサＣｏは、上記の通り、第１増幅部２から負荷ＲＬに供給される左音声信号、及び、第２増幅部３から負荷ＲＲに供給される右音声信号から、直流成分（基準電圧Ｖｒｅｆ）を除去する。

以上の構成を有する増幅回路１についてその作用を説明する。図３は、増幅回路１の作用を説明するための等価回路である。第１増幅部２（左正側出力端＋ｏｕｔＬ）の出力電圧をＥＬ、第２増幅部３（右負側出力端−ｏｕｔＲ）の出力電圧をＥＲ、コンデンサＣｏの電圧（左負側出力端−ｏｕｔＬ及び右正側出力端＋ｏｕｔＲの電圧）をＶｃ、コンデンサＣｏの容量をＣｏ、各負荷ＲＬ、ＲＲの抵抗値をＲとする。負荷ＲＬの両端に供給される電圧ＶｏＬは下記式１、負荷ＲＲの両端に供給される電圧ＶｏＲは下記式２のようになる。

また、キルヒホッフの法則により、下記式３が成立する。

上記式３を展開すると、電圧Ｖｃが下記式４で表される。但し、ωｏ＝１／ＣｏＲである。

上記式１、式２に上記式４を代入することにより、負荷電圧ＶｏＬ、ＶｏＲは下記式５、６でそれぞれ表される。

上記式５、式６から明らかなように、左音声信号と右音声信号との周波数ωが、コンデンサＣｏと負荷抵抗ＲＬ，ＲＲの抵抗値Ｒとで決定される周波数ωｏよりも十分に高い周波数帯域においては、自己のチャンネルの成分のみが各負荷に出力される。つまり、式５に示すように、負荷ＲＬに供給される電圧ＶｏＬは、ＥＲ成分が０に近似され、ＥＬ成分のみによって決定される値になる。また、式６に示すように、負荷ＲＲに供給される電圧ＶｏＲは、ＥＬ成分が０に近似され、ＥＲ成分のみによって決定される値になる。

一方、左音声信号と右音声信号との周波数ωが、コンデンサＣｏと負荷抵抗ＲＬ，ＲＲの抵抗値Ｒとで決定される周波数ωｏよりも低い周波数帯域においては、自己のチャンネルの成分と、他方のチャンネルの成分との差分に基づく電圧が供給される。つまり、式５に示すように、負荷ＲＬに供給される電圧ＶｏＬは、ＥＬ成分からＥＲ成分を減算した電圧になる。また、式６に示すように、負荷ＲＲに供給される電圧ＶｏＲは、ＥＬ成分からＥＲ成分を減算した電圧になる。

図４は、負荷ＲＬに供給される電圧ＶｏＬのＥＬ成分およびＥＲ成分の周波数特性を示すシミュレーション結果である。横軸に周波数ωを、縦軸に利得を示す。周波数ωがωｏよりも小さい帯域では、ＥＬ成分がＥＬ／２に、ＥＲ成分がＥＲ／２になっている。そのため、ＥＬ成分からＥＲ成分を減算した電圧になることが分かる。また、ＥＬ成分は周波数ωがωｏ以上において利得が１／２から１まで連続的に増加し、ＥＲ成分は２ωｏ以上において利得が１／２から０まで連続的に減少している。従って、周波数ωがωｏよりも十分に大きい場合に、ＥＲ成分の利得が０であるので、ＥＬ成分のみの電圧になることが分かる。

ここで、ステレオ音声信号は、左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲに、同位相成分が多く含まれているという特性を有する。特に、ステレオ音声信号の低周波数成分については、左音声信号ｅＬ及び右音声信号のｅＲの両方に、同位相かつ同レベル（同振幅値）の音声信号（すなわち、モノラル音声信号）が含まれている。これは次の理由による。１つ目は、ステレオペアーマイクによるライブ録音では波長の長い低周波数成分は、各マイク間の位相差もレベル差も僅かであるということ、２つ目は、人間の聴覚特性上、一般に１００Ｈｚ以下の低周波数成分においては、その音源方向を感知することが困難であるので、低周波数成分は左音声信号及び右音声信号の両方に含める方がリソースの有効利用になるという経済的理由である。

従って、左音声信号ｅＬと右音声信号ｅＲが同位相かつ同レベル（モノラル音声信号）である場合、ＥＲ＝−ＥＬであるので、負荷ＲＬに供給される電圧ＶｏＬは下記式７になり、負荷ＲＲに供給される電圧ＶｏＲは下記式８になる。

上記式７，８に示すように、ＶｏＬ，ＶｏＲの式にはコンデンサＣｏの容量が含まれないので、コンデンサＣｏの影響を受けず、フラットな周波数特性を与えることがわかる。従って、図１の回路構成を採用することによって、ステレオ音声信号に含まれる低周波数成分のモノラル音声信号に関しては、事実上、直流成分除去用のコンデンサＣｏの影響を受けずに再生することができる。その結果、コンデンサＣｏを設けているにも関わらず、低周波数成分がコンデンサＣｏによって低下することを防止することができる。

以上のように、本実施形態によると、ステレオ音声信号の低周波数成分においては、同位相かつ同レベルであるモノラル音声信号が左音声信号及び右音声信号の両方に含まれるという特性を利用し、図１の回路構成を採用することによって、単電源で動作する増幅回路であっても、低周波数成分を低下させずに音声信号を再生することができる。

次に、本発明の別の好ましい実施形態による増幅回路１１を、図５を参照し、説明する。図１の増幅回路１と同一部分には同一符号を付け、説明を援用する。増幅回路１１では、直流成分を除去するためのコンデンサとして、図１のコンデンサＣｏの代わりに、コンデンサＣｏ１（容量はＣｏ／２），Ｃｏ２（容量はＣｏ／２）が設けられている。コンデンサＣｏ１は、一端が接地電位に接続され、他端が左負側出力端−ｏｕｔＬと右正側出力端＋ｏｕｔＲとに接続されている。また、コンデンサＣｏ２は、一端が電源ＥＢの正側に接続され、他端が左負側出力端−ｏｕｔＬと右正側出力端＋ｏｕｔＲとに接続されている。

このような回路構成においても、図１の増幅回路１の場合と同様の作用効果が得られる。すなわち、ステレオ音声信号の低周波数成分においては、同位相かつ同レベルであるモノラル音声信号が左音声信号及び右音声信号の両方に含まれるという特性を利用し、図５の回路構成を採用することによって、単電源用の増幅回路であっても、低周波数成分を低下させずに再生することができる。

なお、増幅回路１１によると、コンデンサＣｏ２の一端が電源ＥＢに接続されているので、電源電圧に含まれるリップル成分がコンデンサＣｏ２の他端（つまり、左負側出力端−ｏｕｔＬおよび右正側出力端＋ｏｕｔＲ）に現れてしまう。一方、アンプＡＰ１、ＡＰ２の正側入力端子に入力される音声信号は基準電圧生成部４から供給されるＶｒｅｆを基準とした信号であるので、アンプＡＰ１，ＡＰ２から出力される電圧はリップル成分を含まない。その結果、負荷ＲＬ，ＲＲの各両端に供給される電圧にはリップル成分が含まれるという問題が生じる。

この問題を解決するために、増幅回路１１は、リップル除去部１２，１３をさらに備えている。リップル除去部１２は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２との直列回路を含み、コンデンサＣｏ２の電圧から直流成分を除去し、リップル成分のみを抽出し、アンプＡＰ１の正側入力端子に入力される信号にリップル成分を加算する。これにより、アンプＡＰ１から出力される電圧にもコンデンサＣｏ２の電圧に含まれるリップル成分と同じリップル成分が含まれるようになるので、負荷ＲＬの両端に供給される電圧からリップル成分を相殺して除去することができる。

同様に、リップル除去部１３は、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１３との直列回路を含み、コンデンサＣｏ２の電圧から直流成分を除去し、リップル成分のみを抽出し、アンプＡＰ２の正側入力端子に入力される信号にリップル成分を加算する。これにより、アンプＡＰ２から出力される電圧にもコンデンサＣｏ２の電圧に含まれるリップル成分と同じリップル成分が含まれるようになるので、負荷ＲＲの両端に供給される電圧からリップル成分を相殺して除去することができる。

次に、本発明のさらに別の実施形態を説明する。図１の増幅回路１（又は図５の増幅回路１１、以下同様。）においては、入力されるステレオ音声信号の低周波数成分において、同位相かつ同レベルであるモノラル信号が左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲの両方に含まれていない場合には、低周波数成分を低下させることなく再生できるという作用効果を得ることができない。

そこで、本実施形態では、増幅回路１が、左音声信号源５及び右音声信号源６と、コンデンサＣ１及び位相反転部７との間に、図６に示す信号生成部２１をさらに備えている。信号生成部２１は、入力される左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲに基づいて、低周波数成分の同位相かつ同レベルの音声信号（モノラル音声信号）を生成し、左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲそれぞれに加算して出力する。その結果、入力されるステレオ音声信号の低周波数成分において、同位相かつ同レベルであるモノラル信号が左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲの両方に含まれていない場合であっても、信号生成部２１によって低周波数成分において同位相かつ同レベルであるモノラル音声信号が左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲの両方に含ませることができ、低周波数成分の低下を防止できる。

信号生成部２１は、乗算器２２，２３と、加算器２４と、高域通過フィルタ２５，２６と、低域通過フィルタ２７と、加算器２８，２９とを有する。左音声信号ｅＬは、高域通過フィルタ２５によって所定周波数以上の高周波数成分が抽出され、加算器２８に供給される。同様に、右音声信号ｅＲは、高域通過フィルタ２６によって前記所定周波数以上の高周波数成分が抽出され、加算器２９に供給される。

また、左音声信号ｅＬは、乗算器２２によってレベル（振幅値）が例えば０．５倍に乗算されて、加算器２４に供給される。同様に、右音声信号ｅＲは、乗算器２３によってレベル（振幅値）が例えば０．５倍に乗算されて、加算器２４に供給される。加算器２４は、乗算器２２から供給される左音声信号と乗算器２３から供給される右音声信号とを加算し、低域通過フィルタ２７に供給する。低域通過フィルタ２７は、加算器２４からの出力信号から前記所定周波数以下の低周波数成分を抽出し、加算器２８，２９に供給する。加算器２８は、高域通過フィルタ２５からの音声信号と低域通過フィルタ２７からの音声信号とを加算して、左音声信号ｅＬ’を生成する。左音声信号ｅＬ’は、図１の増幅回路１においてコンデンサＣ１に供給される。同様に、加算器２９は、高域通過フィルタ２６からの音声信号と低域通過フィルタ２７からの音声信号とを加算して、右音声信号ｅＲ’を生成する。右音声信号ｅＲ’は、図１の増幅回路１において位相反転部７に供給される。

以上のように、信号生成部２１が生成する左音声信号ｅＬ’及び右音声信号ｅＲ’には、低周波数成分において同位相かつ同レベルのモノラル音声信号（低域通過フィルタ２７からの音声信号）が含まれる。従って、入力される左音声信号ｅＬ及び右音声信号ｅＲの低周波数成分にモノラル音声信号が含まれていない場合であっても、低周波数成分を低下させずに再生することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図５の回路構成において、直流成分を除去するためのコンデンサは、コンデンサＣｏ２のみとして、コンデンサＣｏ１を設けなくてもよい。

本発明は、例えばオーディオ用のパワーアンプとして特に好適に採用され得る。

本発明の好ましい実施形態による増幅回路を示す回路図である。基準電圧生成部４を示す回路図である。増幅回路１の作用を説明するための等価回路である。増幅回路１の作用を説明するための周波数特性図である。本発明の別の好ましい実施形態による増幅回路を示す回路図である。信号生成部２１を示す回路図である。従来の増幅回路を示す回路図である。従来の増幅回路を示す回路図である。従来の増幅回路を示す回路図である。

符号の説明

１増幅回路
２第１増幅部
３第２増幅部
４基準電圧生成部
５左チャンネル信号源
６右チャンネル信号源
７位相反転部
ＲＬ，ＲＲ負荷
Ｃｏコンデンサ

Claims

単電源で動作する増幅回路であって、
第１チャンネル用の負荷が接続可能である、第１極性の第１チャンネル出力端と、第２極性の第１チャンネル出力端と、
第２チャンネル用の負荷が接続可能である、第１極性の第２チャンネル出力端と、第２極性の第２チャンネル出力端と、
入力される第１チャンネル音声信号を基準電圧に基づいて増幅し、前記第１極性の第１チャンネル出力端に出力する第１増幅部と、
入力される第２チャンネル音声信号の位相を反転させる位相反転部と、
前記位相反転部から供給される第２チャンネル音声信号を前記基準電圧に基づいて増幅し、前記第２極性の第２チャンネル出力端に出力する第２増幅部と、
一端が接地電位又は前記単電源に接続され、他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続されたコンデンサとを備える、増幅回路。
前記コンデンサが第１コンデンサおよび第２コンデンサからなり、
前記第１コンデンサの一端が接地電位に接続され、その他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続され、
前記第２コンデンサの一端が前記単電源の正側に接続され、その他端が前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端とに接続されている、請求項１に記載の増幅回路。
前記第２極性の第１チャンネル出力端と、前記第１極性の第２チャンネル出力端との接続点に生じするリップル成分を抽出し、前記第１増幅部および前記第２増幅部に供給することによって、前記第１チャンネル用の負荷および前記第２チャンネル用の負荷に供給される電圧から前記リップル成分を除去するリップル除去部をさらに備える、請求項２に記載の増幅回路。
前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号の低周波数成分には、同位相かつ同振幅レベルであるモノラル音声信号が含まれている、請求項１〜３のいずれかに記載の増幅回路。
前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号に基づいて、低周波数成分における同位相かつ同振幅レベルのモノラル音声信号を生成し、前記第１チャンネル音声信号および前記第２チャンネル音声信号に加算する信号生成部をさらに備える、請求項１〜４のいずれかに記載の増幅回路。
前記信号生成部が、前記第１チャンネル音声信号の高周波数成分を抽出する第１高域通過フィルタと、
前記第２チャンネル音声信号の高周波数成分を抽出する第２高域通過フィルタと、
前記第１チャンネル音声信号の振幅レベルに所定係数を乗算する第１乗算部と、
前記第２チャンネル音声信号の振幅レベルに前記所定係数を乗算する第２乗算部と、
前記第１乗算部の出力信号と前記第２乗算部の出力信号とを加算する第１加算部と、
前記第１加算部の出力信号の低周波数成分を抽出する低域通過フィルタと、
前記第１高域通過フィルタの出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを加算する第２加算部と、
前記第２高域通過フィルタの出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを加算する第３加算部とを有し、
前記第２加算部の出力信号が前記第１増幅部に供給され、
前記第３加算部の出力信号が前記位相反転部に供給される、請求項５に記載の増幅回路。
前記第１チャンネル音声信号が左音声信号であり、
前記第２チャンネル音声信号が右音声信号であり、
前記第１極性が正であり、
前記第２極性が負である、請求項１〜６のいずれかに記載の増幅回路。