JP2009273889A - 磁気共鳴信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来形の装置を改善した磁気共鳴信号伝送装置を提供すること。
【解決手段】第１中間周波数帯に周波数変換するため、第１ミキサに第１局所発振周波数が加えられ、第２中間周波数帯に周波数変換するため、第２ミキサに第２局所発振周波数が加えられ、この周波数を選択して、前記の周波数変換によって形成される中間周波数が、上記のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数またはこのサンプリング周波数の倍数に対して鏡映対称になるようにしたことを特徴とする磁気共鳴信号伝送装置を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ローカルコイルによって受信した磁気共鳴信号を伝送する装置に関する。

今日の磁気共鳴装置では、ローカルアンテナを介して、患者に加えられた多数の磁気共鳴信号が同時に受信される。これらのローカルアンテナは、いわゆる「ローカルコイル」の構成部材である。受信した磁気共鳴信号は、前置増幅され、磁気共鳴装置の中央領域から外部に導き出され、シールドされた受信器に供給されて、そこで使用されて画像処理される。

伝送に使用される接続線路は一般に、可動式に置かれる患者ベッド内を導かれるため、長さが数メートルある。しかしながら接続線路を使用することにより、以下に説明する技術的な問題が発生する。

使用するケーブルは、伝送しようとする磁気共鳴信号の周波数帯域において減衰作用を有しており、この減衰作用を考慮しなければならない。このため、伝送の前に磁気共鳴信号を患者の近くで前置増幅するが、この際に患者の近くで熱が形成されてしまう。今のところ、伝送のために減衰の少ないケーブルを使用しているが、このケーブルは、ケーブル直径が大きく、相応に取り扱いにくいのである。

各ローカルアンテナは受信チャネルを構成し、この受信チャネルは、磁気共鳴信号を伝送するためにこれに割り当てられた接続ケーブルを有する。上記の多数の受信チャネルにより、同様に取り扱いにくいケーブルの束が形成され、このケーブルの束は、患者ベッドの運動により、ケーブルコネクタを使用している場合であっても、大きな機械的負荷に曝されてしまうのである。

上記の太いケーブルの束についての問題は、このケーブルの束の一部が、磁気共鳴送信アンテナの高周波領域に延び、そのためにシース電流シールド（Mantelwellensperre）を含まなければならないことによってさらに深刻になる。またシース電流シールドサイズにより、上記のケーブル束の太さがさらに増大してしまう。

これまで使用されている同軸多重ソケットは、配線に費用がかかり、またオペレータの使用においては取り扱うことができない。

これまで使用されている前置増幅器は、歪みのない出力信号を形成するため、広い領域にわたり、前置増幅器特性曲線が良好な線形性を有しなければならない。これには大きな出力が必要であり、または患者の近くで大きな熱損失が伴う。

現在は、水素からだけでなく別の原子からも放出される磁気共鳴信号を受信できる広帯域の受信器が使用される。このような受信器は、フェライトコアを含む伝送ネットワークを有する。このフェライトコアによって上記の受信器は、磁気共鳴装置の固定のベースフィールドの直ぐ近く周辺部にでなくても動作できるため、この場合にも長い接続経路が必要になり、この接続経路によって、上記の技術的な問題に結び付いてしまうのである。

本発明の課題は、受信した磁気共鳴信号を伝送する改善された装置を提供することである。

上記の課題は、本発明により、磁気共鳴信号伝送装置であって、
− この装置は、ローカルコイルと受信器とを接続する伝送区間を有しており、
− 磁気共鳴信号を受信するローカルコイルが構成されており、
− 上記の受信器は、磁気共鳴信号をＡ／Ｄ変換するために構成されており、
− 上記のローカルコイルの第１チャネルは、第１磁気共鳴信号を受信するための第１個別アンテナと、この第１個別アンテナに接続された第１ミキサとを有しており、ここでこの第１ミキサは、供給された第１磁気共鳴信号から、中間周波数の第１信号を形成し、
− 上記のローカルコイルの第２チャネルは、第１磁気共鳴信号を受信するための第２個別アンテナと、当該の第２個別アンテナに接続された第２ミキサとを有しており、ここでこの第２ミキサは、供給された第２磁気共鳴信号から、中間周波数の第２信号を形成し、
− 上記のローカルコイルは、信号をまとめるための装置を有しており、この装置は、周波数多重化により、上記の第１チャネルの中間周波数の第１信号と、第２チャネルの中間周波数の第２信号とをまとめ、この信号が上記の伝送区間を介して受信器に到達し、
− 上記の受信器はＡ／Ｄ変換器を有しており、対応するチャネルの伝送された中間周波数信号のうちの１つがこのＡ／Ｄ変換に到達して、サンプリング周波数でサンプリングされてデジタル化される形式の、
磁気共鳴信号伝送装置において、
− 第１中間周波数帯に周波数変換するため、第１ミキサに第１局所発振周波数が加えられ、
− 第２中間周波数帯に周波数変換するため、第２ミキサに第２局所発振周波数が加えられ、
− この周波数を選択して、前記の周波数変換によって形成される中間周波数が、上記のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数またはこのサンプリング周波数の倍数に対して鏡映対称になるようにしたことを特徴とする磁気共鳴信号伝送装置を構成することによって解決される。

有利な発展形態は従属請求項に記載されている。

磁気共鳴信号を伝送する本発明の第１送信器の基本図である。 本発明の第１受信器を図１に関連して示す基本図である。 合計して１６個の磁気共鳴信号を伝送する本発明の第２送信器の基本図である。 本発明の第２受信器を図３に関連して示す基本図である。 本発明の第３受信器を示す基本図である。 本発明の第４受信器を示す基本図である。 本発明の第５受信器を示す基本図である。 本発明の第６受信器を示す基本図である。

本発明の装置は、ローカルコイルと受信器とを接続する伝送区間を有する。このローカルコイルは、磁気共鳴信号を受信するために構成されている。上記の受信器は、磁気共鳴信号のＡ／Ｄ変換のために構成されている。

上記のローカルコイルの第１チャネルは、第１磁気共鳴信号を受信するための第１個別アンテナと、この第１個別アンテナに接続される第１ミキサとを有しており、ここでこの第１ミキサは、供給される第１磁気共鳴信号から、中間周波数の第１信号を形成する。

上記のローカルコイルの第２チャネルは、第２磁気共鳴信号を受信するための第２個別アンテナと、この第２個別アンテナに接続される第２ミキサとを有しており、ここでこの第２ミキサは、供給される第２磁気共鳴信号から、中間周波数の第２信号を形成する。

上記のローカルコイルは、信号をまとめるための装置を有しており、これは周波数多重化により、上記の第１チャネルの中間周波数の第１信号と、第２チャネルの中間周波数の第２信号とをまとめ、この信号が上記の伝送区間を介して受信器に到達する。この受信器は、Ａ／Ｄ変換器を有しており、対応するチャネルの伝送された中間周波数信号のうちの１つがこのＡ／Ｄ変換に到達して、サンプリング周波数でサンプリングされてデジタル化される。

第１中間周波数帯域に周波数変換するため、上記の第１ミキサに第１局部発振周波数が加えられ、これに対して第２中間周波数帯域に周波数変換するため、上記の第２ミキサに第２局部発振周波数が加えられる。これらの周波数を選択して、上記の周波数変換によって形成される中間周波数が、上記のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数またはこのサンプリング周波数の倍数に対して鏡映対称になるようにする。

これにより、有利にも同じベースバンドおよび同じ周波数位置において、伝送された磁気共鳴信号を受信側でサンプリングできるため、後続処理が格段に簡単になる。

本発明による装置の２つの中間周波数帯域を選択するための一般的なルールはつぎのようになる。すなわち、
ＺＦ１＝ＦＳ＋ＡＦ
ＺＦ２＝ＦＳ−ＡＦ
であり、ここで
ＺＦ１は、第１中間周波数帯域、
ＺＦ２は、第２中間周波数帯域、
ＦＳは、ローカルコイルのチャネルに対応付けることのできかつ受信側に使用されるアナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数
ΔＦは、０〜ＦＳ／２の有利な値を有する周波数間隔である。

ΔＦに対する有利な値はおおよそ１／８＊ＦＳ〜３／８＊ＦＳにあり、この場合にはこれに基づいて送信側フィルタを簡単に設計することができる。

例示的な１実施形態において、本発明の装置は、７．５ＭＨｚ〜９ＭＨｚの第１中間周波数帯域および１１ＭＨｚ〜１２．５ＭＨｚの第２中間周波数帯域を使用する。

本発明による周波数多重化伝送によって、接続ケーブルが節約される。本発明にしたがってローカルコイル側でフィルタを使用して信号をまとめることにより、上記の周波数多重化において、受信した複数の信号をただ１つの接続線路だけを介して伝送することができる。

さらに本発明による装置により、つぎのような利点が得られる。すなわち、ここでは接続ケーブルを介して信号を伝送するために必要な高周波出力を、低い周波数に合わせる、すなわち上記の中間周波数帯域に合わせることができる。上記の増幅器に対する線形性の要求が同じである場合、このために必要なＤＣ出力は少なくなる。上記の中間周波数帯域におけるケーブル減衰が小さくなることにより、上記の増幅器における駆動出力が小さくなり、このことによってもＤＣ出力を節約することができる。

本発明による伝送により、使用される接続部についての要求が少なくなる。それは上記の中間周波数は、受信した磁気共鳴信号の周波数よりも格段に低いからである。

これによって例えば、高価な同軸多重コネクタの代わりに個別ピンを有する単純なプラグコネクタを使用することができる。これは、コスト的に格段に有利であり、また小さく実施することができる。

ケーブルシールドおよびコネクタシールドないしは高周波の密度についての要求を下げることができる。これが得られるのは、上記の接続ケーブルに導かれる信号は中間周波数帯域にあり、したがってもはやローカルアンテナおよび受信器が影響を受けやすい周波数帯域にはないため、増幅信号がローカルアンテナにフィードバックされないからである。

本発明にしたがって共通の接続部を介して複数の受信チャネルを伝送することによって、コストおよび取付スペースを節約することができる。

すでにローカルコイル内で行われる本発明による上記の周波数変換により、マルチコア使用時にも受信信号は同じ中間周波数帯域に混合される。ここではそれぞれ使用される局部発振周波数を適合させるだけでよい。

したがって、使用する受信器は、固定にあらかじめ設定される中間周波数帯域だけに適合され、調べるすべてのコアに使用可能である。これによってこれまで必要であった広帯域のフェライト構成部材は不要になり、これにより、上記の受信器を磁石の近くに配置してケーブル長を格段に短縮することができるのである。

上記の局部発振周波数を有利に使用することにより、上記のサンプリングの種々異なるエイリアスバンドにある中間周波数が結果的に得られる。周波数多重化に対して設計されるアナログ−デジタル変換のナイキスト帯域幅は、周波数多重化のないシステムに対するナイキスト帯域幅よりも広く選択する必要はない。

使用する中間周波数帯域の受信側での分離は、有利にはローパスフィルタ−ハイパスフィルタの組み合わせによって行われる。

行うべきアナログ−デジタル変換の前に、バンドパスフィルタリングを行ってエイリアスバンドからノイズを減衰させる。

受信側においてまずスペクトル的に分離してつぎにアナログ−デジタル変換を行う以下に説明する（後で説明する図２に相応する）方法はつぎのような利点を有する。すなわち、受信側で使用するアナログ−デジタル変換器は、部分信号毎に幅の広いアナログの入力帯域幅だけを有すればよく、高いサンプリングレートも、大きな動的特性も有する必要はないという利点を有するのである。

まずスペクトル的に分離した部分信号を多重化法によって新たな１信号に組み合わせて、つぎにこの組み合わせた信号にアナログ−デジタル変換を行う以下に説明する（後で説明する図４に相応する）方法の利点は、使用するアナログ−デジタル変換器が高いサンプリングレートを要するが、大きな動的特性を有する必要がないことである。

以下では図面に基づき、本発明を詳しく説明する。

図１には、受信した２つの磁気共鳴信号ＭＲ１およびＭＲ２を伝送する本発明の装置が基本図で示されている。

ローカルコイルＬＳは、例示的に第１分岐路ないしはチャネルＫ１および第２分岐路ないしはチャネルＫ２を有する。

各チャネルＫ１，Ｋ２そのものは、個別アンテナＬＡ１ないしはＬＡ２と、前置増幅器ＬＮＡ１ないしはＬＮＡ２と、ミキサＭ１ないしはＭ２を有する。

第１チャネルＫ１には、ループアンテナとして構成された第１個別アンテナＬＡ１が割り当てられているのに対して第２チャネルＫ２には、ループアンテナとして構成された第２個別アンテナＬＡ２が割り当てられている。

第１個別アンテナＬＡ１を介して第１磁気共鳴信号ＭＲ１が受信されるのに対し、第２個別アンテナＬＡ１を介して第２磁気共鳴信号ＭＲ２が受信される。

受信した第１磁気共鳴信号ＭＲ１は、「ローノイズ増幅器」として構成されている第１前置増幅器ＬＮＡ１を介して第１ミキサＭ１に到達する。

受信した第２磁気共鳴信号ＭＲ２は、「ローノイズ増幅器」として構成されている第２前置増幅器ＬＮＡ２を介して第２ミキサＭ２に達する。

第１ミキサＭ１では、そこに加えられる第１局部発振周波数ＬＯ１により、上記の増幅した第１磁気共鳴信号ＭＲ１が第１中間周波数帯域ＺＦ１に周波数変換される。これによって中間周波数の第１信号ＭＲ１ＺＦ１が形成される。

第２ミキサＭ２では、そこに加えられる第２局部発振周波数ＬＯ２により、上記の増幅した第２磁気共鳴信号ＭＲ２が第２中間周波数帯域ＺＦ２に周波数変換される。これによって中間周波数の第２信号ＭＲ２ＺＦ２が形成される。

第１中間周波数帯域ＺＦ１および第２中間周波数帯域ＺＦ２は、伝送周波数の２つの磁気共鳴信号ＭＲ１およびＭＲ２の周波数帯域に下にある。すなわちダウンコンバートが２つのミキサＭ１，Ｍ２によって行われるのである。

中間周波数の第１信号ＭＲ１ＺＦ１は、ハイパス分岐路ＨＰに供給されるのに対し、中間周波数の第２信号ＭＲ２ＺＦ２は、ローパス分岐路ＴＰに供給される。

上記のハイパス分岐路ＨＰおよびローパス分岐路ＴＰは、ダイプレクスフィルタＤＰＦの構成部材であり、これを用いることによって２つの信号ＭＲ１ＺＦ１およびＭＲ２ＺＦ２が、中間周波数の１つの送信信号ＳＳＺＦにまとめられる。

したがってこの中間周波数の送信信号ＳＳＺＦは、周波数多重化において第１中間周波数帯域ＺＦ１の信号成分の他に第２中間周波数帯域ＺＦ２の信号成分も有する。

有利な実施形態では、例えば第１中間周波数としてＺＦ１＝１１．８ＭＨｚを使用するのに対して、第２中間周波数としてＺＦ２＝８．２ＭＨｚを使用する。

本発明による装置の２つの中間周波数帯域を選択するための一般的なルールはつぎのようになる。すなわち、
ＺＦ１＝ＦＳ＋ＡＦ
ＺＦ２＝ＦＳ−ＡＦ
であり、ここで
ＦＳは、送信側のチャネルＫ１ないしはＫ２に割り当てることができかつ受信側に使用されるアナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数
ΔＦは、０〜ＦＳ／２の値を有する周波数間隔である。

ΔＦに対する有利な値は、ＦＳ／８および３＊ＦＳ／８の範囲内にある。これにより、送信側フィルタの有利な設計が可能となる。

送信信号ＳＳＺＦは伝送区間ＵＢＳを介して、ここに図示していない受信器に伝送される。

ここでこの伝送区間ＵＢＳは、ケーブル接続でまたはケーブルなしで構成することができる。ケーブル接続で伝送する際には、例えば光導波器、同軸ケーブルなどを使用可能である。ケーブルなしで伝送する際には、例えば赤外線伝送または無線伝送などを使用可能である。

図２には本発明の第１受信器ＲＥＣ１が基本図でまた図１に関連して示されている。

送信信号ＳＳＺＦは伝送区間ＵＢＳを介してダイプレクスフィルタＤＰＦに到達し、このダイプレクスフィルタにより、周波数多重法が用いられて、伝送された送信信号ＳＳＺＦが中間周波数の２つの受信信号ＥＳＺＦ１およびＥＳＺＦ２に分離される。

上記のダイプレクスフィルタＤＰＦはこのためにハイパス分岐路ＨＰおよびローパス分岐路ＴＰを有しており、フィルタリングされた中間周波数の受信周波数ＥＳＺＦ１およびＥＳＺＦ２が形成される。

ここで注意すべきであるのは、ローカルコイルＬＳ側に使用されるダイプレクスフィルタと、受信器ＲＥＣ１側に使用されるダイプレクスフィルタとを技術的に見て精確に同じに実施する必要がないことである。

ローカルコイルＬＳ側に使用されるダイプレクスフィルタＤＰＦは、図１に記載したように「統合フィルタ」ないしは「ダイプレクスコンバイナ」として使用するのが合理的であるのに対して、受信器ＲＥＣ１側に使用されるダイプレクスフィルタＤＰＦは「ダイプレクス分離フィルタ」ないしは「ダイプレクススプリッタ」として使用するのが合理的である。

中間周波数の第１受信信号ＥＳＺＦ１は、第１アナログ−デジタル変換器ＡＤＷ１に到達するのに対し、中間周波数の第２受信信号ＥＳＺＦ２は、第２アナログ−デジタル変換器ＡＤＷ２に到達する。

第１Ａ／Ｄ変換器ＡＤＷ１を用い、すでに図１で述べたサンプリング周波数ＦＳによるサンプリングによって上記の中間周波数の第１受信信号ＥＳＺＦ１からベースバンド領域ｆＢのデジタル第１信号ＤＳ１が形成される。

第２Ａ／Ｄ変換器ＡＤＷ２を用い、すでに図１で述べたサンプリング周波数ＦＳによるサンプリングによって上記の中間周波数の第２受信信号ＥＳＺＦ２からベースバンド領域ｆＢのデジタル第２信号ＤＳ２が形成される。

２つの信号ＤＳ１，ＤＳ２はつぎに、後置接続されかつ「イメージプロセッシング」と称される画像処理装置ＩＭＰＧに供給される。

まとめる本発明では（ここでは図１および図２を関連して）、受信器ＲＥＣ１のＡ／Ｄ変換器ＡＤＷ１，ＡＤＷ２のサンプリング周波数ＦＳに対して鏡映対称であるかないしはサンプリング周波数ＦＳの倍数に対して鏡映対称の中間周波数帯域ＺＦ１およびＺＦ２が使用されるのである。

さらにローカルコイルＬＳ側では、受信した磁気共鳴信号のダウンコンバートが（詳しくいうと一度は正順位置（Gleichlage）で一度は逆順位置（Kehrlagen）で）行われる。したがって使用される局部発振周波数ＬＯ１およびＬＯ２は、一度は磁気共鳴信号ＭＲ１およびＭＲ２の周波数の上側になり、また一度はこの周波数の下側になるのである。

受信側のサンプリングを行った後、デジタル信号ＤＳ１およびＤＳ２が正順位置でまた同じベースバンドｆＢで得られる。

図３には、合計して１６個の磁気共鳴信号を伝送する本発明の第２送信器が基本図で示されている。

ローカルコイルＬＳは、例えば合計して１６個の受信信号ＭＲ１〜ＭＲ１６に対して１６個の受信分岐路ないしはチャネルＫ１〜Ｋ１６を有している。

上記の１６のチャネルＫ１〜Ｋ１６は、以下に説明するように比較的類似に構成されている。

第１チャネルＫ１は、ループアンテナとして構成される第１個別アンテナＬＡ１を有しており、このアンテナを介して第１磁気共鳴信号ＭＲ１が受信される。

受信した第１磁気共鳴信号ＭＲ１は、ローノイズの第１前置増幅器ＬＮＡ１と、この前置増幅器ＬＮＡ１に後置接続された第１バンドパスフィルタＢＰＦ１とを介して第１ミキサＭ１に到達する。

第１ミキサＭ１では、そこに加えられる第１局部発振周波数ＬＯ１により、上記の増幅した第１磁気共鳴信号ＭＲ１が第１中間周波数帯域ＺＦ１に周波数変換される。

第１中間周波数帯域ＺＦ１として有利にはＺＦ１＝１１．８ＭＨｚを使用し、ここでこの第１中間周波数帯域ＺＦ１は、伝送周波数の磁気共鳴信号ＭＲ１の周波数帯域の下側にある。すなわちここでは第１ミキサＭ１によってダウンコンバートが行われる。

この第１ミキサＭ１により、中間周波数の第１信号ＭＲ１ＺＦ１が形成される。中間周波数の第１信号ＭＲ１ＺＦ１は、前置増幅器ＰＡ１によって改めて増幅される。

さらに、部分的に図示されていないチャネルＫ２〜Ｋ８は、チャネルＫ１に相応して構成されており、また第１中間周波数帯域ＺＦ１への信号変換が同様に行われる。

すなわちここに詳しく示していない第２チャネルＫ２により、増幅された中間周波数の第２信号ＭＲ２ＺＦ１が形成されるのである。またここに詳しく示していない第３チャネルにより、増幅された中間周波数の第３信号ＭＲ３ＺＦ１が形成される等々であり、これが最終的に図示した第３チャネルＫ８により、増幅された中間周波数の第８信号ＭＲ８ＺＦ１が形成されるまで同様に行われる。

第９チャネルＫ９は、ループアンテナとして構成される第９個別アンテナＬＡ９を有しており、このアンテナを介して第９磁気共鳴信号ＭＲ９が受信される。

受信した第９磁気共鳴信号ＭＲ９は、ローノイズの第９前置増幅器ＬＮＡ９と、この前置増幅器ＬＮＡ９に後置接続された第９バンドパスフィルタＢＰＦ９とを介して第９ミキサＭ９に到達する。

第９ミキサＭ９では、そこに加えられる第２局部発振周波数ＬＯ２により、増幅された第９磁気共鳴信号ＭＲ９が、第２中間周波数帯域ＺＦ２に周波数変換される。

第２中間周波数として有利にはＺＦ２＝８．２ＭＨｚを使用し、ここでこの第２中間周波数帯域ＺＦ２は、伝送周波数の磁気共鳴信号ＭＲ９の周波数帯域の下側にある。すなわちここでは第９ミキサＭ９によってダウンコンバートが行われるのである。

すなわちこの第９ミキサＭ９により、中間周波数の第９信号ＭＲ９ＺＦ２が形成される。

中間周波数の第９信号ＭＲ９ＺＦ２は、前置増幅器ＰＡ９によって改めて増幅される。

さらに、部分的に図示されていないチャネルＫ１０〜Ｋ１６はチャネルＫ９に相応して構成されており、また第２中間周波数帯域ＺＦ２への信号変換が同様に行われる。

したがってここに詳しく示していない第１０チャネルＫ１０により、増幅された中間周波数の第１０信号ＭＲ１０ＺＦ２が形成されるのである。またここに詳しく示していない第１１チャネルＫ１１により、増幅された中間周波数の第１１信号ＭＲ１１ＺＦ２が形成される等々であり、これが最終的に図示した第１６チャネルＫ１６により、増幅された中間周波数の第１６信号ＭＲ１６ＺＦ２が形成されるまで同様に行われる。

つぎに中間周波数の信号ＭＲ１ＺＦ１〜ＭＲ１６ＺＦ２のうちの２つずつ信号が、８個のダイプレクスフィルタＤＰＦ１〜ＤＰＦ８によってまとめられ、ここに示した８個の接続ケーブルＫ１１〜Ｋ１８によってペアで伝送される。

すなわち第１中間周波数信号ＭＲ１ＺＦ１は、第１ダイプレクスフィルタＤＰＦ１のハイパス分岐路ＨＰに供給されるのに対し、第９中間周波数信号ＭＲ９ＺＦ２が、第１ダイプレクスフィルタＤＰＦ１のローパス分岐路ＴＰに供給されるのである。これによって中間周波数の第１送信信号ＳＳ１ＺＦが形成されるのである。

したがって第１ダイプレクスフィルタＤＰＦ１の出力側には第１チャネルＫ１の第１信号成分の他に第９チャネルＫ９の第２信号成分が加わっているのであり、これらの信号成分が一緒になって中間周波数の第１送信信号ＳＳ１ＺＦを形成するのである。

すなわち、第１ダイプレクスフィルタＤＰＦ１を用いて、第１チャネルＫ１および第９チャネルＫ９の出力信号が周波数多重化によって組み合わせられる。

さらに、ここでは部分的に詳しく図示していないチャネルＫ２〜Ｋ８およびＫ１０〜Ｋ１６も相応に配線される。

したがってつぎの表が得られる。すなわち、

である。

ここでは第１送信信号ＳＳ１ＺＦは、例えば第１伝送ケーブルＫ１１を介して分配装置ＲＣＣＳに供給される。この分配装置は、クロスバー分配器として構成される。

分配装置ＲＣＣＳを用いると、以下で図４に例示的に示すように、信号を切り換えて選択した受信器分岐路に導くことができる。

これに相応して第８送信信号ＳＳ８ＺＦが、第８伝送ケーブルＫ１８を介して分配装置ＲＣＣＳに供給される。

したがって１６個のチャネルＫ１〜Ｋ１６からの信号がそれぞれペアでまとめられて分配装置ＲＣＣＳに伝送されるのである。

第１局部発振周波数ＬＯ１および第２局部発振周波数ＬＯ２はローカルコイルＬＳに供給され、ここでは伝送ケーブルＫ１ｘ，Ｋ１ｙ，Ｋ２ｘおよびＫ２ｙが使用される。

バンドパスフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ１６の主要な機能は、ミラーバンドノイズを抑圧することである。例えば局部発振周波数ＬＯ＝１１５ＭＨｚおよび中間周波数帯域ＺＦ＝８．２ＭＨｚを有するミキサは、所望の１２３．２ＭＨｚの他に所望しない１０６．８ＭＨｚも受信する。

局部発振周波数ＬＯ＝１３５ＭＨｚおよび中間周波数帯域ＺＦ＝１１．８ＭＨｚを有するミキサは、所望の１２３．２ＭＨｚの他に所望しない１４６．８ＭＨｚも受信するのである。

したがって有利には各チャネルに同様のバンドパスフィルタを使用し、このバンドパスフィルタにより、約１１０ＭＨｚ以下および約１４０ＭＨｚ以上の周波数を減衰させる。

さらにバンドパスフィルタＢＰＦｘは、いわゆる「ケーブルトラップ（Cable-Trap）」の機能も有しており、したがってそれぞれ対応する個別アンテナの対称化と、各分岐路内の障害となるシース電流を回避するために使用される。

図１に相応してここでも２つの中間周波数帯域ＺＦ１およびＺＦ２が使用され、これらは受信側に配置されるＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ＦＳに関して鏡映対称であるか、ないしはこのサンプリング周波数ＦＳの倍数に関して鏡映対称であり、また上記の受信側のＡ／Ｄ変換器はそれぞれチャネルＫ１〜Ｋ１６に割り当てることができる。

さらにここではローカルコイルＬＳ側において、受信した磁気共鳴信号のダウンコンバートが、詳しくいうと一度は正順位置で一度は逆順位置で行われる。したがって使用される局部発振周波数ＬＯ１およびＬＯ２は、一度は磁気共鳴信号ＭＲ１およびＭＲ２の周波数の上側になり、また一度はこの周波数の下側になるのである。

受信側でサンプリングを行った後、デジタル化された信号ＤＳ１およびＤＳ２が正順位置および同じベースバンドｆＢで得られる。

図４には、本発明の第２受信器ＲＥＣ２が基本図でまた図３に関連して示されている。

受信器ＲＥＣ２は合計して１６個の（受信）分岐路ないしはチャネルＥ１〜Ｅ１６を有する。

分岐路Ｅ１〜Ｅ８は同じに構成されているため、以下では代表して第１分岐路Ｅ１および第８分岐路Ｅ８を説明する。

第１分岐路Ｅ１には、第１ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ１のハイパス分岐路ＨＰと、第１増幅器ＰＡＥ１と、第１エイリアスフィルタＡＦ１とからなる直列回路が含まれている。

第１送信信号ＳＳ１ＺＦは、受信側において第１受信信号ＥＳ１ＺＦになり、これが第１分岐路Ｅ１に到達する。

第１ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ１のハイパス分岐路ＨＰを用いて、中間周波数帯域ＺＦ１＝１１．８ＭＨｚの第１信号成分が、受信信号ＥＳ１ＺＦからフィルタリングされて除去され、第１受信信号ＥＳ１が形成される。この信号はつぎに増幅器ＰＡＥ１を介してエイリアスフィルタＡＦ１に供給される。

このエイリアスフィルタにより、分岐路Ｅ１の第１出力信号ＡＳ１が形成され、これが第１マルチプレクサＭＵＬＴ１の第１入力側に到達する。

第８分岐路Ｅ８には、第８ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ８のハイパス分岐路ＨＰと、第８増幅器ＰＡＥ８と、第８エイリアスフィルタＡＦ８とからなる直列回路が含まれている。

第８送信信号ＳＳ８ＺＦは、受信側において第８受信信号ＥＳ８ＺＦを形成し、これが第８分岐路Ｅ８に到達する。

第８ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ８のハイパス分岐路ＨＰを用いて、中間周波数帯域ＺＦ１＝１１．８ＭＨｚの第１信号成分が、受信信号ＥＳ８ＺＦからフィルタリングされて除去され、第８受信信号ＥＳ８が形成される。この信号はつぎに増幅器ＰＡＥ８を介してエイリアスフィルタＡＦ８に供給される。

このエイリアスフィルタは第８分岐路Ｅ８の第８出力信号ＡＳ８を形成し、これが第１マルチプレクサＭＵＬＴ１の第８入力側８に到達する。

分岐路Ｅ９〜Ｅ１６は同じに構成されているため、以下では代表して第９分岐路Ｅ９および第１６分岐路Ｅ１６を説明する。

第９分岐路Ｅ９には、第１ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ１のローパス分岐路と、第９増幅器ＰＡＥ９と、第９エイリアスフィルタＡＦ９とからなる直列回路が含まれている。

第１受信信号ＥＳ１ＺＦは第１分岐路Ｅ１だけに到達するのではなく、第９分岐路Ｅ９にも到達する。第１ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ１のローパス分岐路ＴＰを用いて、中間周波数帯域ＺＦ２＝８．２ＭＨｚの第２信号成分が、受信信号ＥＳ１ＺＦからフィルタリングされて除去され、第９受信信号ＥＳ９が形成される。この信号はつぎに増幅器ＰＡＥ９を介してエイリアスフィルタＡＦ９に供給される。

このエイリアスフィルタは分岐路Ｅ９の第９出力信号ＡＳ９を形成し、これが第２マルチプレクサＭＵＬＴ２の第１入力側１に到達する。

第１６分岐路Ｅ１６には、第８ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ８のローパス分岐路と、第１６増幅器ＰＡＥ１６と、第１６エイリアスフィルタＡＦ１６とからなる直列回路が含まれている。

第８受信信号ＥＳ８ＺＦは第８分岐路Ｅ８だけに到達するのではなく、第１６分岐路Ｅ１６にも到達する。第８ダイプレクスフィルタＤＰＦＥ１のローパス分岐路ＴＰを用いて、中間周波数帯域ＺＦ２＝８．２ＭＨｚの第２信号成分が、受信信号ＥＳ８ＺＦからフィルタリングされて除去され、第１６受信信号ＥＳ１６が形成される。この信号はつぎに増幅器ＰＡＥ１６を介してエイリアスフィルタＡＦ１６に供給される。

このエイリアスフィルタは第１６分岐路Ｅ１６の第１６出力信号ＡＳ１６を形成し、これが第２マルチプレクサＭＵＬＴ２の第８入力側８に到達する。

分岐路Ｅ２〜Ｅ７は分岐路Ｅ１に相応して構成されかつ配線されているため、第１マルチプレクサＭＵＬＴ１においてつぎのように入力が割り当てられる。すなわち、
ＭＵＬＴ１；

である。

分岐路Ｅ１０〜Ｅ１５は分岐路Ｅ９に相応して構成されかつ配線されているため、第１マルチプレクサＭＵＬＴ２においてつぎのように入力が割り当てられる。すなわち、
ＭＵＬＴ２；

である。

第１マルチプレクサＭＵＬＴ１の出力側ＯＵＴ１は、第１コンプレッサＫＯＭＰ１を介して第１アナログ−デジタル変換器ＡＤＷＥ１に接続されており、このアナログ−デジタル変換器によってベースバンドへの信号変換が行われる。

第１アナログ−デジタル変換器ＡＤＷＥ１は、ローカルコイルＬＳのチャネルＫ１〜Ｋ８に対応しており、したがって図１ないしは図３に相応してサンプリング周波数ＦＳを有する。

第２マルチプレクサＭＵＬＴ２の出力側ＯＵＴ２は、第２コンプレッサＫＯＭＰ２を介して第２アナログ−デジタル変換器ＡＤＷＥ２に接続されており、このアナログ−デジタル変換器によってベースバンドへの信号変換が行われる。

第２アナログ−デジタル変換器ＡＤＷＥ２は、ローカルコイルＬＳのチャネルＫ９〜Ｋ１６に対応しており、したがって図１ないしは図３に相応してサンプリング周波数ＦＳを有する。

上記の２つのマルチプレクサＭＵＬＴ１，ＭＵＬＴ２は、逓倍器ｘ８、遅延素子ＤＥＬ、またカウンタＣＮＴ１，ＣＮＴ２によって接続されており、ここではクロック周波数ＲＥＦＣＬＫ＝１０ＭＨＺがクロック源として使用される。

２つの図３および図４に使用される局部発振周波数ＬＯ１，ＬＯ２は例えばつぎのような周波数を有する。すなわちＬＯ１＝１３５ＭＨｚまたＬＯ２＝１１５ＭＨｚである。

図５には、本発明の第３受信器ＲＥＣ３が基本図で示されている。

ここで前提としているのは、例えば接続ケーブルとして構成されている伝送区間ＵＢＳを介して、２つのローカルコイルチャネルのまとめた信号が、図１ないしは図３に相応して伝送されることである。

第１分岐路ＥＺ１には、中間周波数バンドパスフィルタＺＦＢＰと、有利には３ｄＢ出力分配器として構成されている出力分配器ＬＴとが含まれている。

この分岐路にはさらにＩＱモジュレータＩＱＭと、バンドパスフィルタＢＰと、２つのアナログ−デジタル変換器ＡＤＷ２１，ＡＤＷ２２と、位相シフタＰＳＳと、加算装置ＳＵＢと、差分装置ＤＩＦとが含まれている。

図３から周知の送信信号ＳＳ１ＺＦは、伝送区間ＵＢＳを介して伝送されまた受信側において第１受信信号ＥＳ１ＺＦになる。この信号が中間周波数バンドパスフィルタＺＦＢＰに到達する。

中間周波数バンドパスフィルタＺＦＢＰは、上記の中間周波数帯域ＺＦ１，ＺＦ２に対して７．５ＭＨｚ〜１２．５ＭＨｚの通過周波数帯域を有する。出力分配器ＬＴによって２つの同じ信号ＥＳ２１１ＺＦおよびＥＳ２１２ＺＦが形成される。

第１信号ＥＳ２１１ＺＦは、ＩＱモジュレータＩＱＭの第１入力側を介して、ＩＱ復調部に到達し、ここでＩＱ復調は、余弦波状の１０ＭＨｚ発振周波数によって実行される。これによってベースバンドｆＢにおいて信号ＥＳＩが形成され、この信号が、バンドパスフィルタＢＰを介して第１アナログ−デジタル変換器ＡＤＷ２１に到達してサンプリングされる。

このＡ／Ｄ変換器ＡＤＷ２１はここでも周波数ＦＳによるサンプリングを行う。

第２信号ＥＳ２１２ＺＦは、ＩＱモジュレータＩＱＭの第２入力側を介して、ＩＱ復調部に到達し、ここでＩＱ復調は、正弦波状の１０ＭＨｚ発振周波数によって実行される。これによってベースバンドｆＢにおいて信号ＥＳＱが形成され、この信号が、バンドパスフィルタＢＰを介して第２アナログ−デジタル変換器ＡＤＷ２２に到達してサンプリングされる。

このＡ／Ｄ変換器ＡＤＷ２２はここでも周波数ＦＳによるサンプリングを行う。

２つのアナログ−デジタル変換器ＡＤＷ２１，ＡＤＷ２２の各デジタル出力信号は、９０°位相シフタＰＳＳを使用して加算ないしは減算される。このデジタル９０°位相シフタはいわゆる「ヒルベルトフィルタ」として構成されており、信号の加算ないしは減算によってローカルコイル２つのチャネルの信号を明示的に分離するために使用される。

チャネル毎に別個に実行される実際の画像再構成の後、ふつう種々異なるチャネルから得られる画像をピクセル毎に複素数重み付けして重畳する（画像組み合わせ）。したがって図５の簡略化された実施形態では、上方および下方の側波帯を明示的に分離するのに使用されるデジタルヒルベルトフィルタと、これに続く和の形成および差分の形成を省略することができ、またＡＤＷ２１およびＡＤＷ２２のＩ出力信号およびＱ出力信号を画像構成部（ＣＨ１およびＣＨ２）に直接供給することができる。ここでは上記の画像組み合わせに対して異なる重み付けファクタだけが必要である。しかしながら上記の重み付けファクタはふつうＭＲデータそのものから導出されるため、上記のような受信システムにさらに適合化させる必要はないのである。

図６には本発明の第４受信器ＲＥＣ４が基本図で示されている。

ここで前提としているのは、例えば接続ケーブルとして構成されている伝送区間ＵＢＳを介して、２つのローカルコイルチャネルのまとめた信号が、図１ないしは図３に相応してまた図５に相応して伝送されることである。

受信器ＲＥＣ４は、合計して４つのエイリアスフィルタＡＦ６１〜ＡＦ６４を有する。

見易くするためここでは例示的に図６を参照する。したがって２つのローカルコイルチャネルの信号を組み合わせた信号が第１エイリアスフィルタＡＦ６１に到達する。ここでこれらの２つの信号は例えば図３に示したチャネルＫ１およびＫ９の信号である。

これに相応して第２エイリアスフィルタＡＦ６２にはローカルコイルチャネルＫ２およびＫ１０をまとめた信号が到達し、第３エイリアスフィルタＡＦ６３にはローカルコイルＫ３およびＫ１１をまとめた信号が到達し、また第４エイリアスフィルタＡＦ６４にはローカルコイルＫ４およびＫ１２をまとめた信号が到達する。

エイリアスフィルタＡＦ６１〜ＡＦ６４は出力側がマルチプレクサＭＵＬＴ６１に接続されているため、これらのエイリアスフィルタによって形成される出力信号ＡＳ６１〜ＡＳ６４は、マルチプレクサＭＵＬＴ６１の対応する入力側１〜４に到達する。

マルチプレクサＭＵＬＴ６１の入力側１〜４は、つぎのようにマルチプレクサＭＵＬＴ６１の出力側ＯＵＴ６１に接続される。すなわち、
１−２−１−２−３−４−３−４
である。

出力側ＯＵＴ６１は、後置接続されたコンプレッサＫＯＭＰ６１を介してＡ／Ｄ変換器ＡＤＷＥ６１に接続されており、このＡ／Ｄ変換器はここでもサンプリング周波数ＦＳでサンプリングを行う。

上記のエイリアスフィルタＡＦ６１〜ＡＦ６４は２つの側波帯（ここでは例えば７．５ＭＨｚ〜１２．５ＭＨｚ）を通過させるが、２．５ＭＨｚ以下および１７．５ＭＨｚ以上を遮断する。

Ａ/Ｄ変換器ＡＤＷＥ６１は、２５ｎｓ（これは１０ＭＨｚにおいて９０°に相応する）だけシフトしたサンプルを受け取る。すなわち８０ＭＨｚのサンプリングレートでは、１つおきのサンプルのペアがつねに共通の周波数マルチプレクスチャネルペアに所属して、図５と同様にＩＱデータのペアを構成する。

ここでもデジタルヒルベルトフィルタを使用することなく、サンプルを直接８個の画像処理チャネルに供給することができる。

図７には本発明の第５受信器ＲＥＣ５が基本図で示されている。この受信器は、図６に示したＲＥＣ４とまったく同様に動作するが、これは合計して８個のチャネルではなく４個のチャネルに対する受信器であり、これらのチャネルは４つの線路ではなく２つの線路で伝送される。

ここでも再度前提としているのは、例えば接続ケーブルとして構成されている伝送区間を介して、２つのローカルコイルチャネルのまとめた信号が、図１ないしは図３に相応してまた図５に相応して伝送されることである。

受信器ＲＥＣ５は、合計して２つのエイリアスフィルタＡＦ７１およびＡＦ７２を有する。

見易くするためここでは例示的に図７を参照する。ここでは２つのローカルコイルチャネルのまとめた信号が第１エイリアスフィルタＡＦ７１に到達する。ここでこれらの信号は例えば図３に示したチャネルＫ１およびＫ９の信号である。これに相応してローカルコイルチャネルＫ２およびＫ１０のまとめた信号が第２エイリアスフィルタＡＦ７２に到達する。

２つのエイリアスフィルタＡＦ７１，ＡＦ７２は出力側がマルチプレクサＭＵＬＴ７１に接続されているため、これらのエイリアスフィルタによって形成される出力信号ＡＳ７１〜ＡＳ７２は、マルチプレクサＭＵＬＴ７１の対応する入力側１〜２に到達する。

マルチプレクサＭＵＬＴ７１の入力側１および２はマルチプレクサＭＵＬＴ７１の出力側ＯＵＴ７１につぎように接続される。すなわち
１−１−２−２
である。

出力側ＯＵＴ７１は、後置接続されたコンプレッサＫＯＭＰ７１を介してＡ／Ｄ変換器ＡＤＷＥ７１に接続されており、このＡ／Ｄ変換器そのものはサンプリング周波数ＦＳでサンプリングを行う。

Ａ/Ｄ変換器ＡＤＷＥ７１は、２５ｎｓ（これは１０ＭＨｚにおいて９０°に相応する）だけシフトしたサンプルを受け取る。ここでは４０ＭＨｚのサンプリングレートの際に直に連続するサンプルペアが得られる。

上記のエイリアスフィルタＡＦ７１，ＡＦ７２は２つの側波帯（７．５ＭＨｚ〜１２．５ＭＨｚ）を通過させるが、２．５ＭＨｚ以下および１７．５ＭＨｚ以上を遮断する。

ここでもデジタルヒルベルトフィルタを使用することなく、サンプルを直接４個の画像処理チャネルに供給することができる。

図８には本発明の第６受信器ＲＥＣ６が基本図で示されている。

ここで前提としているのは、例えば接続ケーブルとして構成されている伝送区間を介して、４つのローカルコイルチャネルからまとめた信号が伝送されることである。ここではローカルコイル側に４つの中間周波数帯を使用する。より精確にいうと、前述の図から周知の８．２ＭＨｚおよび１１．８ＭＨｚならびに別の２つの周波数、すなわち１．８ＭＨｚおよび１８．２ＭＨｚを使用するのである。

受信器ＲＥＣ６は、ローパスフィルタＴＰ８１を有しており、このローパスフィルタに上記の中間周波数の信号が到達する。

ローパスフィルタＴＰ８１は出力側が、後置接続されたコンプレッサＫＯＭＰ８１を介してＡ／Ｄ変換器ＡＤＷＥ８１に接続されており、このＡ／Ｄ変換器そのものはサンプリング周波数ＦＳでサンプリングを行う。

受信器ＲＥＣ６ではすべての中間周波数が、ＡＤＣのサンプリング周波数の半分以下の一意の第１ナイキスト帯域にある。

つぎに画像再構成のため、ＡＤＣデータストリームは、それぞれ１０ＭＨｚのサンプリングレートを有する４つのチャネルに分割される。本発明では０，１０および２０ＭＨｚに対して上記の中間周波数が対称的な位置にあることにより、各データストリームにおいて、４つのコイルの信号はスペクトル的に重なる。しかしながらこれらの信号は、相対的な位相が異なる。このため、画像構成に対し、入力信号の違いについての情報は失われないのである。

チャネルデータストリームにおけるサンプリング値の位相は、例えば２，８，１２および１８ＭＨｚ（共通のベースバンド周波数２ＭＨｚ）の中間周波数に対してつぎの表に示されている。すなわち、

である。

Claims (9)

1. 磁気共鳴信号伝送装置であって、
   − 該装置は、ローカルコイル（ＬＳ）と受信器（ＲＥＣ１）とを接続する伝送区間（ＵＢＳ）を有しており、
   − 磁気共鳴信号を受信するローカルコイル（ＬＳ）が構成されており、
   − 前記の受信器（ＲＥＣ１）は、磁気共鳴信号をＡ／Ｄ変換するために構成されており、
   − 前記のローカルコイル（ＬＳ）の第１チャネル（Ｋ１）は、第１磁気共鳴信号（ＭＲ１）を受信するための第１個別アンテナ（ＬＡ１）と、当該の第１個別アンテナ（ＬＡ１）に接続された第１ミキサ（Ｍ１）とを有しており、ここで当該の第１ミキサは、供給された第１磁気共鳴信号（ＭＲ１）から、中間周波数の第１信号（ＭＲ１ＺＦ１）を形成し、
   − 前記のローカルコイル（ＬＳ）の第２チャネル（Ｋ２）は、第１磁気共鳴信号（ＭＲ２）を受信するための第２個別アンテナ（ＬＡ２）と、当該の第２個別アンテナ（ＬＡ２）に接続された第２ミキサ（Ｍ２）とを有しており、ここで当該の第２ミキサは、供給された第２磁気共鳴信号（ＭＲ２）から、中間周波数の第２信号（ＭＲ２ＺＦ２）を形成し、
   − 前記のローカルコイル（ＬＳ）は、信号をまとめるための装置（ＤＰＦ）を有しており、当該装置は、周波数多重化により、前記の第１チャネル（Ｋ１）の中間周波数の第１信号（ＭＲ１ＺＦ１）と、第２チャネル（Ｋ２）の中間周波数の第２信号（ＭＲ２ＺＦ２）とをまとめ、当該の信号が前記の伝送区間（ＵＢＳ）を介して受信器（ＲＥＣ１）に到達し、
   − 前記の受信器（ＲＥＣ１）はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＷ１，ＡＤＷ２）を有しており、対応するチャネル（Ｋ１，Ｋ２）の伝送された中間周波数信号（ＥＳＺＦ１，ＥＳＺＦ２）のうちの１つが当該Ａ／Ｄ変換に到達して、サンプリング周波数（ＦＳ）でサンプリングされてデジタル化される形式の、
   磁気共鳴信号伝送装置において、
   − 第１中間周波数帯（ＺＦ１）に周波数変換するため、第１ミキサ（Ｍ１）に第１局所発振周波数（ＬＯ１）が加えられ、
   − 第２中間周波数帯（ＺＦ２）に周波数変換するため、第２ミキサ（Ｍ２）に第２局所発振周波数（ＬＯ２）が加えられ、
   − 当該の周波数を選択して、前記の周波数変換によって形成される中間周波数が、前記のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＷ１，ＡＤＷ２）のサンプリング周波数（ＦＳ）またはこのサンプリング周波数（ＦＳ）の倍数に対して鏡映対称になるようにしたことを特徴とする
   磁気共鳴信号伝送装置。
2. − 前記の受信する磁気共鳴信号の周波数以下の第１局部発振周波数（ＬＯ１）を選択して、第１磁気共鳴信号（ＭＲ１）のダウンコンバートが正順位置で行われるようにし、
   − 前記の受信する磁気共鳴信号の周波数以上の第２局部発振周波数（ＬＯ２）を選択して、第２磁気共鳴信号（ＭＲ２）のダウンコンバートが逆順位置で行われるようにする、
   請求項１に記載の装置。
3. 前記の信号をまとめる装置（ＤＰＦ）は、入力側が前記の変調器（Ｍ１，Ｍ２）の対応する出力側に接続されており、また当該の装置は、出力側が伝送区間（ＵＢＳ）に接続されており、前記のチャネル（Ｋ１，Ｋ２）の中間周波数の信号から中間周波数の送信信号（ＳＳＺＦ）が形成されて前記の受信器（ＲＥＣ１）に伝送される、
   請求項１または２に記載の装置。
4. 前記の信号をまとめる装置（ＤＰＦ）は、ダイプレクスフィルタ（ＤＰＦ）として構成されている、
   請求項３に記載の装置。
5. 前記の受信器（ＲＥＣ１）は、信号分離のための装置（ＤＰＦ）を有しており、
   該装置は、受信した中間周波数の送信信号（ＳＳＺＦ）から、第１チャネル（Ｋ１）に対応付けることのできる中間周波数の第１信号（ＥＳＺＦ１）と、第２チャネル（Ｋ２）に対応付けることのできる中間周波数の第２信号（ＥＳＺＦ２）とを形成する、
   請求項３または４に記載の装置。
6. − 前記の信号分離のための装置（ＤＰＦ，ＩＱＭ）は出力側が、第１チャネル（Ｋ１）に割り当てられるＡ／Ｄ変換器（ＡＤＷ１，ＡＤＷ２１）に接続されており、第１チャネル（Ｋ１）に対応付けられる中間周波数の第１信号（ＥＳＺＦ１，ＥＳ２１１ＺＦ）がサンプリング周波数（ＦＳ）でサンプリングされ、
   − 前記の信号分離のための装置（ＤＰＦ，ＩＱＭ）は出力側が、第２チャネル（Ｋ２）に割り当てられるＡ／Ｄ変換器（ＡＤＷ２，ＡＤＷ２２）に接続されており、第２チャネル（Ｋ２）に対応付けられる中間周波数の第２信号（ＥＳＺＦ２，ＥＳ２１２ＺＦ）がサンプリング周波数（ＦＳ）でサンプリングされる、
   請求項５に記載の装置。
7. 前記の信号を分離する装置（ＤＰＦ，ＩＱＭ）は、ダイプレクスフィルタ（ＤＰＦ）またはＩＱ変調器（ＩＱＭ）として構成されている、
   請求項５または６に記載の装置。
8. 前記の受信器（ＲＥＣ４）はマルチプレクサ（ＭＵＬＴ６１）を有しており、
   当該のマルチプレクサの入力側には、前記の周波数多重化によって伝送される中間周波数の送信信号が供給され、
   前記のマルチプレクサの出力側はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＷＥ６１）に接続されている、
   請求項３に記載の装置。
9. 前記の個別アンテナ（ＬＡ１，ＬＡ２）とミキサ（Ｍ１，Ｍ２）との間に増幅器（ＬＮＡ１，ＬＮＡ２）および／またはバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１，ＢＰＦ２）が中間接続されている、
   請求項１に記載の装置。

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