JP2009219239A - Motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、モータ制御装置に関し、より特定的には、モータの回転位置を検出する位置検出器の出力を補正してモータを制御するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that controls a motor by correcting the output of a position detector that detects the rotational position of the motor.
回転磁界によりモータの回転子を連続して回転するために回転子の位置を検出することが行なわれている。そして、この回転子の位置検出は、回転軸に取付けられたレゾルバにより行なわれる。 In order to continuously rotate the rotor of the motor by the rotating magnetic field, the position of the rotor is detected. The position of the rotor is detected by a resolver attached to the rotating shaft.
すなわち、レゾルバは、回転する回転子の位置を検出し、回転子の各位置に対応する位置信号をアナログ信号として出力する。コンピュータのＣＰＵ（Central Processing Unit）は、レゾルバからのアナログ信号をデジタル信号に変換し、その変換したデジタル信号に基づいて、回転磁界を生成するための交流電流を回転子の外周部に設けられたステータコイル（通常、３相コイルから成る。）に流す駆動信号を生成してインバータへ出力する。インバータは、ＣＰＵからの駆動信号に基づいて、ステータコイルの各相に所定のタイミングで所定の交流電流を流す。これにより、ステータコイルは、回転磁界を生成し、回転子は、ステータコイルからの回転磁界により回転する。 In other words, the resolver detects the position of the rotating rotor and outputs a position signal corresponding to each position of the rotor as an analog signal. The CPU (Central Processing Unit) of the computer converts an analog signal from the resolver into a digital signal, and an alternating current for generating a rotating magnetic field is provided on the outer periphery of the rotor based on the converted digital signal. A drive signal to be passed through the stator coil (usually composed of a three-phase coil) is generated and output to the inverter. The inverter causes a predetermined alternating current to flow through each phase of the stator coil at a predetermined timing based on a drive signal from the CPU. Thereby, a stator coil produces | generates a rotating magnetic field and a rotor rotates with the rotating magnetic field from a stator coil.
しかし、レゾルバは、通常、０．５次誤差および１次誤差等の誤差を生じるので、レゾルバからの出力は、時間とともに直線的に回転角が大きくなる特性を示さない。そのため、トルク制御時にモータに印加される電圧に位相の変化を引き起こすことになり、モータの各相コイルに流れる電流が変動する。この電流変動が、モータにおいて出力トルクの変動を発生させる要因となる。 However, since the resolver usually generates errors such as a 0.5th order error and a first order error, the output from the resolver does not show the characteristic that the rotation angle increases linearly with time. Therefore, a phase change is caused in the voltage applied to the motor during torque control, and the current flowing through each phase coil of the motor varies. This current fluctuation becomes a factor that causes the output torque fluctuation in the motor.
そこで、特開２００４−２２２４４８号公報（特許文献１）には、レゾルバからの出力を補正し、その補正したレゾルバの出力を用いてモータを矩形波電圧制御するモータ制御装置が開示されている。
上記特許文献１に記載のモータ制御装置によれば、矩形波電圧制御では、レゾルバの出力をモータ状態量としてモータの出力トルクを推定し、トルク推定値とトルク指令値との偏差に応じたフィードバック制御が行なわれるところ、レゾルバの出力が誤差を含んでいても、出力トルクの変動を抑制して出力トルクの制御性を確保することができる。 According to the motor control device described in Patent Document 1, in the rectangular wave voltage control, the output torque of the motor is estimated by using the output of the resolver as a motor state quantity, and feedback according to the deviation between the estimated torque value and the torque command value is performed. When the control is performed, even if the output of the resolver includes an error, it is possible to suppress the fluctuation of the output torque and ensure the controllability of the output torque.
しかしながら、その一方で、レゾルバからの回転角度を補正するための演算処理が常時行なわれることから、トルク制御のための演算負荷が増大することになる。したがって、高速大容量処理が可能なプロセッサの適用等に起因してコストアップが発生する可能性がある。 However, on the other hand, calculation processing for correcting the rotation angle from the resolver is always performed, so that the calculation load for torque control increases. Therefore, the cost may increase due to the application of a processor capable of high-speed and large-capacity processing.
それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、演算負荷を過度に増大させることなく、出力トルクの制御性の確保が可能なモータ制御装置を提供することである。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to provide a motor control device capable of ensuring controllability of output torque without excessively increasing a calculation load. That is.
この発明によれば、モータ制御装置は、モータのモータ電流を検出する電流検出器と、モータの回転子の回転位置を検出する位置検出器と、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて、モータを矩形波電圧制御する制御手段とを備える。制御手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて、モータの出力トルクを推定するトルク推定手段と、トルク推定手段による推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、モータに印加する矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なうトルク制御手段と、予め定められた所定のモータ運転条件が満たされたときに、位置検出器の出力を補正する補正手段とを含む。所定のモータ運転条件は、モータ電流の振幅を一定にした場合における電流位相に対する出力トルクの関係において、電流位相に対する出力トルクの変化量が相対的に大きいことを含む。 According to this invention, the motor control device is based on the current detector that detects the motor current of the motor, the position detector that detects the rotational position of the rotor of the motor, and the outputs of the current detector and the position detector. And a control means for controlling the rectangular wave voltage of the motor. The control means applies torque to the motor in accordance with the torque estimation means for estimating the output torque of the motor based on the outputs of the current detector and the position detector, and the deviation between the torque estimated by the torque estimation means and the torque command value. Torque control means for performing torque control by feedback control that adjusts the phase of the rectangular wave voltage, and correction means for correcting the output of the position detector when a predetermined predetermined motor operating condition is satisfied. The predetermined motor operating condition includes that the amount of change in the output torque with respect to the current phase is relatively large in the relationship of the output torque with respect to the current phase when the amplitude of the motor current is constant.
好ましくは、所定のモータ運転条件は、弱め界磁制御によりトルク制御が行なわれていることを含む。 Preferably, the predetermined motor operating condition includes that torque control is performed by field weakening control.
好ましくは、補正手段は、回転子が１回転する時間を用いて位置検出器の出力を補正する。 Preferably, the correction unit corrects the output of the position detector using the time for which the rotor makes one rotation.
この発明によれば、モータの回転位置を検出する位置検出器の出力を補正してモータを制御するモータ制御装置において、演算負荷を過度に増大させることなく、出力トルクの制御性の確保することが可能となる。 According to the present invention, in the motor control device that controls the motor by correcting the output of the position detector that detects the rotational position of the motor, ensuring the controllability of the output torque without excessively increasing the calculation load. Is possible.
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
図１は、この発明の実施の形態によるモータ制御装置１００の構成を説明する概略ブロック図である。
FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating the configuration of a
図１を参照して、この発明の実施の形態によるモータ制御装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、昇降圧コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ２と、インバータ１４と、電流センサ２４と、交流モータＭ１と、回転角センサ（レゾルバ）２５と、制御装置３０とを備える。
Referring to FIG. 1, a
交流モータＭ１は、たとえばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 AC motor M1 is a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle, for example. Alternatively, this motor has the function of a generator driven by an engine, and operates as an electric motor for the engine, for example, can be incorporated into a hybrid vehicle so that the engine can be started. Also good.
直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成され、電源ライン６およびアースライン５の間に直流電圧を出力する。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧（バッテリ電圧）Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
DC power supply B is configured to include a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, and outputs a DC voltage between
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電源ライン６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアースライン５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
System relay SR1 is connected between the positive terminal of DC power supply B and
昇降圧コンバータ１２は、一例として、昇降圧チョッパ回路により構成され、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子とも称する）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
For example, the step-up / step-
スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源ライン７とアースライン５との間に直列接続される。リアクトルＬ１は、電源ライン６とスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードとの間に接続される。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタ／コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。
Switching elements Q1 and Q2 are connected in series between
スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。この実施の形態におけるスイッチング素子としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。
Switching elements Q1 and Q2 are turned on / off by switching control signals S1, S2 from
平滑コンデンサＣ２は、電源ライン７およびアースライン５の間に接続される。
インバータ１４は、電源ライン７およびアースライン５の間に並列に接続される、Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７から成る。各相アームは、電源ライン７およびアースライン５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ／エミッタ間には、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
Smoothing capacitor C <b> 2 is connected between
スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。より具体的には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、その制御電極への電気的入力に応じてオンまたはオフされる。たとえば、ＩＧＢＴは、ゲート（制御電極）の電圧に応じてオンまたはオフされる。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の制御電極（ゲート）へは、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が、図示しないドライブ回路を経て入力される。
Switching elements Q3 to Q8 are turned on / off by switching control signals S3 to S8 from
各相アーム１５〜１７の中間点は、交流モータＭ１のＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルの一端側とそれぞれ電気的に接続される。たとえば、交流モータＭ１は、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルが中性点に共通接続されて構成された、３相永久磁石モータである。
Intermediate points of the
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配設すれば足りる。
回転角センサ２５は、交流モータＭ１の回転軸に組み付けられており、交流モータＭ１の回転子（ロータ）の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ出力する。
The
昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比はこれらのオン期間の比に応じたものとなる。
The step-up / step-
また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティー比に応じたものとなる。
Further, during the step-down operation, the step-up / step-
平滑コンデンサＣ２は、昇降圧インバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨ、すなわち、昇降圧コンバータ１２の出力電圧（インバータ１４の入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した電圧ＶＨを制御装置３０へ出力する。
Smoothing capacitor C <b> 2 smoothes the DC voltage from step-up / down
インバータ１４は、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。
When the
また、インバータ１４は、モータ制御装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣ２を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。
The
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。 Note that regenerative braking here refers to braking involving regenerative power generation when a driver operating a hybrid vehicle or electric vehicle performs footbrake operation, or while not operating the footbrake, It includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle speed while generating regenerative power by turning it off.
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１３から電圧ＶＨを受け、電流センサ２４からモータ電流ｉｖ，ｉｗを受け、回転角センサ２５から回転角θを受ける。制御装置３０は、これらの入力信号に基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。本発明の実施の形態によるモータ制御装置１００では、インバータ１４における電圧変換について矩形波電圧制御を使用する。
Next, power conversion in the
図２は、図１における制御装置３０のブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、座標変換部３４０と、トルク推定部３５０と、減算器３００と、ＰＩ演算部３１０と、矩形波発生器３２０と、信号発生部３３０とを含む。
FIG. 2 is a block diagram of the
Referring to FIG. 2,
座標変換部３４０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
The coordinate
トルク推定部３５０は、座標変換部３４０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。
トルク推定部３５０は、たとえば、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｒｑを出力するトルク算出マップにより構成される。
The
あるいは、マップに代えて、トルク推定部３５０により交流モータＭ１の特性式である次式（１）に従ってトルク推定値Ｔｒｑを演算することも可能である。
Alternatively, instead of the map, torque estimation value Trq can be calculated by
Ｔｒｑ＝Ｋｔ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ （１）
ただし、式（１）において、Ｋｔはトルク定数［Ｎ・ｍ／Ａ］であり、ｐは極対数であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］である。Ｋｔ，Ｌｄ，Ｌｑはモータの回路定数として交流モータＭ１の構成に従って一意に決定される。
Trq = Kt · Iq + p · (Ld−Lq) · Id · Iq (1)
In Equation (1), Kt is a torque constant [N · m / A], p is the number of pole pairs, Ld is a d-axis inductance [H], and Lq is a q-axis inductance [H]. . Kt, Ld, and Lq are uniquely determined according to the configuration of AC motor M1 as circuit constants of the motor.
減算器３００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）を演算してＰＩ演算部３１０へ出力する。
ＰＩ演算部３１０は、入力されたトルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
The
矩形波発生器３２０は、ＰＩ演算部３１０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部３３０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、交流モータＭ１の各相電圧として印加される。
The
このように矩形波電圧制御においては、トルクフィードバック制御に用いるトルク推定値Ｔｒｑの算出を、電流センサ２４および回転角センサ２５の出力に基づいて実行する。そのため、交流モータＭ１への組付け精度に起因して、回転角センサ２５から出力される回転角度θに０．５次誤差および１次誤差等の誤差が重畳している場合には、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが変動することになり、その結果、トルク指令値Ｔｒｑが変動してしまう。このトルク指令値Ｔｒｑの変動が、交流モータＭ１において出力トルクの変動を発生させる要因となる。
As described above, in the rectangular wave voltage control, the torque estimated value Trq used for the torque feedback control is calculated based on the outputs of the
そこで、このような回転角センサ２５の出力誤差に起因した交流モータＭ１のトルク変動を低減するために、本実施の形態に従うモータ制御装置１００は、制御装置３０内部の座標変換部３４０において、回転角センサ２５からの回転角θを補正する構成とする。
Therefore, in order to reduce the torque fluctuation of AC motor M1 due to such an output error of
図３は、図２の座標変換部３４０の構成例を説明するブロック図である。
図３を参照して、座標変換部３４０は、電流変換部３４２と、回転角補正部３４４とを含む。
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the coordinate
Referring to FIG. 3, coordinate
回転角補正部３４４は、回転角センサ２５から出力された回転角θを受け、その受けた回転角θを後述する方法によって補正し、その補正した回転角（以下、回転角補正値とも称する）θ＃を電流変換部３４２へ出力する。
The rotation
電流変換部３４２は、電流センサ２４が検出したＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを、回転角補正部３４４からの回転角補正値θ＃を用いて三相二相変換する。つまり、電流変換部３４２は、交流モータＭ１の３相コイルの各相に流れるモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転角補正値θ＃を用いてｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換してトルク推定部３５０へ出力する。
The
トルク推定部３５０は、上述した方法によって、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定し、トルク推定値Ｔｒｑを図示しない減算器３００へ送出するとともに、回転角補正部３４４へ送出する。
The
図４は、回転角補正部３４４における回転角θの補正方法を説明するための図である。
図４を参照して、ラインＬＮ１は回転角センサ２５からの回転角θを示し、ラインＬＮ２は真の回転角を示す。なお、図４では、回転角センサ２５が１．０次の誤差を含む回転角θを出力する場合が示される。
FIG. 4 is a diagram for explaining a method of correcting the rotation angle θ in the rotation
Referring to FIG. 4, line LN1 indicates the rotation angle θ from
回転角補正部３４４は、交流モータＭ１の制御タイミングｔ２において、回転角センサ２５からの回転角θ（＝θ０）を取得すると、前回に回転角センサ２５から回転角θ０を取得したときのタイミングｔ１から制御タイミングｔ２までの時間、すなわち、回転子が１回転するのに必要な時間Ｔを、内蔵されたタイマの計時結果を用いて演算する。そして、回転角補正部３４４は、３６０度を時間Ｔで除算して回転子の平均回転速度ωａｖを演算し、その演算した平均回転速度ωａｖを用いて、式（２）により、制御タイミングｔ２以降の制御タイミングｔｎにおける回転角θ（ｔｎ）を演算する。
When the rotation
θ（ｔｎ）＝θ０＋（ｔｎ−ｔ２）×ωａｖ （２）
演算された回転角θ（ｔｎ）は、制御タイミングｔ２からの経過時間（＝ｔｎ−ｔ２）の関数となることから、時間とともに直線的に回転角が大きくなる特性を示すことになる。しかしながら、図４において平均回転速度ωａｖを演算するための基準点とした回転角θ０が、真の回転角との間に誤差Δθｅｒｒを有している場合には、式（２）によって演算された回転角θ（ｔｎ）は、真の回転角に対して誤差Δθｅｒｒだけオフセットされた値となってしまう。
θ (tn) = θ 0 + (tn−t2) × ωav (2)
Since the calculated rotation angle θ (tn) is a function of the elapsed time from the control timing t2 (= tn−t2), the rotation angle linearly increases with time. However, when the rotation angle θ 0 as a reference point for calculating the average rotation speed ωav in FIG. 4 has an error Δθerr with respect to the true rotation angle, the calculation is performed by the equation (2). The rotation angle θ (tn) is a value offset by an error Δθerr with respect to the true rotation angle.
ここで、一般に、回転角センサ２５の誤差（０．５次誤差および１．０次誤差等）は、角度０度および３６０度においては、真の回転角に一致し、０度および３６０度以外の角度が真の回転角からずれるような誤差である。したがって、角度０度（３６０度）を基準点として平均回転角度ωａｖを演算する構成とすれば、誤差Δθｅｒｒを除去することができる。
Here, generally, the error (0.5th order error, 1.0th order error, etc.) of the
このように回転角センサ２５の出力を補正することにより、トルク推定値Ｔｒｑの変動を抑制することができる。その結果、出力トルクの制御性を高めることができる。
By correcting the output of the
その一方で、制御装置３０においては、回転角センサ２５の出力を補正するための演算処理が常時行なわれるため、トルク制御のための演算負荷が増大することになる。したがって、高速大容量処理が可能なプロセッサの適用等に起因してコストアップが発生する可能性がある。
On the other hand, in the
そこで、本実施の形態に従うモータ制御装置１００は、さらに、以下に述べる方法によって、トルク推定値Ｔｒｑの変動を抑制するのに必要最小限の演算処理を実行する構成とする。これによれば、演算負荷を過度に増大させることなく、出力トルクの制御性を確保することができる。
Therefore,
図５には、図２に示したトルク制御によって駆動される交流モータＭ１において、モータ電流振幅を一定にした場合における電流位相に対するトルク推定値Ｔｒｑの関係が示される。 FIG. 5 shows the relationship of the estimated torque value Trq to the current phase when the motor current amplitude is constant in AC motor M1 driven by torque control shown in FIG.
図５を参照して、交流モータＭ１のトルク推定値Ｔｒｑとモータ電流の電流位相との関係は、ラインＬＮ３，ＬＮ４によって表わされる。なお、ラインＬＮ３およびＬＮ４は、互いにモータ電流の振幅が異なっており、ラインＬＮ３よりもラインＬＮ４の方が振幅が大きい。 Referring to FIG. 5, the relationship between torque estimation value Trq of AC motor M1 and the current phase of the motor current is represented by lines LN3 and LN4. The lines LN3 and LN4 have different motor current amplitudes, and the line LN4 has a larger amplitude than the line LN3.
各電流振幅において、トルク推定値Ｔｒｑは、電流位相を９０°よりも進めた場合に最大となる。これは、位相を進めることでリラクタンストルクが増加するためである。なお、各電流振幅のグラフのトルク最大となる点を結んだ線が、電流が最小となるモータの最適動作ラインである。このライン上で動かす制御を最大トルク制御という。すなわち、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応して、最適動作ライン上となる電流位相となるように電流指令値が設定される。 At each current amplitude, the estimated torque value Trq is maximized when the current phase is advanced beyond 90 °. This is because the reluctance torque increases by advancing the phase. Note that the line connecting the points of maximum torque in each current amplitude graph is the optimum operation line of the motor at which the current is minimized. Control that moves on this line is called maximum torque control. That is, the current command value is set to correspond to the torque command value Tqcom so that the current phase is on the optimum operation line.
さらに、交流モータＭ１の逆起電圧がインバータ１４の電源電圧（直流入力電圧ＶＨ）よりも高くなると電流の制御が不能となるため、モータ回転数の上昇に応じてｄ軸電流の絶対値を増やすことにより、交流モータＭ１の逆起電力を打ち消す方向に励磁する弱め界磁制御が行なわれる。弱め界磁制御では、最適動作ラインよりも右側の電流位相領域で交流モータＭ１が駆動制御されるので、同じ電流に対してトルクが小さくなり効率は悪くなるが、高回転域までの運転が可能となる。したがって、一般的なモータ制御としては、回転数およびトルクに応じて、基本的には最大トルク制御を行ないつつ、逆起電圧の抑制が必要となる高回転数領域では、最大トルク制御に代えて弱め界磁制御を適用するように制御方式が切り換えられる。
Further, when the back electromotive voltage of AC motor M1 becomes higher than the power supply voltage (DC input voltage VH) of
ここで、このような電流位相に対するトルク推定値Ｔｒｑの関係において、図４で述べた回転角θに含まれる誤差Δθｅｒｒがトルク推定値Ｔｒｑに与える影響度合いについて考える。 Here, regarding the relationship between the torque estimation value Trq and the current phase, the degree of influence of the error Δθerr included in the rotation angle θ described in FIG. 4 on the torque estimation value Trq will be considered.
たとえば、図５のラインＬＮ３を参照することにより、同じ電流振幅であっても電流位相に応じて、誤差Δθｅｒｒによるトルク推定値Ｔｒｑの変動量が異なることが分かる。詳細には、ラインＬＮ３において、最適動作ライン上の電流位相を含む電流位相領域と、最適動作ライン上の電流位相よりも右側の電流位相領域とでは、同じ誤差Δθｅｒｒに対するトルク推定値Ｔｒｑの変動量は、後者の電流位相領域の方が大きくなっている（ΔＴｒｑ２＞ΔＴｒｑ１）。これは、電流振幅一定の下では、電流位相に対するトルク推定値Ｔｒｑの変化量（トルク推定値Ｔｒｑの傾きに相当）が、最適動作ライン上の電流位相から進むに従って大きくなるように変化しているためである。 For example, referring to the line LN3 in FIG. 5, it can be seen that the amount of variation in the estimated torque value Trq due to the error Δθerr varies depending on the current phase even with the same current amplitude. Specifically, in line LN3, the fluctuation amount of torque estimation value Trq with respect to the same error Δθerr in the current phase region including the current phase on the optimum operation line and the current phase region on the right side of the current phase on the optimum operation line. Is larger in the latter current phase region (ΔTrq2> ΔTrq1). This is because the amount of change in the torque estimated value Trq with respect to the current phase (corresponding to the slope of the torque estimated value Trq) increases as it advances from the current phase on the optimum operation line under a constant current amplitude. Because.
さらに、図５のラインＬＮ３とラインＬＮ４とを比較すると、同じ電流位相領域であっても、このトルク指令値Ｔｒｑの傾きの違いによって、同じ誤差Δθｅｒｒに対するトルク推定値Ｔｒｑの変動量が異なることが分かる（ΔＴｒｑ３＞ΔＴｒｑ２）。 Further, when the line LN3 and the line LN4 in FIG. 5 are compared, even in the same current phase region, the variation amount of the torque estimation value Trq with respect to the same error Δθerr varies depending on the difference in the slope of the torque command value Trq. It can be seen (ΔTrq3> ΔTrq2).
このように、回転角θに含まれる誤差Δθｅｒｒがトルク推定値Ｔｒｑに与える影響度合いは、電流位相に対するトルク推定値Ｔｒｑの変化量（＝トルク推定値Ｔｒｑの傾き）に応じて異なるものとなる。これは、誤差Δθｅｒｒの補正によるトルク推定値Ｔｒｑの変動抑制効果が、トルク推定値Ｔｒｑの傾きに応じて異なることを意味している。 As described above, the degree of influence of the error Δθerr included in the rotation angle θ on the estimated torque value Trq varies depending on the amount of change in the estimated torque value Trq with respect to the current phase (= the inclination of the estimated torque value Trq). This means that the fluctuation suppression effect of the estimated torque value Trq due to the correction of the error Δθerr varies depending on the gradient of the estimated torque value Trq.
したがって、トルク推定値Ｔｒｑの傾きに応じて、上述した回転角θの補正の実行および不実行を切り換える構成とすることにより、制御装置３０の演算負荷を増大させることなく、効果的にトルク推定値Ｔｒｑの変動を抑制することが可能となる。
Therefore, by adopting a configuration in which execution and non-execution of the correction of the rotation angle θ described above are switched according to the inclination of the torque estimation value Trq, the torque estimation value can be effectively obtained without increasing the calculation load of the
すなわち、図５の出力トルク特性のうち、トルク推定値Ｔｒｑの傾きが相対的に大きい領域では、回転角θの補正を行なうことによって、効果的にトルク推定値Ｔｒｑの変動を抑制することができる。その一方で、トルク推定値Ｔｒｑの傾きが相対的に小さい領域では、トルク推定値Ｔｒｑの変動抑制効果が小さいと判断されることから、回転角θの補正を行なわないことで演算負荷の低減を図ることができる。 That is, in the output torque characteristic of FIG. 5, in the region where the inclination of the torque estimation value Trq is relatively large, the fluctuation of the torque estimation value Trq can be effectively suppressed by correcting the rotation angle θ. . On the other hand, in a region where the gradient of the torque estimation value Trq is relatively small, it is determined that the effect of suppressing the fluctuation of the torque estimation value Trq is small. Therefore, the calculation load can be reduced by not correcting the rotation angle θ. Can be planned.
図６には、図５の電流位相に対するトルク推定値Ｔｒｑの関係において、トルク推定値Ｔｒｑの傾きに応じて設定された、回転角θの補正を不実行とする領域（補正不実行領域）および回転角θの補正を実行する領域（補正実行領域）の一例が示される。 FIG. 6 shows a region where correction of the rotation angle θ is not executed (correction non-execution region) set according to the inclination of the torque estimation value Trq in the relationship between the torque estimation value Trq and the current phase in FIG. An example of a region for executing the correction of the rotation angle θ (correction execution region) is shown.
図６では、最適動作ライン近傍の領域（図中の領域ＲＧＮＡに対応）では、回転角θの補正が行なわれない一方で、弱め界磁制御が行なわれる領域（図中の領域ＲＧＮＢ）では、回転角θの補正が行なわれることになる。 In FIG. 6, in the region near the optimum operation line (corresponding to region RGNA in the figure), the rotation angle θ is not corrected, while in the region in which field weakening control is performed (region RGNB in the figure) θ is corrected.
このような回転角θの補正の実行および不実行の切り換えは、実際には、回転角補正部３４４（図３）が図６に示す関係を予めマップとして図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に所有しておき、回転角センサ２５から回転角θを受けると、図６のマップを用いて、交流モータＭ１の運転状態に基づいて回転角θの補正の実行および不実行のいずれかを選択することにより行なわれる。
Such switching between execution and non-execution of the rotation angle θ is actually performed by the rotation angle correction unit 344 (FIG. 3) in a ROM (Read Only Memory) not shown as a map in advance with the relationship shown in FIG. When the rotation angle θ is received from the
図７は、本発明の実施の形態によるモータ制御装置における回転角センサの出力の補正処理を説明するためのフローチャートである。図７に示したフローチャートに従う制御処理は、制御装置３０に予め格納されたプログラムを所定の制御周期毎に実行することにより実現される。
FIG. 7 is a flowchart for explaining the correction process of the output of the rotation angle sensor in the motor control device according to the embodiment of the present invention. The control process according to the flowchart shown in FIG. 7 is realized by executing a program stored in advance in the
図７を参照して、回転角補正部３４４は、回転角センサ２５からの回転角θを取得すると（ステップＳ０１）、前回の制御周期において演算された回転角補正値θ＃およびトルク推定値ＴｒｑをＲＯＭから読み出す（ステップＳ０２）。なお、トルク推定値Ｔｒｑは、前回の制御周期において、回転角補正値θ＃および電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗに基づいてトルク推定部３５０（図３）により推定されたものである。
Referring to FIG. 7, when rotation
回転角補正部３４４は、さらに図６のマップをＲＯＭから読み出すと、回転角補正値θ＃およびトルク推定値Ｔｒｑにより決定される交流モータＭ１の動作点が、補正不実行領域（図６の領域Ａに相当）に存在するか否かを判定する（ステップＳ０３）。
When the rotation
回転角補正値θ＃およびトルク推定値Ｔｒｑにより決定される交流モータＭ１の動作点が、補正不実行領域に存在する場合（ステップＳ０３においてＹＥＳの場合）には、回転角補正部３４４は、回転角センサ２５からの回転角θを補正することなく、回転角補正値θ＃として電流変換部３４２（図３）へ出力する。
When the operating point of AC motor M1 determined by rotation angle correction value θ # and torque estimated value Trq is present in the correction non-execution region (YES in step S03), rotation
これに対して、回転角補正値θ＃およびトルク推定値Ｔｒｑにより決定される交流モータＭ１の動作点が、補正不実行領域に存在しない場合（ステップＳ０３においてＮＯの場合）には、回転角補正部３４４は、回転角センサ２５からの回転角θを上述した方法によって補正し（ステップＳ０５）、補正した回転角を回転角補正値θ＃として電流変換部３４２へ出力する。
On the other hand, when the operating point of AC motor M1 determined by rotation angle correction value θ # and estimated torque value Trq does not exist in the correction non-execution region (NO in step S03), rotation angle correction is performed. The
電流変換部３４２は、電流センサ２４が検出したＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを、回転角補正部３４４からの回転角補正値θ＃を用いてｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換してトルク推定部３５０へ出力する（ステップＳ０６）。
トルク推定部３５０は、座標変換部３４０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する（ステップＳ０７）。トルク推定値Ｔｒｑは、上述したトルクフィードバック制御に用いられるとともに、回転角補正部３４４へ送出される。回転角補正部３４４は、トルク推定部３５０からトルク推定値Ｔｒｑを受けると、ステップＳ０４またはＳ０５によって得られた回転角補正値θ＃とともにＲＯＭに記憶させた後、一連の補正処理を終了する（ステップＳ０８）。
なお、本実施の形態に例示した構成において、電流センサ２４および回転角センサ２５は、本発明での「電流検出器」および「位置検出器」に対応し、図３の回転角補正部３４４が本発明での「補正手段」に対応し、回転角補正部３４４を除く制御装置３０（図２）は本発明での「制御手段」に対応する。
In the configuration exemplified in this embodiment, the
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
この発明は、モータの回転位置を検出する位置検出器の出力を補正してモータを制御するモータ制御装置に適用することができる。 The present invention can be applied to a motor control device that controls a motor by correcting the output of a position detector that detects the rotational position of the motor.
５ アースライン、６，７ 電源ライン、１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ制御装置、３００ 減算器、３１０ ＰＩ演算部、３２０ 矩形波発生器、３３０ 信号発生部、３４０ 座標変換部、３４２ 電流変換部、３４４ 回転角補正部、３５０ トルク推定部、Ｂ 直流電源、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。 5 Ground line, 6, 7 Power line, 10, 13 Voltage sensor, 12 Buck-boost converter, 14 Inverter, 15 U-phase arm, 16 V-phase arm, 17 W-phase arm, 24 Current sensor, 25 Rotation angle sensor, 30 Control Device, 100 motor control device, 300 subtractor, 310 PI calculation unit, 320 rectangular wave generator, 330 signal generation unit, 340 coordinate conversion unit, 342 current conversion unit, 344 rotation angle correction unit, 350 torque estimation unit, B DC Power supply, C2 smoothing capacitor, D1, D2 antiparallel diode, L1 reactor, M1 AC motor, Q1-Q8 switching element, SR1, SR2 system relay.
Claims (3)
前記モータの回転子の回転位置を検出する位置検出器と、
前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づいて、前記モータを矩形波電圧制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づいて、前記モータの出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記トルク推定手段による推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、前記モータに印加する矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なうトルク制御手段と、
予め定められた所定のモータ運転条件が満たされたときに、前記位置検出器の出力を補正する補正手段とを含み、
前記所定のモータ運転条件は、前記モータ電流の振幅を一定にした場合における電流位相に対する前記出力トルクの関係において、前記電流位相に対する前記出力トルクの変化量が相対的に大きいことを含む、モータ制御装置。 A current detector for detecting the motor current of the motor;
A position detector for detecting the rotational position of the rotor of the motor;
Control means for controlling the rectangular wave voltage of the motor based on the outputs of the current detector and the position detector;
The control means includes
Torque estimating means for estimating an output torque of the motor based on outputs of the current detector and the position detector;
Torque control means for performing torque control by feedback control for adjusting a phase of a rectangular wave voltage applied to the motor according to a deviation between an estimated torque by the torque estimation means and a torque command value;
Correction means for correcting the output of the position detector when a predetermined predetermined motor operating condition is satisfied,
The predetermined motor operating condition includes motor control including a relatively large change amount of the output torque with respect to the current phase in a relationship of the output torque with respect to the current phase when the amplitude of the motor current is constant. apparatus.
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| JP2019030095A (en) * | 2017-07-28 | 2019-02-21 | 澤藤電機株式会社 | Motor controller and motor control method |
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