JP2009207117A - Ｍｉｍｏ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法及び送信機と受信機とを含む送受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ検出器を低い複雑性で、且つ多岐にわたるＳＮＲ条件で提供することが望まれている。
【解決手段】ハイブリッド軟出力ＭＩＭＯ検出器３００はＱＲ分解検出器３０３を用い、次にマルコフ連鎖モンテカルロ検出器３０５を用いる。ＱＲＤ−Ｍは初期候補決定ベクトルを生成する。それらのべクトルをマルコフ連鎖モンテカルロ検出に対する入力として用いて、軟出力を生成する。
【選択図】図３

Description

本発明は、包括的には複数のアンテナを有する送受信機間の無線通信システムに関し、より詳細には空間多重を用いて受信信号に対する軟出力を生成することに関する。

多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ，ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムは、送受信機において複数の送信アンテナ及び受信アンテナを用いることによって、時空間符号化を用いてダイバーシティを増加させる。ＭＩＭＯシステムは、空間多重を用いることによって、データレートを向上させることもできる。ＭＩＭＯシステムのダイバーシティの増加とデータレートの向上との間には、根本的なトレードオフが存在する。

空間多重を使用するＭＩＭＯシステムにおいて受信信号を検出することの最も難しい部分は、最大事後（ＭＡＰ：ｍａｘｉｍａｌ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ）検出器を用いる場合に受信機の複雑性が急激に増大することである。このことは、実際のシステムにおいてＭＡＰ検出器を実装することを困難にしている。

ＭＩＭＯ受信機のための従来技術の検出方法のほとんどを、以下のカテゴリ、すなわち、直線検出、ツリーベース検出、及びマルコフ連鎖モンテカルロ（ＭＣＭＣ：Ｍａｒｋｏｖ ｃｈａｉｎ Ｍｏｎｔｅ Ｃａｒｌｏ）検出に分類することができるが、これらに限定されるものではない。

直線検出は最も単純である。ＣＤＭＡシステムにおけるマルチユーザ検出と同様に、他のアンテナからの干渉が、ゼロフォーシング（ＺＦ：ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ）又は最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：ｍｉｎｉｍａｌ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）の等化によって逐次抑制される。このように、ＭＩＭＯ検出は１組の並列の単一入力単一出力（ＳＩＳＯ：ｓｉｎｇｌｅ ｉｎｐｕｔ，ｓｉｎｇｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）検出の問題となる。したがって、直線検出は逐次干渉除去（ＳＩＣ：ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）とも呼ばれる。しかしながら、ＺＦ及びＭＭＳＥは準最適である。

直線検出の複雑性は非常に低いが、幾つかの難点がある。干渉を抑制する一方で、異なるアンテナのチャネルは通常直交しないため、有効な信号エネルギーの一部が除去され、それによって騒音エネルギーが増大し得る。また、直線検出は異なるアンテナからのエラー伝播も受けるため、空間ダイバーシティ次数は１まで低減される。

垂直ベル研究所階層化時空間（Ｖ−ＢＬＡＳＴ：Ｖｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）はＳＩＣを改良したものである。Ｖ−ＢＬＡＳＴは最も大きな信号強度を有する送信アンテナから順にＳＩＣプロセスを実行する。そのような順序付けされた方式によってエラー伝播が低減されるため、パフォーマンスが向上する。

ツリーベース検出は、（球内復号（ｓｐｈｅｒｅ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）において）大きな球を選択するか、又はＱＲ分解においてＭパラメータを選択する（ＱＲＤ−Ｍ）ことによって、最適なパフォーマンスを理論的に達成することができる。ＱＲＤ−Ｍは、修正グラム−シュミット（ＭＧＳ：ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ）法に基づき、チャネル行列ＨをＨ＝ＱＲとして分解する。ここで、ＱはＮ_ｒ×Ｎ_ｔのユニタリ行列であり、ＲはＮ_ｔ×Ｎ_ｔの上三角行列であり、Ｎ_ｔは送信アンテナの数であり、Ｎ_ｒは受信アンテナの数である。ツリーベース検出はＭＡＰ検出よりもかなり低い複雑性を有する。ツリーベース検出器はまず、チャネル行列Ｈに対しＱＲＤ−Ｍを適用して、ツリーを形成する。ルートノードからリーフノードまでのツリーの経路に沿って、ユークリッド距離が求められる。ツリーの各レベルにおいて、幾つかの経路は複雑性を低減するための或る基準に基づいて削除される。

ＱＲＤ−Ｍの場合、最小の累積ユークリッド距離を有するＭ個の経路のみが選択される。球内復号方法の場合、所定の球半径よりも小さい累積ユークリッド距離を有する経路が選択される。ツリー検出の複雑性は、ＱＲＤ−Ｍの場合パラメータＭに対応し、球内復号方法の球半径に対応する。

ツリー検出が低減された複雑性を有する一方で、ＭＡＰ検出と比較すると、実際に実施するには依然として幾つかの難点がある。球内復号は、信号対雑音比（ＳＮＲ：ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）によって決まる可変の複雑性を有する。低ＳＮＲにおける複雑性は、高ＳＮＲにおける複雑性よりもかなり高く、これは制御不可能な遅延を意味する。ＱＲＤ−Ｍは一定の複雑性を有し、平均では球内復号よりも高い。ＱＲＤ−Ｍ方法のもう１つの欠点は、ＱＲＤ−Ｍ方法が時間のかかるソート手順を用いるということであって、それによって大きな遅延が発生する。たとえば、システムが４個の送信アンテナ及び受信アンテナを有する場合、６４値直交振幅変調（ＱＡＭ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に対し、良好なパフォーマンスを得るためにＭ＝６４を用いなくてはならない。したがって、ツリーの各層において、ＱＲＤ−Ｍ方法は６４個の最小距離を選択するために６４×６４＝４０９６個の蓄積ユークリッド距離をソートする必要があり、そのことは大きな遅延につながる。従来のクイックソート手順はｍｌｏｇ_２ｍ回の比較を必要とする。ここで、ｍはソートされる項目数である。ソート手順は並列に実施するのが困難であり、それによってハードウェアの実施が妨げられる。

マルコフ連鎖モンテカルロ（ＭＣＭＣ）検出は近似最適である。ツリー検出と同様に、ＭＣＭＣ検出も、複雑性を減少させるために候補サンプルのサブセットに対し限定的な検索を実行する。しかしながら、ツリーベース検索の代わりに、ＭＣＭＣ検出はマルコフ連鎖ベースの検索を用いる。定常分布がチャネル確率密度関数（ＰＤＦ：ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｄｅｎｓｉｔｙ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）に従う１組の並列マルコフ連鎖を用いることによって、高い確率を有する候補サンプルが効率的に生成される。次に候補サンプルを用いてユークリッド距離を求める。ＭＣＭＣ検出は、低ＳＮＲにおいて、より良好なパフォーマンス及び低減された平均複雑性を、より大きな次元問題に関しても同様に達成することができる。高ＳＮＲにおいて、パフォーマンスは低ＳＮＲにおけるパフォーマンスよりも劣る。これは、マルコフ連鎖が高ＳＮＲにおいて安定状態に達するのに長い時間を要するためである。

したがって、ＭＩＭＯ検出器を低い複雑性で、且つ多岐にわたるＳＮＲ条件で提供することが望まれている。

ハイブリッド軟出力ＭＩＭＯ検出器は、ＱＲ分解検出器を用い、次にマルコフ連鎖モンテカルロ検出器を用いる。ＱＲＤ−Ｍは初期候補決定ベクトルを生成する。それらのべクトルをマルコフ連鎖モンテカルロ検出に対する入力として用いて、軟出力を生成する。

本発明は、多岐にわたるＳＮＲ条件で低い複雑性及び短い待ち時間を有するＭＩＭＯ検出の方法及びシステムを提供する。厳密なＳＮＲ範囲は、チャネルモデル、集合（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）サイズ、アンテナ数、チャネル符号によって決まるが、本発明は、従来のＱＲＤ−Ｍ検出器を約１ｄＢ上回る利得を達成することができる。

実施の形態１.
ＭＩＭＯシステム
本発明の実施の形態１は、多岐にわたるＳＮＲ条件で低い複雑性及び短い待ち時間を有するＭＩＭＯ検出の方法及びシステムを提供する。本発明は、ＱＲ分解（ＱＲＤ−Ｍ）検出と、続くマルコフ連鎖モンテカルロ（ＭＣＭＣ）検出とを組み合わせて、多岐にわたるＳＮＲ条件で近似最適である軟出力を生成するハイブリッド軟出力ＭＩＭＯ検出器を提供する。

図１Ａは、本発明の実施の形態１によって用いられる空間多重ＭＩＭＯシステムを示す。システムは複数の送受信機１０を備える。各送受信機は１組のアンテナ１１を含む。各送受信機は、送信（ＴＸ）モード又は受信（ＲＸ）モードのいずれかで動作することができる。ＴＸモードでは、アンテナは送信ＲＦチェーンに接続され、ＲＸモードでは同じアンテナを受信ＲＦチェーンに接続することができる。信号が、雑音の影響を受けるチャネル１５を介して送信される。

図１Ｂは、送信機（ＴＸ）１０１を１組の送信アンテナ１１１に接続することによって送信モードで動作する第１の送受信機１０を示す。第２の送受信機は、受信機（ＲＸ）２００を１組の受信アンテナ１２２に接続することによって受信モードで動作する。

送信機１０１において、空間多重によって複数の独立データストリームがＴＸアンテナ１１１を介して同時に送信され、それによってデータスループットが向上する。受信した独立データストリームの多重に起因して、受信機において干渉が発生する場合がある。ＭＩＭＯ検出の方法及び装置は、受信機においてデータストリームを分離する。

Ｎ_ｔ個のＴＸアンテナ１１１とＮ_ｒ個のＲＸアンテナ１２２を有する本発明のハイブリッドＭＩＭＯシステムにおいて、ＴＸ信号とＲＸ信号の関係は、次式（１）で表される。
ｙ＝Ｈｄ＋ｎ （１）
ここで、

は受信信号ベクトルであり、

は送信信号ベクトルであり、

は要素ｈ_ｉ，ｊがｉ番目のＲＸアンテナとｊ番目のＴＸアンテナとの間のチャネルのインパルス応答であるチャネル行列であり、

は受信機における雑音ベクトルである。本明細書では、従来の表記において用いられているように、小文字の太字の変数はベクトルであり、大文字の太字の変数は行列である。

ＭＩＭＯ受信機
図２は、本発明のハイブリッドＭＩＭＯ受信機２００の全体構造を示す。受信機は、本発明の実施の形態１によるＭＩＭＯ検出器３００と、チャネル復号器２０２と、硬判定ユニット２０３とを含む。ＭＩＭＯ無線通信システムにおいて、畳み込み符号、ターボ符号、又は低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：ｌｏｗ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ）符号が通常用いられる。そのような符号は、復号器２０２への入力として、軟出力λを必要とする。

従来から定義されているように、軟出力は決定ベクトルｄにおける決定ビットの信頼性を示す近似信頼性基準（確率Ｐ）を含み、したがって、表記ｄハットを用いて、送信信号に対応する受信決定ベクトルの推定値を示す。

したがって、本発明の軟出力ＭＩＭＯ検出器３００は、チャネル復号器２０２に対し軟出力を生成する。検出及び復号が１回しか実行されない従来のワンショット受信機とは対照的に、本発明の受信機２００は検出及び復号を反復して実行して、より良好なパフォーマンスを獲得する。したがって、チャネル復号器２０２からの出力は検出器３００にフィードバックされ（２０４）、検出を改善する。

最適な最大事後（ＭＡＰ）ＭＩＭＯ検出器の場合、軟出力は、次式（２）で表される。

ここで、ベクトル

は受信ベクトルであり、ベクトル

はビットｂ_ｋを有しない受信ベクトルであり、ただしｂ_ｉ∈｛−１，１｝である。ｋは検出中のビットのインデックスであり、Ｍ_ｃは各集合シンボルのビット数であり、λ_ｋはビットｂ_ｋの軟出力である。式（２）の最終項はＭＡＰ検出を最大対数近似したもの（最大対数ＭＡＰ（ｍａｘ−ｌｏｇ ＭＡＰ））である。以下では、一般性を損なうことなく最大対数ＭＡＰ検出のみを検討する。

式（２）の値を計算するために、決定ベクトルｄの全ての組み合わせに対する全数検索を実行する必要があるであろう。これは、

の複雑性を有する。本発明では、決定ベクトルｄの組み合わせを１組の候補決定ベクトルと呼ぶ。

複雑性を低減するために、本発明では候補決定ベクトルの組のサブセットに対する検索を制限する。理想的なサブセットは式（２）によって値を計算される「最大項」のみを含む。しかしながら、理想的なサブセットを構築するのはＮＰ困難である。したがって、本発明の近似最適なハイブリッド法は、「最大項」又は「最大項」に近い値の項を含む確率が高いサブセットを構成する。本発明では、そのような特性を有するサブセットを「重要なサブセット」と呼ぶ。重要なサブセットのサイズは、そのサブセットの複雑性の測度である。

本発明では、ハイブリッドＭＩＭＯ受信機においてＱＲＤ−Ｍ及びＭＣＭＣ検出を用いて、重要なサブセットを効率的に構築する。

ＭＣＭＣ検出
上述したように、ＭＣＭＣ検出器は１組の並列マルコフ連鎖を用いてサンプルを生成する。マルコフ連鎖の定常分布がチャネルの条件付きＰＤＦ Ｐ（ｙ｜ｄ）に従うため、マルコフ連鎖が安定状態に達すると、Ｐ（ｙ｜ｄ）に従ってサンプルが生成される。したがって、これらのサンプルを含むサブセットは「重要なサブセット」である。

ＭＣＭＣ検出は以下の通りである：
初期決定ベクトルｄ^（０）をランダムに生成する
ｎ＝１〜Ｉについて（ｆｏｒ ｎ＝１ ｔｏ Ｉ）
ｄ_０ ^（ｎ）を分布

から生成する
ｄ_１ ^（ｎ）を分布

から生成する
…

を分布

から生成する
ｆｏｒ処理の終了
上記手順において、次式が成立し、

Ｍ_ｃは集合シンボルごとのビット数であり、Ｉは反復回数であり、ｄ^（０）は初期候補決定ベクトルであり、ｄ_ｉ ^（ｎ）はｎ番目の反復において生成されるｉ番目のビットである。

ＭＣＭＣ検出器３０６の収束を加速するために、幾つかのＭＣＭＣ検出を独立して並列に実行することができる。ＭＣＭＣ検出器の複雑性は並列のＭＣＭＣ検出器の数、及び各ＭＣＭＣ検出器によって実行される反復回数によって決まる。

ＭＣＭＣ検出器は比較的低いＳＮＲにおいて良好に機能する。決定ベクトルの小さなサブセットが構築され、それによってＭＣＭＣ検出の複雑性が比較的低くなる。また、ＭＣＭＣ検出器の複雑性がアンテナ数又は集合サイズの増加に伴い急激に増大することはない。さらに、並列構造はハードウェアにおいて実装することができる。

しかしながら、上述したように、ＭＣＭＣ検出器は比較的高いＳＮＲにおいて収束するのが遅い。この待ち時間の増加によって遅延が発生する。これはチャネルＰＤＦの複数モデル特性に起因する。このチャネルＰＤＦの複数モデル特性は、チャネルＰＤＦが多くの極大点を有することを意味する。このように、ＭＣＭＣは次式の遷移分布で現在の状態から隣接の状態（「隣接」は決定ベクトルｄにおける１ビットのみの差を意味する）へのみ推移することができる。

比較的低いＳＮＲにおいて、極大点と隣接点との間の確率値の差は通常小さい。したがって、ＭＣＭＣ検出器は極大状態から隣接する最大状態に容易に推移することができる。しかしながら、比較的高いＳＮＲにおいては、確率値の差はかなり大きくなる場合がある。したがって、ＭＣＭＣ検出器は極大状態に「閉じ込められる」場合があり、その状態は大域最適ではなく、収束するのに長い時間を要する。

従来技術の技法は、ＭＣＭＣ検出器のための初期候補ベクトルを生成するのにＺＦ検出器又はＭＭＳＥ検出器を用いていた。しかしながら、上述のようにＺＦ検出器及びＭＭＳＥ検出器は共に準最適であるため、これらの技法は問題を部分的に解決するのみであった。

ＱＲＤ−Ｍ検出
図３に示すように、本発明の実施の形態１によると、ＱＲＤ−Ｍ検出３０５は、次のＭＣＭＣ検出３０６の前に、最初に実行される。ＱＲＤ−Ｍによって生成された決定ベクトルは、候補決定ベクトルの初期の組としてＭＣＭＣ検出器によって用いられる。

本発明の利点として、ハイブリッド受信機に対して近似最適な１組の候補決定ベクトルを得るのに、ＱＲＤ−Ｍに用いるのは小さなＭパラメータで十分である。たとえば、Ｍは、従来技術のＱＲＤ−Ｍ検出器のような６４とする代わりに、１２とすることができる。

さらに、パラメータＭが小さいため、複雑性が低減される。低ＳＮＲであっても、小さなＭパラメータはＭＣＭＣ検出器が近似最適状態で開始することを保証する。ＭＣＭＣ検出器が近似最適状態で開始するため、並列マルコフ連鎖の数及び反復回数が低減される。さらに、ＱＲＤ−Ｍ方法はユークリッド距離を求める時間も低減する。

ハイブリッドＭＩＭＯ検出器
図３は、本発明の実施の形態１によるＭＩＭＯ検出器３００を示す。検出器３００の動作方法４００が図４に示される。

検出器は、Ｎ_ｒ個の受信アンテナ１２２と、チャネル推定ユニット３０２と、ＱＲ分解ユニット３０３と、前処理ユニット３０４と、ＱＲＤ−Ｍ検出ユニット３０５と、ＭＣＭＣ検出ユニット３０６と、対数尤度比（ＬＬＲ：ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）ユニット３０７とを含む。

受信信号ｙ４０１が受信アンテナ１２２によって受信される。受信信号は、トレーニングメッセージ又はデータストリームとすることができる。受信信号はチャネル推定ユニット３０２及び前処理ユニット３０４に渡される。チャネル推定ユニットはチャネル行列Ｈ４１１を推定する（４１０）（図４を参照のこと）。

チャネル行列ＨはＱＲ分解ユニット３０３に送られ、ユニタリ行列Ｑ及び上三角チャネル行列Ｒが生成される。前処理ユニット３０４は、ＱＲＤ−Ｍ検出ユニット及びＭＣＭＣ検出ユニットの両方に対するＱ^Ｈｙを求める。

ＱＲＤ−Ｍ検出ユニットは初期の重要なサブセットを構築する。初期の重要なサブセットは、初期候補決定ベクトル４２１としてＭＣＭＣ検出ユニットに送られる。精緻化された重要なサブセットがＭＣＭＣユニットによって生成され、当該精緻化された重要なサブセットに対し、軟出力４３１が求められる。

ＱＲＤ−Ｍユニット３０３において、推定されたチャネル行列に対し、ＱＲ分解が次式（３）のように実行される。
ｒ＝Ｑ^Ｈｙ＝Ｑ^ＨＨｄ＋Ｑ^Ｈｎ＝Ｒｄ＋Ｑ^Ｈｎ （３）
ここで、Ｈ＝ＱＲであり、

はユニタリ行列であり、

であり、ここで、

は上三角行列である。

前処理ユニット３０４において、Ｑ^Ｈｙ及びＲｄの値は、ＱＲＤ−Ｍ検出ユニット３０５及びＭＣＭＣ検出ユニット３０６の両方に対して求められる。

ＭＣＭＣ検出ユニット３０６におけるユークリッド距離計算の複雑性は、本発明によって以下のように低減される。

従来のＭＣＭＣ検出における従来のユークリッド距離計算は、次式（４）で表される。

ここで、｜ω｜^２はユークリッド距離であり、ｙ_ｋはｋ番目の受信アンテナにおける受信シンボルであり、ｈ_ｋ，ｌはｌ番目の送信アンテナとｋ番目の受信アンテナとの間のチャネルのインパルス応答であり、ｄ_ｌはｌ番目の送信機から送信された候補シンボルである。

本発明の実施の形態１によるＭＣＭＣ検出ユニット３０６において、ユークリッド距離は、次式（５）によって求められる。

ここで、ｒ_ｋはＲのエントリであり、ｔ_ｋ，ｌはＴのエントリであり、ｄ_ｌはｄのエントリである。

この手法を使用して、本発明の検出の複雑性は、従来のＭＣＭＣ検出と比較して少なくとも半減した。

前の状態のユークリッド距離を用いることによって複雑性が低減される。それは以下のように説明される。
１）初期状態のユークリッド距離ω（０）、｜ω（０）｜^２を求める。距離行列と当該距離行列の平方根とを記憶する。
２）マルコフ連鎖の各状態遷移において、前に記憶したユークリッド距離ω_ｉ、ω_ｉ ^２を用いて次の状態ｉ＋１のユークリッド距離を求める。各状態遷移において、１ビットのみが変化する。アンテナｌ（１≦ｌ≦Ｎ_ｔ）によって送信されたシンボルの１ビットが変更される場合、ユークリッド距離は、次式（６）で表される。

ここで、Ｒｅ（）は複素数の実数部分であり、φは便宜上、ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ）−ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ＋１）を表す。

｜ω_ｋ（ｉ）｜^２及び｜φ＝ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ）−ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ＋１）｜^２はあらかじめ定められているため、

回のみの乗算を要し、本発明のハイブリッド受信機の複雑性を低減する。

図４に示すように、複数の信号ｙ４０１が、送信アンテナに対応するチャネルを介して複数の受信アンテナにおいて受信される。チャネル行列Ｈ４１１が推定される。チャネル行列Ｈは、ＱＲ分解を用いて行列ＱＲに分解される。それらの行列を用いて、ＱＲＤ−Ｍ決定ユニットにおいて候補決定ベクトル４２１を求める（４２０）。候補決定ベクトルをＭＣＭＣ決定ユニットに入力して軟出力４３１を求める（４３０）。次に当該軟出力をチャネル復号ユニット４４０に入力して、決定ベクトルｄハット４０２を生成することができる。当該決定ベクトルは対応する送信信号ｄの最良の推定値である。

本発明は特定の好ましい実施形態を参照して説明されてきたが、本発明の精神及び範囲内で様々な他の適合及び変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内に入るような全ての変形及び変更を包含することである。

本発明の実施の形態１によって用いられる空間多重ＭＩＭＯシステムのブロック図である。 本発明の実施の形態１による、送信モードで動作する第１の送受信機及び受信モードで動作する第２の送受信機のブロック図である。 本発明の実施の形態１によって用いられるＭＩＭＯ受信機のブロック図である。 本発明の実施の形態１によるＭＩＭＯ検出器のブロック図である。 本発明の実施の形態１による、ＭＩＭＯ受信機において軟出力を生成する方法のブロック図である。

Claims (11)

1. 対応するチャネルを介して複数のアンテナにおいて受信された複数の受信信号ｙからチャネル行列Ｈを推定するステップと、
   ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを得るために、Ｍパラメータを用いて前記チャネル行列Ｈを分解するステップと、
   ＱＲＤ−Ｍ検出ユニットにおいて、前記行列Ｑ及び前記行列Ｒ並びに前記複数の受信信号ｙに基づいて、１組の候補決定ベクトルを求めるステップと、
   マルコフ連鎖モンテカルロ（ＭＣＭＣ）検出ユニットにおいて、前記１組の候補決定ベクトルの重要なサブセットを求めるステップと、
   対数尤度比ユニットにおいて、前記重要なサブセットを用いて軟出力を求めるステップと、
   を含む、多入力多出力（ＭＩＭＯ）受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
2. 前記複数の受信信号ｙは、互いに独立である、請求項１に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
3. 送信信号ｄと前記受信信号ｙとの間の関係は、ｙ＝Ｈｄ＋ｎであり、
   

   

   は、前記受信信号のベクトルであり、
   

   

   は、前記送信信号のベクトルであり、
   

   

   は、要素ｈ_ｉ，ｊがｉ番目の受信アンテナとｊ番目の送信アンテナとの間のチャネルのインパルス応答である前記チャネル行列であり、
   

   

   は、雑音ベクトルである、請求項１に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
4. 前記軟出力は、決定ベクトルｄハットにおける決定ビットの信頼性を示す近似信頼性基準を含み、前記決定ベクトルは前記送信信号ｄの推定値である、請求項３に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
5. 前記受信信号は、多岐にわたる信号対雑音比条件を有する、請求項１に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
6. 前処理ユニットは、Ｑ^Ｈｙ及びＲｄを、前記ＱＲＤ−Ｍ検出ユニット及び前記ＭＣＭＣ検出ユニットの両方に対して求める、請求項３に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
7. 前記チャネル行列に対し、前記分解が
   ｒ＝Ｑ^Ｈｙ＝Ｑ^ＨＨｄ＋Ｑ^Ｈｎ＝Ｒｄ＋Ｑ^Ｈｎ
   のように実行され、ここで、Ｈ＝ＱＲであり、
   

   

   は、前記ユニタリ行列であり、
   

   

   であり、ここで、
   

   

   は、前記上三角行列である、請求項３に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
8. 前記ＭＣＭＣ検出ユニットは、次式
   

   

   に従ってユークリッド距離を求め、ここで、｜ω｜^２は、前記ユークリッド距離であり、ｒ_ｋは、ベクトルｒのエントリであり、ｔ_ｋ，ｌは、行列Ｔのエントリであり、ｄ_ｌは、ベクトルｄのエントリである、請求項７に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
9. 前記ユークリッド距離は、次式
   

   

   に従って変更され、ここで、Ｒｅ（）は、複素数の実数部分であり、φは、ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ）−ｔ_ｋ，ｌｄ_ｌ（ｉ＋１）を表す、請求項８に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
10. 前記送信信号ｄを推定するために、前記軟出力をチャネル復号するステップをさらに含む、請求項３に記載のＭＩＭＯ受信機において受信信号に対する軟出力を生成する方法。
11. 送信機及び受信機を含む送受信機であって、前記送信機及び前記受信機のそれぞれは、１組のアンテナに接続可能であるように構成され、前記受信機は、
    対応するチャネルを介して複数のアンテナにおいて受信された複数の受信信号ｙからチャネル行列Ｈを推定する手段と、
    ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを得るために、Ｍパラメータを用いて前記チャネル行列Ｈを分解する手段と、
    ＱＲＤ−Ｍ検出ユニットにおいて、前記行列Ｑ及び前記行列Ｒ並びに前記複数の受信信号ｙに基づいて、１組の候補決定ベクトルを求める手段と、
    マルコフ連鎖モンテカルロ（ＭＣＭＣ）検出ユニットにおいて、前記１組の候補決定ベクトルの重要なサブセットを求める手段と、
    対数尤度比ユニットにおいて、前記重要なサブセットを用いて軟出力を求める手段と、
    を備える、送受信機。

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