JP2009116918A - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 安価な構成でウォブル信号に同期したクロックを生成する。
【解決手段】 所定の周期で蛇行するトラックが形成されたディスク状記録媒体に対して光ビームを照射する照射手段と、前記ディスク状記録媒体からの前記光ビームの反射光を受光し、前記トラックの蛇行周期に関連した周波数を有するウォブル信号を生成する信号生成手段と、ΔΣ型ＡＤ変換器を有し、前記ウォブル信号を逓倍した周波数のクロックに従って前記信号生成手段により生成されたウォブル信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力に基づいて、前記クロックに対する前記信号生成手段により生成されたウォブル信号の位相変動量を検出する位相検出手段と、前記位相検出手段の出力に応じて前記クロックを生成するクロック生成手段とを備える。
【選択図】 図３

Description

本発明は信号処理装置に関し、特に、ディスク状記録媒体に対して光ビームを照射して、その反射光を用いてクロックを生成する装置に関する。

従来、ＤＶＤなどの光ディスクに対して映像データなどの情報信号を記録再生する装置が知られている。

ＤＶＤには所定の周期で蛇行するトラック（ウォブル）が予め形成されており、ディスク上に記録されるデータはこの蛇行周期（ウォブル周期）と同期している必要がある。

そのため、ＤＶＤにデータを記録する際、ディスクに対する光ビームの反射光を利用して、ウォブルを位相同期したクロックを生成し、このクロックを用いてディスク上にデータを記録している。（例えば、特許文献１参照）
また、ＤＶＤに対してデータの書き込み、読み出しを行うドライブ装置では、２倍速、４倍速での書き込み、読み出しが一般的となっている。
特開２００２−２３０７５７

再生信号に同期したクロックを生成する際には、ＰＬＬ回路が用いられる。

しかしながら、元々ＤＶＤでは記録データの周波数が高く、更に、近年では、２倍速など、高速の書き込み、読み出しが一般的となっている。

一方、ＰＬＬ回路を従来のアナログ回路で設計した場合、温度変化や経年変化によるクロックの変動の影響が大きく、デジタル回路で構成することが望まれる。

しかし、この場合、高速で動作可能な多ビットのＡＤ変換器が必要となり、回路規模が大きくなり、また、コストがかかるという問題があった。

本発明はこの様な問題を解決し、回路規模を抑えながら、安価な構成でウォブル信号に同期したクロックを生成することができる装置を提供することを目的とする。

本発明は、所定の周期で蛇行するトラックが形成されたディスク状記録媒体に対して光ビームを照射する照射手段と、前記ディスク状記録媒体からの前記光ビームの反射光を受光し、前記トラックの蛇行周期に関連した周波数を有するウォブル信号を生成する信号生成手段と、ΔΣ型ＡＤ変換器を有し、前記ウォブル信号を逓倍した周波数のクロックに従って前記信号生成手段により生成されたウォブル信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力に基づいて、前記クロックに対する前記信号生成手段により生成されたウォブル信号の位相変動量を検出する位相検出手段と、前記位相検出手段の出力に応じて前記クロックを生成するクロック生成手段とを備える。

回路規模を抑えながら、安価な構成でウォブル信号に同期したクロックを生成することができる。

以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。

図１は、本発明の実施形態におけるディスク装置の構成を示す図である。図１の装置では、予め蛇行するトラックが形成された光ディスクＤに対して光ビームを照射して情報信号を記録する。

図１において、記録データ生成部１０９により生成された映像データ、音声データなどの記録用の情報信号がストラテジ部１０８に送られる。ストラテジ部１０８は、記録用の情報信号の１、０のマーク長に応じて光ビームの変調を制御する。レーザドライバ１０７は、ストラテジ部１０８による変調結果に応じてレーザダイオード１０３によるレーザビームの照射を制御し、ビームスプリッタ１０２、レンズ１０１を介してディスクＤ上にビームを照射する。

ストラテジ部１０８、及び、記録データ生成部１０９は、ディスク上のトラックのウォブル周期に同期したクロックに従って動作する。そのため、ディスクＤに対して記録を行う前に、予めディスク上のウォブル周期に同期したクロックを生成する必要がある。

そこで、本実施形態では、ディスクＤからの反射光をビームスプリッタ１０２により受け、センサ１０４に送る。センサ１０４は、反射光を受光して電気信号に変換し、信号生成部１０５に送る。信号生成部１０５は、公知の方法でウォブル信号を生成し、クロック生成部１０６に送る。クロック生成部１０６は、ウォブル信号を用いて記録用のクロックを生成する。

図２は、クロック生成部１０６の機能構成を示すブロック図である。

図２において、信号生成部１０５からのウォブル信号はＡＤ変換部２０１に送られる。ＡＤ変換部２０１は、スイッチ２０２、２０５、符号反転回路２０３、２０６、及び、ΔΣＡＤ変換器２０４、２０７から構成される。

ウォブル信号は、スイッチ２０２、２０５の一方の端子と、符号反転回路２０３、２０６に送られる。符号反転回路２０２、２０５はそれぞれ、入力されたウォブル信号の符号を反転してスイッチ２０２、２０５の他方の端子に出力する。

スイッチ２０２、２０５はそれぞれ、カウンタ２１５からの切り替え信号に従い、入力されたウォブル信号と符号反転回路２０２、２０６からの反転されたウォブル信号のうちの一方を選択してΔΣ型ＡＤ２０４、２０７に出力する。

カウンタ２１５はＰＬＬ２１４から出力された記録クロック（例えばＤＶＤの２倍速なら５２．３２ＭＨｚ）を１８６カウントすることで、ウォブル周波数（２８０ＫＨｚ）に相当する矩形のサイン波信号とコサイン波信号を生成する。そして、これらの信号をスイッチ２０４、２０７の切り替え信号として出力する。

スイッチ２０２、２０５の出力は、それぞれΔΣＡＤ２０４、２０７により、１サンプル１ビットのデジタルデータに変換され、平均化フィルタ２０８、２０９に出力される。平均化フィルタ２０８、２０９は、入力された１ビットのデジタルデータを時間方向に平均化し、サンプリングレートの低い、１サンプル多ビットのデジタルデータに変換し、結果をそれぞれ乗算器２１０、２１１に出力する。

乗算器２１０、２１１はそれぞれ、平均化フィルタ２０８、２０９の出力に対し、ＡＧＣ回路２１７からのゲインを乗算する。そして、乗算器２１０は乗算結果をＲＭＳ回路２１６に出力する。また、乗算器２１１は乗算結果をループフィルタ２１２とＲＭＳ回路２１６に出力する。

ＲＭＳ回路２１６は、各乗算器からの出力信号を、それぞれ２乗してから加算し、平方根を求めることで実効値（ＲＭＳ：Root Mean Square）を求める。そして、その結果をＡＧＣ回路２１７に出力する。ＡＧＣ回路２１７は、ＲＭＳ値と所定の基準値との誤差を積分し、積分結果を乗算器２１０、２１１に出力することで、平均化フィルタ２０８、２０９の出力ゲインを一定に保つ。

乗算器２１１から出力された信号は、後述するように、ＰＬＬ２１４からのクロックと再生されたウォブル信号（再生データ）との位相誤差を示している。ループフィルタ２１２はこの位相誤差信号を平均化することで周波数誤差信号に変換し、デジタルＶＣＯ２１３に出力する。これら平均化フィルタ２０８、２０９、乗算器２１０、２１１、ＲＭＳ回路２１６、ＡＧＣ回路２１７及び、ループフィルタ２１２により位相検出部２１８を形成している。

デジタルＶＣＯ２１３は、ループフィルタ２１２からの周波数情報に従って正弦波を発生し、ＰＬＬ２１４に出力する。ここで、本実施形態では、例えば水晶を元に生成した１０８ＭＨｚのクロックをデジタルＶＣＯ２１３に供給し、デジタルＶＣＯ２１３から約６．５４ＭＨｚ程度の正弦波を発生する。

ＰＬＬ２１４は、この６．５４ＭＨｚの正弦波の周波数を８逓倍することで、５２．３２ＭＨｚの記録用クロックを発生する。ＰＬＬ２１４が生成したクロックは、記録クロックとしてストラテジ部１０８、記録データ生成部１０９に出力される。

ここで、信号生成部１０５が出力するウォブル信号と、カウンタ２１５が出力する矩形のサイン波・コサイン波の関係について、図４〜図６を用いて説明する。

図４において、４０１は信号生成部１０５が出力するウォブル信号である。また、４０２は、カウンタ２１５が出力し、スイッチ２０７に出力される矩形のコサイン波である。４０３はスイッチ２０７の出力である。図４では、ウォブル信号４０１の山、谷が最大となるタイミングで、矩形波４０２の符号が反転している。この状態は、ウォブル信号と、カウンタ２１５が生成したコサイン波形の位相が合致している状態である。

また、カウンタ２１５からの矩形波の位相が遅れている場合が図５の５０１、５０２の状態、カウンタ２１５からの矩形波の位相が進んでいる場合が図６の６０１、６０２の状態である。５０３、６０３はそれぞれ、カウンタ２１５からの矩形波の位相が遅れている場合、進んでいる場合のスイッチ２０７の出力を示している。

カウンタ２１５からの矩形波の位相が遅れている場合、５０３に示すように、スイッチ２０７の出力が４０３に比べて点線を超える部分が多く、平均するとプラスとなる。反対に、カウンタ２１５からの矩形波の位相が進んでいる場合は、６０３に示すように、スイッチ２０７の出力が４０３に比べて点線を超える部分が少なくなり、平均するとマイナスとなる。

このように、スイッチ２０７の出力をウォブル信号とカウンタ２１５からの矩形波との位相誤差、即ち、記録クロックに対するウォブル信号の位相変動量として扱うことができる。

そこで、この位相誤差信号をΔΣＡＤ２０７でデジタル信号に変換し、平均化フィルタ２０８で多値のデジタルデータに変換した結果が、多値のデジタル位相誤差信号として乗算器２１１に出力される。

また、４０４はカウンタ２１５が出力し、スイッチ２０６に出力される矩形のサイン波、４０５はスイッチ２１０の出力である。４０４、４０５の波形は、例えばＤＶＤの２倍速時であれば２８０ＫＨｚのウォブル信号を、直交する２つの軸で直流に折り返した結果であり、当該２つの波形のＲＭＳ値を求めることで、振幅値を求めることができる。

次に、ＡＤ変換部２０１について説明する。

本実施形態では、図２に示したＡＤ変換部２０１の機能を、デルタシグマ型A/D変換手段の特徴を用いることで実現する。図３は、変換部２０１のうち、スイッチ２０２、符号反転回路２０３、及びΔΣＡＤ２０４の回路構成を示す図である。

図３において、３０２、３１０はコンデンサ（キャパシタ）であり、その容量をそれぞれＣ０，Ｃ１とする。３０１、３０３、３０４、３０５、３０９、３１１、３１２、３１３はそれぞれコンデンサ３０２、３１０の周囲に配置され、決められたタイミングでオン、オフされるスイッチである。

そして、キャパシタ３０２、スイッチ３０１、３０３、３０４、３０５により一つのスイッチトキャパシタ回路３１７を構成する。また、キャパシタ３１０、スイッチ３０９、３１１、３１２、３１３により一つのスイッチトキャパシタ回路３１８を構成する。

３０６は容量Ｃ２のコンデンサ、３０７は反転アンプである。３０８は、ＰＬＬ２１４からのクロックに応じて入力されたアナログ信号を閾値と比較して、比較結果に基づき、１サンプル１ビットのデジタル信号に変換するＡＤ変換器である。ＡＤ変換器２０２の出力は平均化フィルタ２０８に出力される。

３１４は、カウンタ２１５からの矩形波（切り替え信号）とタイミング信号生成部３１６からのタイミング信号とに基づき、スイッチ３０１、３０３、３０４、３０５のオン、オフを制御するスイッチ制御部である。また、３１５はＡＤ変換器３０６の出力とタイミング信号生成部３１６からのタイミング信号とに基づいて、スイッチ３０９、３１１、３１２、３１３のオン、オフを制御するスイッチ制御部である。

図３において、コンデンサ３０２の周囲にはスイッチ３０１、３０３、３０４、３０５が接続されている。タイミング信号生成部３１６は、ＰＬＬ２１４からの記録クロックを用いて、ウォブル信号周波数に関連した図７に示すタイミング信号７０１、７０２を生成し、スイッチ制御部３１４、３１５に出力する。タイミング信号７０１、７０２は、カウンタ２１５からの切り替え信号と同じ周波数の信号であり、互いにハイレベル期間がオーバーラップしない信号である。

スイッチ制御部３１４は、カウンタ２１５からの矩形波のレベルと、タイミング信号７０１、７０２に基づいて、各スイッチのオン、オフを制御する。

また、スイッチ３０３とスイッチ３１１は図３のＡ点を通じて反転アンプ３０７のマイナス端子に接続されており、反転アンプ３０７のマイナス端子と出力端子の間にはコンデンサ３０６が接続されている。

Ａ点に流れ込んだ電荷は、反転アンプ３０７のマイナス端子のインピーダンスが十分大きければ全てコンデンサ３０６に流れると考えることができ、またＡ点は仮想接地と考えることができる。

ここで、カウンタ２１５からの矩形波がローレベルであった場合、信号７０１によりスイッチ３０１、３０５を切り替え、信号７０２によりスイッチ３０３、３０４を切り替える。即ち、信号７０１がハイレベルとなるタイミングではスイッチ３０１、３０５がオンになり、スイッチ３０３、３０４はオフされる。

これにより、コンデンサ３０２にＱ＝Ｃ０×Ｖｉｎに相当する電荷がチャージされる。次に、信号７０２がハイレベルとなるタイミングではスイッチ３０３、３０４がオンになり、スイッチ３０１、３０５はオフされる。

これにより、コンデンサ３０２にチャージされた電荷が、全てコンデンサ３０６に移される。

一方、カウンタ２１５からの矩形波がハイレベルであった場合、信号７０１によりスイッチ３０１、３０３を切り替え、信号７０２によりスイッチ３０４、３０５を切り替える。即ち、信号７０１がハイレベルとなるタイミングではスイッチ３０１、３０３がオンになり、スイッチ３０４、３０５はオフされる。

これにより、ＶｉｎとＣ０とで定まる電荷がコンデンサ３０２から引き抜かれる。

また、信号７０２がハイレベルとなるタイミングでは、スイッチ３０４、３０５がオンになり、スイッチ３０１、３０３はオフされる。これにより、コンデンサ３０２がディスチャージされる。

このように各スイッチを制御することにより、コンデンサ３０６のチャージの方向を反転させることができ、結果として符号反転を実現することができる。

また、ΔΣ型ＡＤ変換器として動作させるために、スイッチ３０９、３１１、３１２、３１３の制御が必要である。

即ち、スイッチ制御部３１５は、ＡＤ変換器３０６の出力が０の場合は、信号７０１によりスイッチ３０９、３１３を切り替え、信号７０２によりスイッチ３１１、３１２を切り替える。即ち、信号７０１がハイレベルとなるタイミングでスイッチ３０９と３１３がオンになり、Ｑ＝Ｃ１×Ｖｒｅｆに相当する電荷がコンデンサ３１０にチャージされる。

一方、ＡＤ変換器３０６の出力が０の場合は、信号７０１によりスイッチ３０９、３１１を切り替え、信号７０２によりスイッチ３１２、３１３を切り替える。即ち、信号７０１がハイレベルとなるタイミングでスイッチ３０９と３１１がオンになり、Ｑ＝Ｃ１×Ｖｒｅｆに相当する電荷がコンデンサ３１０から引き抜かれる。そして、信号７０２がハイレベルとなるタイミングでスイッチ３１２と３１３がオンになることで、コンデンサ３１０がディスチャージされる。

この様に各スイッチを制御することにより、ウォブル信号の電圧ＶｉｎはＣ０／Ｃ２倍され、基準信号の電圧ＶｒｅｆはＣ１／Ｃ２倍される。そして、これらが加算されたのち積分されることになり、ウォブル信号をカウンタ２１５からの矩形波で符号反転した信号をデジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤ変換器として動作させることがでる。

以上が、変換部２０１のうち、スイッチ２０２、符号反転回路２０３、及びΔΣＡＤ２０４の構成についての説明であるが、スイッチ２０５、符号反転回路２０６、及びΔΣ型ＡＤ２０７も、図３に示した構成により同様に実現できる。

この様に、本実施形態では、ウォブル信号に位相同期したクロックを生成するための回路をデジタル回路により構成した。その際、ＡＤ変換器をΔΣ型ＡＤ変換器で構成し、ΔΣ型ＡＤ変換器の一部を構成する複数のスイッチトキャパシタ回路のスイッチの切り替えタイミングを制御することで、ウォブル信号の符号反転の機能を実現している。

そのため、ＡＤ変換器に加え、別途符号反転回路を設ける必要がない。

本発明の実施形態における再生装置の構成を示す図である。 クロック生成部の構成を示す図である。 ΔΣ型ＡＤ変換器の構成を示す図である。 ウォブル信号とその符号を反転した信号の様子を示す図である。 ウォブル信号とその符号を反転した信号の様子を示す図である。 ウォブル信号とその符号を反転した信号の様子を示す図である。 タイミング信号の様子を示す図である。

Claims (3)

1. 所定の周期で蛇行するトラックが形成されたディスク状記録媒体に対して光ビームを照射する照射手段と、
   前記ディスク状記録媒体からの前記光ビームの反射光を受光し、前記トラックの蛇行周期に関連した周波数を有するウォブル信号を生成する信号生成手段と、
   ΔΣ型ＡＤ変換器を有し、前記ウォブル信号を逓倍した周波数のクロックに従って前記信号生成手段により生成されたウォブル信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、
   前記ＡＤ変換手段の出力に基づいて、前記クロックに対する前記信号生成手段により生成されたウォブル信号の位相変動量を検出する位相検出手段と、
   前記位相検出手段の出力に応じて前記クロックを生成するクロック生成手段とを備える信号処理装置。
2. 前記ＡＤ変換手段は、複数のスイッチトキャパシタ回路と、前記複数のスイッチトキャパシタ回路から電荷が供給される反転アンプと、前記反転アンプの出力をサンプル１ビットのデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、前記反転アンプの入力と出力との間に接続されたコンデンサと、前記クロックに従って前記ウォブル信号に応じた周波数のタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、前記タイミング信号に基づいて前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチを切り替えるスイッチ制御手段とを有することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記スイッチ制御手段は、前記ＡＤ変換器に対し、前記タイミング信号に応じて前記ウォブル信号の符号を反転した結果が出力されるよう、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチを切り替えることを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。

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