JP2009053069A - Temperature detection circuit - Google Patents

Temperature detection circuit Download PDF

Info

Publication number
JP2009053069A
JP2009053069A JP2007220610A JP2007220610A JP2009053069A JP 2009053069 A JP2009053069 A JP 2009053069A JP 2007220610 A JP2007220610 A JP 2007220610A JP 2007220610 A JP2007220610 A JP 2007220610A JP 2009053069 A JP2009053069 A JP 2009053069A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transistor
current
temperature
resistor
difference
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
JP2007220610A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Masa Niki
雅 仁木
Keijiro Ueki
敬次郎 植木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
System Solutions Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
Sanyo Semiconductor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd, Sanyo Semiconductor Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Priority to JP2007220610A priority Critical patent/JP2009053069A/en
Priority to KR1020080083859A priority patent/KR100982623B1/en
Priority to CN2008101475676A priority patent/CN101398333B/en
Publication of JP2009053069A publication Critical patent/JP2009053069A/en
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/14—Modifications for compensating variations of physical values, e.g. of temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
    • H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature compensation circuit that is hardly affected by element variation. <P>SOLUTION: Two sets of series connections of diode connection transistors Q1 and Q2 and resistors R1 and R2 are prepared in the inverted order, and current is made to flow from a power supply to them. Voltages V1 and V2 depending on the temperature are thus taken out from the nodes of the diode connection transistors Q1 and Q2 and resistors R1 and R2 of each set. The difference between the taken voltages V1 and V2 is amplified by a differential amplifier including transistors Q7 and Q8 and low sulfur R4, and one-way output current I3 that is a current according to the difference between the voltages V1 and V2 is obtained. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、温度変化に応じた電流出力を得る温度検出回路に関する。   The present invention relates to a temperature detection circuit that obtains a current output corresponding to a temperature change.

ＦＭ変調器や、ＦＭ復調器などにおいて、マルチバイブレータを利用したものがあり、その発振周波数を適切なものに維持したいという要求がある。このようなマルチバイブレータとして、特許文献１に示されるような２つのスイッチングトランジスタのエミッタ間に充放電用のコンデンサを接続するとともに、両スイッチングトランジスタのエミッタを電流源に接続するエミッタ結合型マルチバイブレータが知られている。   Some FM modulators and FM demodulators use a multivibrator, and there is a demand for maintaining the oscillation frequency at an appropriate level. As such a multivibrator, there is an emitter-coupled multivibrator in which a charge / discharge capacitor is connected between the emitters of two switching transistors as shown in Patent Document 1 and the emitters of both switching transistors are connected to a current source. Are known.

このようなマルチバイブレータの発振周波数は、Ｆ０＝Ｉ／４ＣＶで表される。ここで、Ｆ０はフリーラン周波数、Ｉはコンデンサの駆動電流、Ｃはコンデンサの容量、Ｖはコンデンサの両端電圧である。   The oscillation frequency of such a multivibrator is expressed by F0 = I / 4CV. Here, F0 is a free run frequency, I is a drive current of the capacitor, C is a capacitance of the capacitor, and V is a voltage across the capacitor.

従って、温度変化に対し、発振周波数が変化しないフラットな特性を得るためには、ＶおよびＩの温度特性をフラットにする必要がある。   Therefore, in order to obtain a flat characteristic in which the oscillation frequency does not change with respect to a temperature change, it is necessary to flatten the temperature characteristics of V and I.

温度特性のフラットな電圧を得る定電圧発生回路としては、バンドギャップ回路が知られている。一方、温度特性のフラットな電流を得るためには、抵抗の温度特性を打ち消すような温度特性を持った電圧をトランジスタと抵抗により発生させ、これを抵抗の両端に印加している。   A bandgap circuit is known as a constant voltage generation circuit that obtains a voltage having a flat temperature characteristic. On the other hand, in order to obtain a current having a flat temperature characteristic, a voltage having a temperature characteristic that cancels the temperature characteristic of the resistor is generated by a transistor and a resistor and applied to both ends of the resistor.

しかし、トランジスタの温度特性は線形であるのに対し、抵抗の温度特性は非線形である。従って、温度特性のフラットな電流を作り出すことは困難であり、通常のマルチバイブレータのＦ０の温度特性は、図１に示すように、ある温度で周波数が最も高く、両側で周波数が低くなる、温度に対し弓形の特性になっていた。   However, the temperature characteristic of the transistor is linear, whereas the temperature characteristic of the resistor is non-linear. Therefore, it is difficult to create a current with a flat temperature characteristic. As shown in FIG. 1, the temperature characteristic of F0 of a normal multivibrator is such that the frequency is highest at a certain temperature and the frequency is low on both sides. On the other hand, it had a bow-shaped characteristic.

このような発振周波数の温度特性をフラットにするためには、温度検出回路で温度を検出し、上述の式のＶまたはＩを補正することが考えられる。   In order to make the temperature characteristic of such an oscillation frequency flat, it is conceivable to detect the temperature with a temperature detection circuit and correct V or I in the above equation.

特許文献２では、Ｖに温度特性を持たせることで、発振周波数の温度特性を改善している。また、特許文献３にはダイオードと抵抗を用いた温度検出回路が示されている。   In Patent Document 2, the temperature characteristic of the oscillation frequency is improved by giving V a temperature characteristic. Patent Document 3 discloses a temperature detection circuit using a diode and a resistor.

特公昭５９−３０３３７号公報Japanese Patent Publication No.59-30337 特公平８−２１８３９号公報Japanese Patent Publication No. 8-21839 特開２００４−７１８６４号公報JP 2004-71864 A

上述の回路では、温度検出回路によって検出した温度に応じてマルチバイブレータのＶの絶対値を変更している。従って、製造上のばらつきの影響を受けやすいという問題があった。   In the above circuit, the absolute value of V of the multivibrator is changed according to the temperature detected by the temperature detection circuit. Therefore, there is a problem that it is easily affected by manufacturing variations.

本発明は、ダイオード接続トランジスタと抵抗の直列接続をその順序を逆にして２組用意し、これらに電源からの電流を流すことで、各組のダイオード接続トランジスタと抵抗の接続点から温度に依存する電圧Ｖ１と、Ｖ２とを取り出し、取り出した電圧Ｖ１とＶ２の差を差動アンプで増幅し、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流であって一方向の電流出力を得ることを特徴とする。   In the present invention, two sets of diode-connected transistors and resistors connected in series are prepared in reverse order, and a current from a power source is made to flow through them, thereby depending on the temperature from the connection point of each set of diode-connected transistors and resistors. The voltages V1 and V2 to be extracted are extracted, the difference between the extracted voltages V1 and V2 is amplified by a differential amplifier, and a current corresponding to the difference between the voltages V1 and V2 is obtained in one direction. To do.

また、電圧Ｖ１とＶ２の差を増幅する差動アンプとして、Ｖ１とＶ２の差に応じた一方向の電流出力を得るものと、Ｖ２とＶ１の差に応じた一方向の電流を得るものの２つを設け、両差動アンプの電流出力を足すことによって、所定温度から増加した場合および減少した場合に一方向に流れる電流を得ることが好適である。   As a differential amplifier that amplifies the difference between the voltages V1 and V2, a differential amplifier that obtains a unidirectional current output according to the difference between V1 and V2 and a unidirectional current that corresponds to the difference between V2 and V1 are 2 It is preferable to obtain a current that flows in one direction when the temperature is increased from a predetermined temperature and when the current is decreased by adding the current outputs of both differential amplifiers.

また、出力電流をマルチバイブレータに対し、その発振周波数を補正するための温度補償用電流として供給することが好適である。   It is also preferable to supply the output current to the multivibrator as a temperature compensation current for correcting the oscillation frequency.

このように、本発明では、温度検出の結果の電圧Ｖ１，Ｖ２の差を差動アンプで増幅して電流で出力している。従って、電圧の絶対値の変動を差動アンプで解消しており、製造上のばらつきの影響を受けにくい。   Thus, in the present invention, the difference between the voltages V1 and V2 as a result of the temperature detection is amplified by the differential amplifier and output as a current. Therefore, the fluctuation of the absolute value of the voltage is eliminated by the differential amplifier and is not easily affected by manufacturing variations.

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２は、実施形態の構成を示す回路図である。バンドギャップ回路などで構成され、温度特性の排除された基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電源Ｖｒｅｆは、ダイオード接続（コレクタベース間接続）されたＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに接続される。このトランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ１の一端が接続されている。また、基準電源Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ２の一端にも接続され、抵抗Ｒ２の他端がダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。なお、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は例えば同一とする。また、基準電圧Ｖｒｅｆは、温度特性が排除された電圧に限定されるものではない。   FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the embodiment. A reference power supply Vref configured by a band gap circuit or the like and generating a reference voltage Vref from which temperature characteristics are eliminated is connected to a collector of an NPN transistor Q1 that is diode-connected (collector-base connection). One end of a resistor R1 is connected to the emitter of the transistor Q1. The reference power supply Vref is also connected to one end of the resistor R2, and the other end of the resistor R2 is connected to the collector of the diode-connected NPN transistor Q2. Note that the resistance values of the resistors R1 and R2 are, for example, the same. Further, the reference voltage Vref is not limited to a voltage from which temperature characteristics are excluded.

抵抗Ｒ１の他端およびトランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒ３の一端に共通接続されている。抵抗Ｒ３の他端は、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタに接続され、トランジスタＱ３のエミッタが、グランドに接続されている。   The other end of the resistor R1 and the emitter of the transistor Q2 are commonly connected to one end of the resistor R3. The other end of the resistor R3 is connected to the collector of a diode-connected NPN transistor Q3, and the emitter of the transistor Q3 is connected to the ground.

このように、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２の上流側は、温度によって変化しない電圧Ｖｒｅｆとなる。そして、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ１の接続点には、これらの抵抗値に応じた電圧Ｖ１が発生し、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２の接続点には、これらの抵抗値に応じた電圧Ｖ２が発生する。このように、電圧Ｖ１は、トランジスタＱ１における電圧降下に応じた電圧であるが、電圧Ｖ２は抵抗Ｒ２の電圧降下に応じた電圧である。従って、抵抗とトランジスタの温度特性に応じてＶ１およびＶ２が変化し、これらの差（Ｖ１−Ｖ２）が温度に応じた変化する電圧となる。   Thus, the upstream side of the transistor Q1 and the resistor R2 becomes the voltage Vref that does not vary with temperature. A voltage V1 corresponding to these resistance values is generated at the connection point between the transistor Q1 and the resistor R1, and a voltage V2 corresponding to these resistance values is generated at the connection point between the resistor R2 and the transistor Q2. Thus, the voltage V1 is a voltage corresponding to the voltage drop in the transistor Q1, while the voltage V2 is a voltage corresponding to the voltage drop of the resistor R2. Therefore, V1 and V2 change according to the temperature characteristics of the resistor and the transistor, and the difference between these (V1−V2) becomes a voltage that changes according to the temperature.

また、グランドに定電流Ｉ０を流す定電流源Ｉ０には、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタが接続されている。このトランジスタＱ４のエミッタは、抵抗を介し電源電圧Ｖｃｃを発生する電源Ｖｃｃに接続されている。従って、トランジスタＱ４には電流Ｉ０が流れる。トランジスタＱ４のベースには、ＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６のベースが共通接続されており、これらトランジスタＱ５，Ｑ６もそのエミッタが抵抗を介し電源Ｖｃｃに接続されている。従って、トランジスタＱ４と、トランジスタＱ５，Ｑ６はカレントミラーを構成しており、エミッタ面積を同一にすれば、基本的の同一の電流Ｉ０を流す。   Further, the collector of a diode-connected PNP transistor Q4 is connected to a constant current source I0 that supplies a constant current I0 to the ground. The emitter of the transistor Q4 is connected to a power supply Vcc that generates a power supply voltage Vcc via a resistor. Therefore, the current I0 flows through the transistor Q4. The bases of the PNP transistors Q5 and Q6 are commonly connected to the base of the transistor Q4. The emitters of these transistors Q5 and Q6 are also connected to the power supply Vcc through a resistor. Therefore, the transistor Q4 and the transistors Q5 and Q6 constitute a current mirror, and if the emitter areas are made the same, the same basic current I0 flows.

トランジスタＱ５のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ７のエミッタに接続され、このトランジスタＱ７のベースには、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ１の接続点が接続され、従って、トランジスタＱ７のベースにはＶ１が供給される。   The collector of the transistor Q5 is connected to the emitter of the PNP transistor Q7. The connection point between the transistor Q1 and the resistor R1 is connected to the base of the transistor Q7. Therefore, V1 is supplied to the base of the transistor Q7.

トランジスタＱ６のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ８のエミッタに接続され、このトランジスタＱ８のベースには、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２接続点が接続され、従って、トランジスタＱ８のベースにはＶ２が供給される。また、トランジスタＱ５と、トランジスタＱ６のコレクタ間は、抵抗Ｒ４で接続されている。   The collector of the transistor Q6 is connected to the emitter of the PNP transistor Q8. The base of the transistor Q8 is connected to the connection point of the resistor R2 and the transistor Q2, so that V2 is supplied to the base of the transistor Q8. The collectors of the transistor Q5 and the transistor Q6 are connected by a resistor R4.

トランジスタＱ８のコレクタは、ダイオード接続したＮＰＮトランジスタＱ９のコレクタが接続されており、このトランジスタＱ９のエミッタは抵抗Ｒ５を介しグランドに接続されている。また、トランジスタＱ９のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ１０のベースが接続されており、このトランジスタＱ１０のエミッタは抵抗Ｒ６を介しグランドに接続されるとともに、ここにはトランジスタＱ７のコレクタが接続されている。そして、トランジスタＱ１０のコレクタが出力端に接続されている。   The collector of the transistor Q8 is connected to the collector of a diode-connected NPN transistor Q9, and the emitter of the transistor Q9 is connected to the ground via a resistor R5. The base of the transistor Q9 is connected to the base of the NPN transistor Q10. The emitter of the transistor Q10 is connected to the ground via the resistor R6, and the collector of the transistor Q7 is connected to this. The collector of the transistor Q10 is connected to the output terminal.

ここで、トランジスタＱ７，Ｑ８に流れる電流をそれぞれＩ１，Ｉ２、トランジスタＱ１０に流れる電流、すなわち出力端に流れる電流をＩ３とする。   Here, currents flowing through the transistors Q7 and Q8 are I1 and I2, respectively, and a current flowing through the transistor Q10, that is, a current flowing through the output terminal is I3.

Ｖ１とＶ２が等しい場合、Ｉ１＝Ｉ２であり、トランジスタＱ９、抵抗Ｒ５には、Ｉ２が流れる。一方、抵抗Ｒ６には、Ｉ１が流れるが、Ｉ１＝Ｉ２であり、トランジスタＱ１０のエミッタとトランジスタＱ９の電圧を同一にするためには、トランジスタＱ１０に流れる電流Ｉ３＝０となる。   When V1 and V2 are equal, I1 = I2, and I2 flows through the transistor Q9 and the resistor R5. On the other hand, although I1 flows through the resistor R6, I1 = I2, and in order to make the voltage of the emitter of the transistor Q10 and the voltage of the transistor Q9 the same, the current I3 flowing through the transistor Q10 becomes 0.

温度変化によって、Ｖ１と、Ｖ２に差が生じＶ２の方が電圧が高くなると、トランジスタＱ８に流れる電流Ｉ２がトランジスタＱ７に流れる電流Ｉ１に比べ大きくなる。従って、抵抗Ｒ４を介し、電流がトランジスタＱ５からトランジスタＱ８に向けて流れる。トランジスタＱ９には電流Ｉ２が流れ、これが抵抗Ｒ５にも流れる。一方、トランジスタＱ１０の下流側の抵抗Ｒ６には、電流Ｉ１およびトランジスタＱ１０に流れる電流Ｉ３が流れる。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値が同一であれば、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６に流れる電流は同一でなければならない。そこで、Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ３となり、Ｉ２−Ｉ１＝Ｉ３の電流が出力端から引き込まれることになる。この出力電流Ｉ３は、抵抗Ｒ４に流れる電流であり、Ｒ４×Ｉ３＝Ｖ２−Ｖ１となり、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流が出力端に得られる。   When a difference occurs between V1 and V2 due to a temperature change and the voltage of V2 becomes higher, the current I2 flowing through the transistor Q8 becomes larger than the current I1 flowing through the transistor Q7. Therefore, a current flows from the transistor Q5 toward the transistor Q8 via the resistor R4. A current I2 flows through the transistor Q9, which also flows through the resistor R5. On the other hand, the current I1 and the current I3 flowing through the transistor Q10 flow through the resistor R6 on the downstream side of the transistor Q10. If the resistance values of the resistors R5 and R6 are the same, the currents flowing through the resistors R5 and R6 must be the same. Therefore, I2 = I1 + I3, and the current I2-I1 = I3 is drawn from the output terminal. This output current I3 is a current flowing through the resistor R4, and R4 × I3 = V2−V1, and a current corresponding to the difference between the voltages V1 and V2 is obtained at the output terminal.

なお、Ｖ１の方がＶ２より高くなろうとした場合には、トランジスタＱ１０のエミッタの電圧がトランジスタＱ９のエミッタに比べ高くなり、トランジスタＱ１０がオフし、出力電流は０のままである。   When V1 is going to be higher than V2, the voltage at the emitter of the transistor Q10 becomes higher than the emitter of the transistor Q9, the transistor Q10 is turned off, and the output current remains zero.

ここで、抵抗とトランジスタの温度特性について説明する。抵抗Ｒの温度係数をα［％／°Ｃ］、２７°における抵抗値をＲ’、温度をＴとすると、抵抗値Ｒは、次のように表される。
Ｒ＝Ｒ’＋（Ｔ−２７）×Ｒ’／１００ Here, the temperature characteristics of the resistor and the transistor will be described. When the temperature coefficient of the resistance R is α [% / ° C], the resistance value at 27 ° is R ′, and the temperature is T, the resistance value R is expressed as follows.
R = R ′ + (T−27) × R ′ / 100

トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥの温度係数ＴＣ［Ｖ／°Ｃ］、２７°におけるＶＢＥをＶＢＥ’とすると、次のように表される。
ＶＢＥ＝ＶＢＥ’＋（Ｔ−２７）ＴＣ When the temperature coefficient TC [V / ° C] of the base-emitter voltage VBE of the transistor and VBE at 27 ° is VBE ′, it is expressed as follows.
VBE = VBE '+ (T-27) TC

抵抗、トランジスタの温度係数はプロセスによって異なるが、例えばＮＰＮトランジスタについて、ＴＣ＝−２［ｍＶ］／°Ｃ、高抵抗の抵抗について、α＝０．１５＋［％／°Ｃ］となる。   Although the resistance and the temperature coefficient of the transistor differ depending on the process, for example, TC = −2 [mV] / ° C. for an NPN transistor and α = 0.15 + [% / ° C.] for a high-resistance resistor.

このように、抵抗の温度係数αは、温度に対し正であり、温度が高くなると抵抗値は大きくなる。一方、トランジスタのＶＢＥの温度係数ＴＣは、温度に対して負であり、温度が高くなるとトランジスタのＶＢＥは小さくなる。   Thus, the temperature coefficient α of the resistance is positive with respect to the temperature, and the resistance value increases as the temperature increases. On the other hand, the temperature coefficient TC of the VBE of the transistor is negative with respect to the temperature, and the VBE of the transistor decreases as the temperature increases.

従って、図２の回路において、Ｖｒｅｆが温度に依存しない電圧であると、Ｖ１は温度が高くなるにつれて上昇し、Ｖ２は温度が高くなるにつれて低下する。このため、図２の回路では、温度が上昇したときに、Ｖ１が上昇し、従ってＩ２がＩ１に比べて大きくなり、Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ１の出力電流が得られる。上述のように、Ｖ１−Ｖ２＝Ｒ４×Ｉ３であり、抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することによって、Ｖ１−Ｖ２に対するＩ３の大きさを調整することができ、温度上昇に対する出力電流Ｉ３の大きさを調整することができる。   Therefore, in the circuit of FIG. 2, if Vref is a voltage that does not depend on temperature, V1 increases as the temperature increases, and V2 decreases as the temperature increases. Therefore, in the circuit of FIG. 2, when the temperature rises, V1 rises, so that I2 becomes larger than I1, and an output current of I3 = I2-I1 is obtained. As described above, V1−V2 = R4 × I3, and by adjusting the resistance value of the resistor R4, the magnitude of I3 with respect to V1−V2 can be adjusted, and the magnitude of the output current I3 with respect to the temperature rise. Can be adjusted.

さらに、抵抗Ｒ３の抵抗値を変更することで、抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉを調整することができる。トランジスタＱ１，Ｑ２の特性が同一であり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の特性も同一であれば、抵抗Ｒ３に流れる電流２Ｉがトランジスタ抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる。   Further, the current I flowing through the resistors R1 and R2 can be adjusted by changing the resistance value of the resistor R3. If the characteristics of the transistors Q1 and Q2 are the same and the characteristics of the resistors R1 and R2 are also the same, the current 2I flowing through the resistor R3 flows through the transistor resistors R1 and R2.

ここで、Ｖ１は、トランジスタＱ１のＶＢＥで決定される（Ｖｒｅｆ−ＶＢＥ１（トランジスタＱ１のＶＢＥ））。一方、Ｖ２は、Ｖｒｅｆ−Ｒ２×Ｉであり、電流Ｉによって変化する。従って、抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで、電流Ｉを変更して、温度が上昇して、Ｖ１がＶ２に比べ大きくなる温度（補正開始温度）を調整することができる。   Here, V1 is determined by VBE of the transistor Q1 (Vref−VBE1 (VBE of the transistor Q1)). On the other hand, V2 is Vref−R2 × I, and changes depending on the current I. Therefore, by adjusting the resistance value of the resistor R3, it is possible to adjust the temperature (correction start temperature) at which the temperature I rises and V1 becomes larger than V2 by changing the current I.

図３には、他の実施形態が示してある。この例では、図１に示した温度特性に対応すべく、温度が低下した場合にも温度補償電流を出力することができる。   FIG. 3 shows another embodiment. In this example, in order to correspond to the temperature characteristics shown in FIG. 1, the temperature compensation current can be output even when the temperature is lowered.

図３では、トランジスタＱ４のベースには、ＰＮＰトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースも接続されており、これらトランジスタＱ１１，Ｑ１２も抵抗を介し電源Ｖｃｃに接続されているため、トランジスタＱ４とカレントミラーを構成する。   In FIG. 3, the base of the transistor Q4 is also connected to the bases of the PNP transistors Q11 and Q12, and these transistors Q11 and Q12 are also connected to the power source Vcc through resistors, so that a current mirror is formed with the transistor Q4. .

トランジスタＱ１１のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１３のエミッタに接続され、このトランジスタＱ１３のベースには、Ｖ１が供給される。   The collector of the transistor Q11 is connected to the emitter of the PNP transistor Q13, and V1 is supplied to the base of the transistor Q13.

トランジスタＱ１２のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１４のエミッタに接続され、このトランジスタＱ１４のベースには、Ｖ２が供給される。また、トランジスタＱ１１と、トランジスタＱ１２のコレクタ間は、抵抗Ｒ７で接続されている。   The collector of the transistor Q12 is connected to the emitter of the PNP transistor Q14, and V2 is supplied to the base of the transistor Q14. The collector of the transistor Q11 and the transistor Q12 is connected by a resistor R7.

トランジスタＱ１３のコレクタは、ダイオード接続したＮＰＮトランジスタＱ１５のコレクタが接続されており、このトランジスタＱ１５のエミッタは抵抗Ｒ８介しグランドに接続されている。また、トランジスタＱ１５のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ１６のベースが接続されており、このトランジスタＱ１６のエミッタは抵抗Ｒ９を介しグランドに接続されるとともに、ここにはトランジスタＱ１４のコレクタが接続されている。そして、トランジスタＱ１６のコレクタがトランジスタＱ１０のコレクタとともに出力端に接続されている。   The collector of the transistor Q13 is connected to the collector of a diode-connected NPN transistor Q15, and the emitter of the transistor Q15 is connected to the ground via a resistor R8. The base of the transistor Q15 is connected to the base of the NPN transistor Q16. The emitter of the transistor Q16 is connected to the ground via the resistor R9, and the collector of the transistor Q14 is connected to this. The collector of the transistor Q16 is connected to the output terminal together with the collector of the transistor Q10.

この回路において、Ｖ２がＶ１に比べて大きくなると、トランジスタＱ１３にトランジスタＱ１４より大きな電流が流れ、トランジスタ１２に流れる電流の一部が抵抗Ｒ７を介しトランジスタＱ１３に流れる。従って、この抵抗Ｒ７に流れる電流Ｉ４がトランジスタＱ１６に流れる。すなわち、温度が低い場合にＶ２−Ｖ１に応じた電流Ｉ４が出力端から流れる。   In this circuit, when V2 becomes larger than V1, a larger current flows than the transistor Q14 in the transistor Q13, and a part of the current flowing in the transistor 12 flows in the transistor Q13 via the resistor R7. Therefore, the current I4 flowing through the resistor R7 flows through the transistor Q16. That is, when the temperature is low, a current I4 corresponding to V2-V1 flows from the output end.

そして、出力端には、Ｉｃ＝Ｉ３＋Ｉ４が流れるため、温度が補償開始温度より高い場合にＩ３、温度が補償開始温度より低い場合にＩ４が流れ、設定温度より高い場合および低い場合の両方において、その温度差に応じて出力端から引き込む電流が得られる。   Since Ic = I3 + I4 flows through the output terminal, I3 flows when the temperature is higher than the compensation start temperature, I4 flows when the temperature is lower than the compensation start temperature, and both when the temperature is higher and lower than the set temperature. A current drawn from the output terminal is obtained according to the temperature difference.

ここで、図２の場合と同様に抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することで、温度上昇の際の出力電流の増加の特性を変更することができる。また、抵抗Ｒ７の抵抗値の調整によって、温度低下の際の出力電流の増加の特性を変更することができる。さらに、抵抗Ｒ３の抵抗値の調整によって、Ｖ１とＶ２が一致する温度を変更することができ、補正開始温度を変更することができる。   Here, by adjusting the resistance value of the resistor R4 as in the case of FIG. 2, it is possible to change the characteristics of the increase in the output current when the temperature rises. Further, by adjusting the resistance value of the resistor R7, it is possible to change the characteristic of increase in output current when the temperature is lowered. Furthermore, by adjusting the resistance value of the resistor R3, the temperature at which V1 and V2 match can be changed, and the correction start temperature can be changed.

図５には、温度変化に対するＶ１，Ｖ２の変化の例と、出力電流Ｉｃの変化の例を示してある。図においては、抵抗Ｒ３を１つの値の設定した場合の特性を実線で示しており、抵抗Ｒ３の抵抗値を小さくして、Ｖ２を相対的に減少した際の例を点線で示してある。このように、抵抗Ｒ３を変更することで、Ｖ１とＶ２が交差する点（補正開始点）を変更することができる。   FIG. 5 shows examples of changes in V1 and V2 with respect to temperature changes and examples of changes in the output current Ic. In the figure, the characteristic when the resistance R3 is set to one value is indicated by a solid line, and an example in which the resistance value of the resistance R3 is reduced and V2 is relatively decreased is indicated by a dotted line. Thus, by changing the resistor R3, the point (correction start point) where V1 and V2 intersect can be changed.

また、回路によって、出力電流として吐き出し電流が欲しい場合もある。この場合には、図５に示すような構成を出力端の手前の配置すればよい。すなわち、トランジスタＱ１０（およびトランジスタＱ１６）のコレクタをＰＮＰトランジスタＱ１６のコレクタに接続する。トランジスタＱ１６は、エミッタを電源Ｖｃｃに接続し、ベースコレクタ間を接続する。トランジスタＱ１６のベースには、エミッタが電源Ｖｃｃに接続されたＰＮＰトランジスタＱ１７のベースを接続する。そして、トランジスタＱ１７のコレクタを出力端に接続する。これによって、トランジスタＱ１６とトランジスタＱ１７はカレントミラーとして機能し、トランジスタＱ１６に流れる引き込み電流Ｉｃと同じ電流ＩｃがトランジスタＱ１７から出力端に吐き出される。   In some cases, a circuit may require a discharge current as an output current. In this case, a configuration as shown in FIG. 5 may be arranged before the output end. That is, the collector of transistor Q10 (and transistor Q16) is connected to the collector of PNP transistor Q16. The transistor Q16 has an emitter connected to the power supply Vcc and connects the base collector. The base of the transistor Q16 is connected to the base of a PNP transistor Q17 whose emitter is connected to the power supply Vcc. Then, the collector of the transistor Q17 is connected to the output terminal. Thereby, the transistors Q16 and Q17 function as a current mirror, and the same current Ic as the drawing current Ic flowing through the transistor Q16 is discharged from the transistor Q17 to the output terminal.

図６は、マルチバイブレータ１０に本実施形態の回路を適用する場合の構成を示している。マルチバイブレータ１０には、そのフリーラン周波数を左右するコンデンサ駆動電流を決定するための定電流源として機能するトランジスタ２０が設けられている。本実施形態の出力端をこのトランジスタ２０とマルチバイブレータ１０との間に接続する。これによって、マルチバイブレータのコンデンサ駆動電流は、トランジスタＱ２０に流れる電流に出力電流Ｉｃが加えられた電流となり、マルチバイブレータ１０の発振周波数が出力電流Ｉｃによって調整され、発振周波数の温度特性が修正される。なお、トランジスタＱ２０は、単に例示的に記載したものであり、各種の定電流源を利用することが可能である。また、本実施形態の出力電流である温度補償のための電流Ｉｃは、各種の温度補償に利用することが可能である。   FIG. 6 shows a configuration when the circuit of this embodiment is applied to the multivibrator 10. The multivibrator 10 is provided with a transistor 20 that functions as a constant current source for determining a capacitor drive current that affects the free-run frequency. The output terminal of this embodiment is connected between the transistor 20 and the multivibrator 10. As a result, the capacitor driving current of the multivibrator becomes a current obtained by adding the output current Ic to the current flowing through the transistor Q20, the oscillation frequency of the multivibrator 10 is adjusted by the output current Ic, and the temperature characteristics of the oscillation frequency are corrected. . Note that the transistor Q20 is described merely as an example, and various constant current sources can be used. Further, the current Ic for temperature compensation, which is the output current of the present embodiment, can be used for various temperature compensations.

本実施形態では、Ｖ１とＶ２の差を、トランジスタＱ７，Ｑ８、抵抗Ｒ４を含む差動アンプで取り出す。従って、Ｖ１，Ｖ２の絶対値の影響を受けない出力電流Ｉ３（Ｉｃ）を得ることができる。このため、素子のばらつきなどによって、電圧の絶対値がばらついても、その影響を減少できる。   In the present embodiment, the difference between V1 and V2 is extracted by a differential amplifier including transistors Q7 and Q8 and a resistor R4. Therefore, an output current I3 (Ic) that is not affected by the absolute values of V1 and V2 can be obtained. For this reason, even if the absolute value of the voltage varies due to variations in elements, the influence can be reduced.

発振周波数の温度特性の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the temperature characteristic of an oscillation frequency. 実施形態の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of embodiment. 他の実施形態の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of other embodiment. 温度によるＶ１，Ｖ２および出力電流の変化および抵抗Ｒ３の調整の影響を示す図である。It is a figure which shows the influence of the change of V1, V2, and output current by temperature, and adjustment of resistance R3. 出力電流の向きを反転するための構成を示す図である。It is a figure which shows the structure for reversing the direction of output current. マルチバイブレータの電流調整の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the electric current adjustment of a multivibrator.

符号の説明Explanation of symbols

１０ マルチバイブレータ、Ｒ１〜Ｒ９ 抵抗、Ｑ１〜Ｑ１７，Ｑ２０ トランジスタ。   10 Multivibrator, R1-R9 resistors, Q1-Q17, Q20 transistors.

Claims (3)

ダイオード接続トランジスタと抵抗の直列接続をその順序を逆にして２組用意し、これらに電源からの電流を流すことで、各組のダイオード接続トランジスタと抵抗の接続点から温度に依存する電圧Ｖ１と、Ｖ２とを取り出し、
取り出した電圧Ｖ１とＶ２の差を差動アンプで増幅し、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流であって一方向の電流出力を得ることを特徴とする温度検出回路。 Two series of diode-connected transistors and resistors connected in reverse order are prepared, and a current from a power source is supplied to them, so that a voltage V1 depending on the temperature from the connection point of each pair of diode-connected transistors and resistors , V2 and
A temperature detection circuit characterized in that a difference between the extracted voltages V1 and V2 is amplified by a differential amplifier to obtain a current corresponding to the difference between the voltages V1 and V2 in one direction. 請求項１に記載の温度検出回路であって、
電圧Ｖ１とＶ２の差を増幅する差動アンプとして、Ｖ１とＶ２の差に応じた一方向の電流出力を得るものと、Ｖ２とＶ１の差に応じた一方向の電流を得るものの２つを設け、両差動アンプの電流出力を足すことによって、所定温度から増加した場合および減少した場合に一方向に流れる電流を得ることを特徴とする温度検出回路。 The temperature detection circuit according to claim 1,
Two differential amplifiers that amplify the difference between the voltages V1 and V2 are one that obtains a unidirectional current output according to the difference between V1 and V2, and the other that obtains a unidirectional current according to the difference between V2 and V1. A temperature detection circuit characterized in that a current flowing in one direction is obtained when the temperature is increased or decreased from a predetermined temperature by adding current outputs of both differential amplifiers. 請求項１または２に記載の温度検出回路であって、
出力電流をマルチバイブレータに対し、その発振周波数を補正するための温度補償用電流として供給することを特徴とする温度検出回路。 The temperature detection circuit according to claim 1 or 2,
A temperature detection circuit, characterized in that an output current is supplied to a multivibrator as a temperature compensation current for correcting the oscillation frequency.
JP2007220610A 2007-08-28 2007-08-28 Temperature detection circuit Ceased JP2009053069A (en)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007220610A JP2009053069A (en) 2007-08-28 2007-08-28 Temperature detection circuit
KR1020080083859A KR100982623B1 (en) 2007-08-28 2008-08-27 Temperature detection circuit
CN2008101475676A CN101398333B (en) 2007-08-28 2008-08-28 Temperature detection circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007220610A JP2009053069A (en) 2007-08-28 2007-08-28 Temperature detection circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2009053069A true JP2009053069A (en) 2009-03-12

Family

ID=40504268

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007220610A Ceased JP2009053069A (en) 2007-08-28 2007-08-28 Temperature detection circuit

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP2009053069A (en)
KR (1) KR100982623B1 (en)
CN (1) CN101398333B (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104518759A (en) * 2013-09-30 2015-04-15 微晶公司 Temperature compensated timing signal generator

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104458034B (en) * 2013-09-22 2019-03-15 中兴通讯股份有限公司 Temperature checking method and temperature-detecting device
JP2017134048A (en) * 2016-01-27 2017-08-03 三菱マテリアル株式会社 Temperature detection circuit
JP7024703B2 (en) * 2018-12-28 2022-02-24 株式会社村田製作所 Power amplifier circuit and electronic equipment

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59128421A (en) * 1983-01-13 1984-07-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd Temperature detecting device
JPS62156850A (en) * 1985-12-28 1987-07-11 Nec Corp Semiconductor device
JPH05107117A (en) * 1991-10-14 1993-04-27 Mitsubishi Electric Corp Temperature detecting circuit
JPH06347337A (en) * 1993-06-08 1994-12-22 Nec Corp Temperature detecting circuit
JP2000151365A (en) * 1998-11-10 2000-05-30 Nec Eng Ltd Voltage-controlled oscillation circuit

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH109967A (en) 1996-06-21 1998-01-16 Nissan Motor Co Ltd Reference voltage circuit and temperature detection circuit using the circuit
JP2004071864A (en) 2002-08-07 2004-03-04 Sanyo Electric Co Ltd Temperature detector of semiconductor integrated circuit
KR100560652B1 (en) * 2003-01-14 2006-03-16 삼성전자주식회사 Temperature detection circuit independent of power supply and temperature variation
JP4227070B2 (en) 2004-05-14 2009-02-18 東光株式会社 Regulator temperature sensor circuit
JP4981267B2 (en) 2005-05-11 2012-07-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Overheat detection circuit
JP4807074B2 (en) * 2005-12-28 2011-11-02 Ｔｄｋ株式会社 Temperature detection circuit and temperature detection method

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59128421A (en) * 1983-01-13 1984-07-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd Temperature detecting device
JPS62156850A (en) * 1985-12-28 1987-07-11 Nec Corp Semiconductor device
JPH05107117A (en) * 1991-10-14 1993-04-27 Mitsubishi Electric Corp Temperature detecting circuit
JPH06347337A (en) * 1993-06-08 1994-12-22 Nec Corp Temperature detecting circuit
JP2000151365A (en) * 1998-11-10 2000-05-30 Nec Eng Ltd Voltage-controlled oscillation circuit

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104518759A (en) * 2013-09-30 2015-04-15 微晶公司 Temperature compensated timing signal generator
CN104518759B (en) * 2013-09-30 2017-04-12 微晶公司 temperature compensated timing signal generator

Also Published As

Publication number Publication date
KR20090023190A (en) 2009-03-04
KR100982623B1 (en) 2010-09-15
CN101398333A (en) 2009-04-01
CN101398333B (en) 2011-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4322024B2 (en) Temperature sensor
JP6006913B2 (en) Current limiting circuit and power supply circuit
JP2007133533A (en) Reference voltage generation circuit
JP2009053069A (en) Temperature detection circuit
JP2005122277A (en) Band gap constant voltage circuit
JP2013200767A (en) Band gap reference circuit
JP2006221370A (en) Constant voltage generation circuit
JP2009211415A (en) Reference voltage circuit
JP4655154B2 (en) Window comparator circuit
JP5233754B2 (en) Temperature sensor and oscillation circuit having the temperature sensor
JPH11258065A (en) Temperature detecting circuit
JP3998487B2 (en) Constant voltage generator
JP4395412B2 (en) Constant voltage circuit
JPH11205045A (en) Current supplying circuit and bias voltage circuit
JP4020366B2 (en) Detection sensor
JPH08185236A (en) Reference voltage generating circuit
JP2007019850A (en) Dc offset canceling circuit and display device using this
JP4793657B2 (en) Bias current generating circuit and differential circuit using the same
JP2005094635A (en) Bias circuit for power amplifier
JP2008129977A (en) Voltage shift circuit
JP4729099B2 (en) Semiconductor device, temperature sensor, and electronic apparatus using the same
JP6036961B2 (en) Differential amplifier
JP5857931B2 (en) Differential amplifier
JP2000293244A (en) Dc stabilization power unit
JP2012107980A (en) Temperature detector

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100802

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20110602

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20120217

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120221

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120521

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120710

A045 Written measure of dismissal of application

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A045

Effective date: 20121127