JP2009049882A - 伝搬路推定装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 移動機の移動速度が速い場合や、人などの反射物体が移動する場合や、送信機及び受信機間の周波数誤差が大きい場合などでも、より正確な伝搬路推定値を適用できて良好な通信を実現できるようにする。
【解決手段】 本発明の伝搬路推定装置は、既知の情報であるトレーニングシンボルに続いて未知の情報であるデータシンボルを有する信号を受信する受信装置に設けられる。本発明の伝搬路推定装置は、トレーニングシンボルを用いて伝搬路を推定する初期伝搬路推定手段と、推定された伝搬路推定値を適用し、データシンボルの硬判定値を得、その硬判定値に基づいて、伝搬路の推定をデータシンボル期間においても継続する追従手段とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、伝搬路推定装置及び受信装置に関し、例えば、既知の情報であるトレーニングシンボルに続いて未知の情報であるデータシンボルを通信するマルチキャリア通信システムに適用し得るものである。

非特許文献１で説明されているように、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準規格では、トレーニングシンボル（プリアンブル信号）で伝搬路を推定し、トレーニングシンボルに続くデータシンボルでは、トレーニングシンボルで推定された伝搬路推定値を用いて復調を行うように規定されている。
守倉正博、久保田周治監修、「改訂版８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」、株式会社インプレス２００５年１月発行、９．６章ｐｐ．２１２−２１４、

しかしながら、従来の伝搬路推定方法では、例えば、通信に供している移動機の移動速度が速い場合や、伝搬路の構成要素となっている反射物体（例えば人間など）が移動する場合など、通信中の伝搬路の変動によって振幅及び位相が大きく変動し、トレーニングシンボルを用いた伝搬路推定の精度が低くなって、良好な通信（データ復調）が行えないという問題が生じる。

また、送信機におけるローカル周波数と受信機におけるローカル周波数とに誤差がある場合は、伝搬路において位相変動が生じた場合と同様であり、従来のトレーニングシンボルを用いた伝搬路推定の精度が低くなって、良好な通信（復調）が行えないという問題が生じる。

そのため、伝搬路推定精度を高くし、復調精度を向上させることができる伝搬路推定装置、伝搬路推定方法及び受信装置が望まれている。

第１の本発明は、既知の情報であるトレーニングシンボルに続いて未知の情報であるデータシンボルを有する信号を受信する受信装置に設けられた伝搬路推定装置において、トレーニングシンボルを用いて伝搬路を推定する初期伝搬路推定手段と、推定された伝搬路推定値を適用し、データシンボルの硬判定値を得、その硬判定値に基づいて、伝搬路の推定をデータシンボル期間においても継続する追従手段とを備えたことを特徴とする。

第２の本発明の受信装置は、第１の本発明の伝搬路推定装置を有することを特徴とする。

本発明によれば、未知の情報を伝送しているデータシンボル期間においても、伝搬路を推定することにより、送信機又は受信機が該当する移動機の移動速度が速い場合や、人などの反射物体が移動した場合や、送信機及び受信機間の周波数誤差が大きい場合などでも、より正確な伝搬路推定値が得られ、良好な通信を提供することが可能となる。

（Ａ）主たる実施形態
以下、本発明による伝搬路推定装置及び受信装置の一実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ａ−１）伝搬路推定装置の全体構成及び動作
図１は、実施形態の伝搬路推定装置１の構成を示すブロック図である。なお、実施形態の受信装置は、実施形態の伝搬路推定装置を利用したものである。

図１において、伝搬路推定装置１は、ビット硬判定部２、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６を有する。図１では、省略しているが、トレーニングシンボルかデータシンボルかに応じて、各部２〜６の動作を適宜切り替えさせる制御手段も設けられている。

伝搬路推定装置１には、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）により周波数領域に変換された受信信号が入力される。

ビット硬判定部２は、入力された受信信号が既知のトレーニングシンボルであった場合には、なんらの処理も行われず、入力された受信信号がデータシンボルの場合、先に推定され、伝搬路平滑化部６から与えられた伝搬路推定値を用いて、未知の送信ビットを判定（硬判定）するものである。

このビット硬判定部２によって判定されたデータシンボルは、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６においては、既知のトレーニングシンボルと同様に処理される。そのため、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６の機能については、入力された受信信号が既知のトレーニングシンボルである場合を例に説明する。

伝搬路仮判定部３は、既知のトレーニングシンボル情報を用いて伝搬路の特性（以下では、伝搬路の特性を適宜、伝搬路と略する）を仮判定するものである。

周波数領域繰り返し処理部４は、仮判定された伝搬路に対して補間関数を用いた繰り返し処理を施し、特定のサブキャリア情報を補間するものである。

時間領域処理部５は、補間された伝搬路推定値を、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理により時間領域に変換した後、窓関数をかけることにより、雑音や干渉等の不必要な情報を除去するものである。

伝搬路平滑化部６は、時間領域処理部５の出力をＦＦＴ処理により周波数領域に変換した後、過去の伝搬路推定値と平滑化し、出力する伝搬路推定値を形成するものである。

受信信号（ＦＦＴにより周波数領域に変換された受信信号）が既知のトレーニングシンボルである場合には、ビット硬判定部２は機能せず、伝搬路仮判定部３によって、既知のトレーニングシンボル情報から伝搬路が仮判定される。仮判定された伝搬路は、周波数領域繰り返し処理部４によって、補間関数を用いた繰り返し処理が施され、特定のサブキャリア情報が補間される。補間された伝搬路推定値は、時間領域処理部５によって、ＩＦＦＴ処理により時間領域に変換された後、窓関数がかけられることにより、雑音や干渉等の不必要な情報が除去される。時間領域処理部５の出力は、伝搬路平滑化部６によって、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換された後、過去の伝搬路推定値と平滑化された後、出力される。

一方、受信信号がデータシンボルの場合、ビット硬判定部２において、伝搬路平滑化部６から与えられた、先に推定された伝搬路推定値が適用されて、未知の送信ビットが硬判定される。これにより、未知の送信ビット（データシンボル）は、伝搬路推定動作上、既知のシンボルとして取り扱うことができ、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６によって、トレーニングシンボルの場合と同様な処理が施され、伝搬路が推定される。

以上のように、未知の情報を伝送しているデータシンボル期間においても、伝搬路を推定することにより、移動機の移動速度が速い場合や、人などの反射物体が移動した場合や、送信機及び受信機間の周波数誤差が大きい場合などでも、より正確な伝搬路推定値が得られ、良好な通信（データ復調）を提供することが可能となる。

以下では、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準規格におけるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信に適用した場合について、各部２〜６の詳細を説明する。

（Ａ−２−１）ビット硬判定部２
あるサブキャリアｆ、時刻ｔの送信信号ベクトル（縦ベクトルとする；以下、同様）をｘ（ｆ，ｔ）、伝搬路行列をＨ（ｆ，ｔ）、雑音ベクトルをｎ（ｆ，ｔ）とすると、受信信号ベクトルｙ（ｆ，ｔ）は（１）式のように表現できる。

ｙ（ｆ，ｔ）＝Ｈ（ｆ，ｔ）ｘ（ｆ，ｔ）＋ｎ（ｆ，ｔ） …（１）
ビット硬判定部２では、ＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）、ＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）等の技術を用いて、送信信号ベクトルｘ（ｆ，ｔ）を推定し、硬判定する。ここで、送信信号ベクトルｘ（ｆ，ｔ）は、１シンボル前に、伝搬路平滑化部６によって推定された伝搬路行列（伝搬路推定値）^Ｈ（ｆ，ｔ−１）を用いて推定する（なお、^は推定値を表すものとする）。

（Ａ−２−２）伝搬路仮判定部３
ビット硬判定部２で推定された送信信号ベクトル（データシンボル期間の場合）、若しくは、トレーニングシンボルで伝送されている既知の情報（トレーニングシンボル期間の場合）をｘ’（ｆ，ｔ）と定義する。

伝搬路仮判定部３は、データシンボル期間では、送信アンテナ数分の受信信号ベクトルｙ（ｆ，ｔ）を列方向に連結した受信信号行列Ｙ（ｆ，ｔ）と、推定された送信信号ベクトルｘ’（ｆ，ｔ）を列方向に連結した送信信号行列Ｘ’（ｆ，ｔ）（若しくはその逆行列Ｘ’^−１（ｆ，ｔ））とを生成し、サブキャリアｆ、時刻ｔの伝搬路仮判定値行列Ｈ’（ｆ，ｔ）を（２）式により求める。

Ｈ’（ｆ，ｔ）＝Ｙ（ｆ，ｔ）Ｘ’^−１（ｆ，ｔ） …（２）
なお、伝搬路仮判定部３は、トレーニングシンボル期間では、受信アンテナ毎の受信信号を既知情報で割ることにより、複数の送信アンテナからの伝搬路が合成された伝搬路推定値（伝搬路仮判定値Ｈ’（ｆ，ｔ））を求める。

（Ａ−２−３）周波数領域繰り返し処理部４
ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、複数の送信アンテナを用いた伝送をする場合、送信アンテナ毎に同一のトレーニングシンボルを時間シフトして多重伝送するサイクリックシフトダイバーシティ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＣＳＤ）が採用されている。そのため、受信機では、時間シフトして送信されたトレーニングシンボルから送信アンテナ毎の伝搬路を推定することになる。送信アンテナ毎の伝搬路を推定するには、上述したようにして伝搬路仮判定部３により複数の伝搬路が合成された伝搬路推定値を求めた後、その伝搬路推定値をＩＦＦＴで時間領域の合成遅延プロファイルに変換し、送信アンテナ毎に必要な時間領域を窓関数により取り出すことで、遅延プロファイルを分離することを要する。

しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ガードバンド（ＧＢ）及び直流成分（ＤＣ）に相当するサブキャリア（非有効サブキャリア）は情報を伝送しない仕組みになっている。トレーニングシンボルのＦＦＴサイズと有効サブキャリア数が異なる場合、求められる合成遅延プロファイルは、非有効サブキャリアの伝搬路推定値が０であることに起因したインパルスが時間領域に広がる波形歪みを持つ。このとき、時間窓による遅延プロファイルの切り出しをすると、窓外に広がった情報を切り捨ててしまうために推定精度が劣化する。

そこで、この実施形態では、周波数領域において、情報が伝送されていないサブキャリアの伝搬路を補間することにより、インパルスが時間領域に広がる波形歪を補償することとした。

周波数領域の伝搬路推定値Ｈ’（ｆ，ｔ）が存在し、いくつかのサブキャリアの推定情報が欠落しているとする。この欠落した伝搬路推定値を、補間関数Ｆ（ｎ）を用いた繰り返し処理により補間する。

伝搬路推定値が欠落しているサブキャリアの数をＮ_ｌａｃｋとする。伝搬路推定値が欠落しているサブキャリアインデックスをｍ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ_ｌａｃｋ）とし、伝搬路仮判定部３の出力をＨ’（ｆ，ｔ）、補間関数Ｆ（ｎ）の長さをＮ_Ｆとすると、ある欠落した伝搬路推定値Ｈ’（ｍ_ｋ，ｔ）は、（３）式のように更新される。

（３）式によるＨ’（ｍ_ｋ，ｔ）の更新をｋ＝１からＮ_ｌａｃｋまで実行することにより、全ての欠落している伝搬路推定値を補間する。また、このＨ’（ｍ_ｋ，ｔ）に関するｋ＝１からＮ_ｌａｃｋまでの更新処理を１回の反復（以下、イタレーション（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）と呼ぶ）とし、このイタレーションを繰り返し実行することで補間精度を向上させる。

図２は、Ｎ_{ｉｔｅｒａｔｅ}回の反復をも含めた周波数領域繰り返し処理部４の処理を示すフローチャートである。パラメータｋは、１回のイタレーション内での何番目の欠落した伝送路推定値に対する処理かを表しており、パラメータｊは、何回目のイタレーションかを表している。

パラメータｊを初期値１にして、１回目のイタレーションを開始する（ステップ１００）。１回目のイタレーション処理では、パラメータｋを初期値１にし（ステップ１０１）、（３）式に示す補間を実行した後（ステップ１０２）、パラメータｋがＮ_ｌａｃｋを越えていないことを確認して（ステップ１０３）パラメータｋを１インクリメントして（ステップ１０４）、ステップ１０２に戻る。パラメータｋがＮ_ｌａｃｋを越えると、言い換えると、１回目のイタレーションが終了すると、パラメータｊがＮ_{ｉｔｅｒａｔｅ}を越えていないことを確認して（ステップ１０５）パラメータｊを１インクリメントして（ステップ１０６）、ステップ１０１に戻る。これにより、２回目のイタレーションを開始する。

２回目〜Ｎ_{ｉｔｅｒａｔｅ}回目のイタレーションも上記と同様に実行され、Ｎ_{ｉｔｅｒａｔｅ}回目のイタレーション処理が終了すると、一連の処理を終了する。以上のような処理により、不完全であった伝搬路推定値から補間済みの伝搬路推定値Ｈ’’（ｆ，ｔ）が形成される。

ここで、伝搬路推定値を補間する補間関数Ｆ（ｎ）として、例えば、時間領域の何らかの窓関数Ｗ（ｔ）をＤＦＴ（離散フーリエ変換）したものを用いる。従って、補間関数Ｆ（ｎ）の導出式は、（４）式に示すようになる。（４）式におけるＡは任意な値を示しており、Ｎ_ＦＦＴはＦＦＴ長を表している。以下では、矩形窓で説明するが、その他の窓関数を適用しても同様な効果が期待できる。時間領域の窓関数Ｗ（ｔ）は、（５）式に示すように、遅延パスが存在し得るサンプル時間に１の値を持ち、それ以外の時間では０の値を持つ関数とする。なお、（５）式において、Ｄは遅延パスが存在し得るサンプル時間の集合を表している。

データシンボル期間では、伝搬路推定値が欠落しているサブキャリアインデックスに、判定誤りと判断した伝搬路推定値を含めて、繰返し処理による伝搬路推定を行うことになる。判定誤りは、例えば、１つ前の伝搬路推定値と現在の伝搬路推定値との二乗誤差を閾値判定することにより判断できる。すなわち、サブキャリアの伝搬路推定値を判定誤りと判断したときには、上述したように、欠落したサブキャリアと同様に、そのサブキャリアの伝搬路推定値の更新を行う。

周波数領域繰返し処理には、伝搬路推定値が欠落しているサブキャリアインデックスの伝搬路推定値（判定誤りと判断した伝搬路推定値を含む）の初期値が必要になる。繰り返し処理を行う際の、補間すべきサブキャリアの初期値として、以下の（ａ）〜（ｄ）のいずれかの初期値を設定する。

（ａ）０またはそれ以外の固定値
（ｂ）１つ前の時間の伝搬路推定値
（ｃ）左右のサブキャリアの伝搬路推定値の平均
（ｄ）その他、時間方向・周波数方向で平均化（単純平均、重み付け平均など）を施した伝搬路推定値
周波数領域繰り返し処理部４の構成として、（３）式の途中結果をメモリに保持しておく構成を採用することにより、繰り返し処理の２回目の反復以降の演算量を削減することができる。以下、図３及び図４を参照しながら、このことを説明する。

例として、ＦＦＴサイズ＝補間関数長＝３２であり、欠落した推定値の数Ｎ_ｌａｃｋが４である場合を考える。ある欠落した推定値Ｈ（Ａ）を補間する場合、補間式が上述した（３）式に示すように積和演算であるので、イタレーションの１回目は、図３に示すように、３２タップのＦＩＲフィルタリングと等価な処理となる。ここで、既知の推定値は更新されないため、既知の推定値が入力されるタップの出力は、次回以降のイタレーションでも同一である。そこで、既知の推定値が入力されるタップの出力の総和をメモリＭ１、Ｍ２に保持しておくことにより、図４に示すように、イタレーション２回目以降の推定値Ｈ（Ａ）の更新処理では、４タップのＦＩＲフィルタリングと等価な処理を行った後、メモリＭ１、Ｍ２の格納内容と合成すれば良いこととなる。以上のように、イタレーション２回目以降の補間関数Ｆ（ｎ）を適用する演算量は、１回目のイタレーションのＮ_ｌａｃｋ／フィルタ長ＮＦに削減することができる。

さらに、周波数領域繰り返し処理部４において、補間関数Ｆ（ｎ）の特徴を生かした演算量削減も可能である。

補間関数Ｆ（ｎ）は、その関数の長さＮ_Ｆが、時間領域の矩形フィルタの長さＮ_ｒｅｃｔの倍数である場合には、周波数領域で０の値を持つタップを有する。値が０のタップは計算する必要がないので、関数長Ｎ_Ｆ、矩形フィルタ長Ｎ_ｒｅｃｔの設定を工夫すれば、演算量を削減することができる。

例えば、Ｎ_Ｆ＝Ｎ_ＦＦＴ＝６４、Ｎ_ｒｅｃｔ＝３２の場合、上述した（４）式に従う補間関数Ｆ（ｎ）は、図５に示すようになり（但し、図５では、（４）式とは異なり、ｎを、０を中心として正負の範囲で変化するように表している）、０のタップが３１個存在する。この補間関数Ｆ（ｎ）を適用し、０のタップの演算を省略するようにした場合、演算量を、本来の演算量の３３／６４（約１／２）に削減することができる。また、この例の場合、０以外の実数要素Ｉは、Ｆ（０）以外で常に同一の値を持ち、虚数要素Ｑは、Ｆ（０）を中心に対称になっていることを利用し、演算量のさらなる削減も可能である。

補間関数Ｆ（ｎ）としては種々のものを適用でき、例えば、（６）式に示すようなｓｉｎｃ関数を適用することもできる。なお、窓関数の形状によっては、（４）式で表される補間関数がｓｉｎｃ関数になることもある。（６）式におけるＡ、Ｂは任意の値である。

（Ａ−２−４）時間領域処理部５
時間領域処理部５は、送信アンテナ毎の伝搬路を分離し、雑音及び干渉成分を除去するために、時間領域で処理を行う。（７）式は、時間領域処理部５で行う処理を示したものである。

時間領域処理部５は、周波数領域繰り返し処理部４で得られた伝搬路推定値Ｈ’’（ｆ，ｔ）をＩＦＦＴにより時間領域に変換し、時間領域において窓関数Ｗ（ｋ）をかけることにより送信アンテナ毎の伝搬路の分離と雑音及び干渉成分の除去を同時に行う。ここでは、窓関数Ｗ（ｋ）として、周波数領域繰り返し処理部４で用いた矩形窓を用いることにするが、１の値と０の値を持つサンプルが異なっていても良いし、ハミング窓、カイザー窓、ブラックマン窓などの他の窓関数を用いても良い。ＣＳＤを用いて多重されている伝搬路を分離する場合、ＣＳＤでシフトされたサンプルだけ時間シフトした前記窓関数Ｗ（ｋ），ｓｈｉｆｔを用いる必要がある。その後、ＣＳＤの時間シフト（ｓｈｉｆｔ）を補償し（（６）式におけるＲＯＴ｛｝はかかる処理を表している）、ＦＦＴにより再度周波数領域に変換することにより、Ｈ’’’（ｆ，ｔ）を得る。

しかしながら、周波数領域繰り返し処理部４において、伝搬路推定値が欠落しているサブキャリアを十分に復元できない環境（低ＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比）環境など）においては、時間領域処理により特性を劣化させる可能性がある。このことから、時間領域処理部５は、時間領域の処理を行わず、周波数領域繰り返し処理部４で得られた伝搬路推定値Ｈ’’（ｆ，ｔ）をそのまま、当該時間領域処理部５からの出力Ｈ’’’（ｆ，ｔ）とする時間領域処理ＯＦＦの機能をも有する。例えば、時間領域処理部５は、図示しないＳＩＮＲ測定部の測定結果が低い場合に、時間領域処理をＯＦＦしたり、利用者の該当する操作子に対する操作に応じて時間領域処理をＯＦＦしたりする。

（Ａ−２−５）伝搬路平滑化部６
伝搬路平滑化部６は、時間領域処理部５により得られた伝搬路推定値Ｈ’’’（ｆ，ｔ）と、１シンボル前の伝搬路推定値^Ｈ（ｆ，ｔ−１）とを用いて、（８）式により時間方向に平滑化された伝搬路推定値^Ｈ（ｆ，ｔ）を得る。（８）式において、αは忘却係数である。

（８）式では、忘却平均により時間方向に平滑化された伝搬路推定値を得たが、区間平均や移動平均などによる平滑化手段を用いたとしても、（８）式を適用した場合と同様の効果が期待できる。

（Ａ−３）実施形態の効果
上記実施形態によれば、データシンボル期間においても、トレーニングシンボル期間から連続して伝搬路を推定するようにしたので、移動機の移動速度が速い場合や、人などの反射物体が移動した場合や、送信機及び受信機間の周波数誤差が大きい場合などでも、データシンボル期間で正確な伝搬路推定値が得られ、良好な通信（データ復調）を提供することが可能となる。

以下、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した場合の効果（シミュレーションの結果）を説明する。図６に、効果を確認した具体例システムのパラメータを示す。送信アンテナを２本（Ｔｘ１、Ｔｘ２）とし、一方の送信アンテナＴｘ１に対して他方の送信アンテナＴｘ２からは、送信信号を４００ｎｓ（８サンプル）だけシフトしたシンボルが送信されている。

図７は、上述した具体例システムにおける特性を示している。横軸は、追従回数（伝搬路推定に用いたデータＯＦＤＭシンボル数／２）を示している。なお、図７は、トレーニングシンボル期間での状態を省略している。縦軸は、伝搬路推定値の二乗平均誤差（ＭＳＥ）を示している。

図７におけるｈｏｌｄが従来技術を適用した場合であり、トレーニングシンボル期間終了時の伝搬路推定値をホールドしてデータシンボル期間に適用した場合には、ＭＳＥは徐々に大きくなっている。一方、実施形態では、特性劣化を抑圧できている。

また、図７からは、忘却係数αが小さいほどＭＳＥが時間経過（追従回数）と共に良好になっていることが分かり、また、イタレーションが多いほど、早期にＭＳＥが良好になることが分かる。特に、忘却係数αが０．２の場合、追従回数１０００の位置においては（追従回数１０００の位置ではイタレーションの回数の相違は関係なくなっている）、従来技術に比較して、ＭＳＥを９７％以上も改善できていることが分かる。

（Ｂ）他の実施形態
上記実施形態の説明においても、種々変形実施形態に言及したが、さらに、以下に例示する様な変形実施形態を挙げることができる。

上記実施形態の説明では言及しなかったが、ビット硬判定部２、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６の全て又は一部を、専用のＩＣチップで構成しても良く、また、ディスクリート部品などでハードウェア的に構成しても良く、さらには、ＤＳＰで実現するようにしても良い。また、ＣＰＵと、ＣＰＵが実行するプログラムとして、ビット硬判定部２、伝搬路仮判定部３、周波数領域繰り返し処理部４、時間領域処理部５及び伝搬路平滑化部６の全て又は一部を実現するようにしても良い。

図１では、伝搬路推定装置１の伝搬路推定値を後段回路（データ復調部など）に与えるように記載しているが、伝搬路推定装置１におけるビット硬判定部２を、データ復調部としてそのまま利用するようにしても良い。

また、上記実施形態では、トレーニングシンボルの処理系と、データシンボルの処理系とが一部共通しているものを示したが、トレーニングシンボルの処理系と、データシンボルの処理系とを分けて構成するようにしても良い。

上記実施形態の説明では、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおけるＭＩＭＯ通信に本発明を提要した場合を説明したが、他の無線通信システムに対しても、本発明を適用することができる。すなわち、ＭＩＭＯ通信以外でも本発明を適用でき、しかも、マルチキャリアシステムに限定されない。また、データ変調方式なども限定されるものではない。例えば、ＷＬＡＮ、ＷＰＡＮ、ＷｉＭＡＸ、ＭＢＷＡ、３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２、及びデジタルテレビ放送で標準化されている通信方式であるＯＦＤＭ、ＯＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡ、ＳＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡなどに対しても本発明を適用可能である。

実施形態に係る伝搬路推定装置の全体構成を示すブロック図である。 実施形態の周波数領域繰り返し処理部における処理を示すフローチャートである。 実施形態の周波数領域繰り返し処理部における演算量の削減方法の説明図（１−１）である。 実施形態の周波数領域繰り返し処理部における演算量の削減方法の説明図（１−２）である。 実施形態の周波数領域繰り返し処理部における演算量の削減方法の説明図（２）である。 実施形態の具体例システムにおける効果を説明するために適用したシステムのパラメータの説明図である。 図６での具体例システムにおける効果を示すグラフである。

符号の説明

１…伝搬路推定装置、２…ビット硬判定部、３…伝搬路仮判定部、４…周波数領域繰り返し処理部、５…時間領域処理部、６…伝搬路平滑化部。

Claims (11)

1. 既知の情報であるトレーニングシンボルに続いて未知の情報であるデータシンボルを有する信号を受信する受信装置に設けられた伝搬路推定装置において、
   トレーニングシンボルを用いて伝搬路を推定する初期伝搬路推定手段と、
   推定された伝搬路推定値を適用し、データシンボルの硬判定値を得、その硬判定値に基づいて、伝搬路の推定をデータシンボル期間においても継続する追従手段と
   を備えたことを特徴とする伝搬路推定装置。
2. 当該伝搬路推定装置は、複数のサブキャリアに情報が分配された信号が入力されるものであり、
   上記初期伝搬路推定手段が、
   入力されたトレーニングシンボルから、伝搬路の仮判定値を得る第１の伝搬路仮判定部と、
   上記第１の伝搬路仮判定部から、伝搬路の仮判定値が入力され、伝搬路の仮判定値を初期値とし、周波数領域で、特定のサブキャリアに対して、予め定められた補間関数により繰り返し補間処理を行う周波数領域繰り返し処理部と、
   上記周波数領域繰り返し処理部から出力された、周波数領域で補間された伝搬路推定値に対し、時間領域で予め定めた窓関数をかける、処理のＯＮ／ＯＦＦを切り替えられる時間領域処理部とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路推定装置。
3. 上記周波数領域繰り返し処理部が適用する周波数領域の補間関数がｓｉｎｃ関数であることを特徴とする請求項２に記載の伝搬路推定装置。
4. 上記周波数領域繰り返し処理部が適用する周波数領域の補間関数が、時間領域で予め定められた窓関数を離散フーリエ変換したものであることを特徴とする請求項２に記載の伝搬路推定装置。
5. 予め定められた時間領域の上記窓関数が、遅延パスが存在し得るサンプル時間に１の値を持ち、それ以外の時間に０の値を持つ関数であることを特徴とする請求項４に記載の伝搬路推定装置。
6. 上記周波数領域繰り返し処理部は、０若しくは０に近い値を持つ補間関数の係数についての補間演算を省略することを特徴とする請求項５に記載の伝搬路推定装置。
7. 上記周波数領域繰り返し処理部は、補間対象であるサブキャリア以外の演算結果を保持し、その後の繰り返し演算において、同様な演算を省略し、保持していた演算結果を適用することを特徴とする請求項２に記載の伝搬路推定装置。
8. 上記追従手段は、
   伝搬路の推定値を用いて、データシンボルを推定し硬判定するビット硬判定部と、
   伝搬路変動を追従する伝搬路追従部とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路推定装置。
9. 上記伝搬路追従部は、
   上記ビット硬判定部の出力を用いて伝搬路を仮推定する第２の伝搬路仮推定部と、
   上記周波数領域繰り返し処理部及び上記時間領域処理部と同様の構成を有する伝搬路補間部と、
   上記伝搬路補間部の出力を平滑化する伝搬路平滑化部とを有する
   ことを特徴とする請求項８に記載の伝搬路推定装置。
10. 上記伝搬路補間部は、上記ビット硬判定部でのデータシンボルの硬判定結果に誤りがあるか否かの確認も行うことを特徴とする請求項９に記載の伝搬路推定装置。
11. 請求項１〜１０のいずれかに記載の伝搬路推定装置を有することを特徴とする受信装置。

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