JP2009026298A

JP2009026298A - インバータシミュレーション装置、インバータシミュレーションプログラムおよびインバータ設計方法

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Publication number: JP2009026298A
Application number: JP2008136457A
Authority: JP
Inventors: Yuko Okada; 有功岡田; Masahiro Takasaki; 昌洋高崎
Original assignee: Central Research Institute of Electric Power Industry
Current assignee: Central Research Institute of Electric Power Industry
Priority date: 2007-06-20
Filing date: 2008-05-26
Publication date: 2009-02-05
Anticipated expiration: 2028-05-26
Also published as: JP5117926B2

Abstract

【課題】インバータの設計においてシミュレーション時間を短縮すること。
【解決手段】電気回路モデルおよびデバイスモデルから入力データを生成する入力データ生成部１３０と、入力データを用いてシミュレーションを実行するソルバー部１４０と、シミュレーション結果を編集して出力する出力編集部１５０を備え、ソルバー部１４０の静特性折線近似回路計算部１４１がＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードの静特性を折れ線で近似して回路計算を行う。
【選択図】図１

Description

この発明は、インバータの１周期分の動作を効率良くシミュレーションすることができるインバータシミュレーション装置およびインバータシミュレーションプログラムならびに電力供給システムと協調のとれたインバータ設計方法に関するものである。

電気エネルギーの利用において、電圧、電流、周波数などの変換を行う電力変換装置（以下「インバータ」と総称する）は、民生、産業、運輸分野のさまざまな機器に応用され、効率や制御性の向上など、機器の高性能化を実現する鍵となっている。インバータへのＳｉＣ等の次世代デバイスの適用メリットを最大限引き出すためには、応用機器の仕様、ニーズを考慮した高性能化の追求が重要である。ここで、インバータの高性能化とは、高効率、コンパクト化の追求と発生高調波・電磁ノイズの基準値以下への低減であり、適切に定義した評価関数に基づいて、インバータ設計を最適化していくことで実現できる。

インバータ設計の最適化検討には、回路構成、スイッチング周波数、スイッチングデバイスゲート抵抗などの設計パラメータを変化させた場合の回路各部の電圧・電流変動や損失を解析・評価するシミュレーションが不可欠である。また、インバータはＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴやダイオードなどの非線形素子を含むため、インバータの動作シミュレーションでは、非線形素子を含む回路の回路計算が必要になる。

図１４は、非線形素子を含む回路の一例を示す図である。同図に示す回路には、非線形素子Ｄと電流源Ｉが含まれ、非線形素子の両端電圧ＶＤと非線形素子を流れる電流ＩＤとの関係は、

となる。ここで、ＩＳは飽和電流(reverse saturation current)、ｋＴ／ｑは熱電圧(thermal voltage)である。

この回路の回路計算では、

として、ｆ（ｘ）＝０となるｘ（＝ＶＤ）を求める必要がある。ここで、IIは電流源Ｉを流れる電流である。

図１５は、ｆ（ｘ）＝０となるｘを算出する従来の算出手順を説明するための説明図である。また、図１６は、ｆ（ｘ）＝０となるｘを算出する従来の算出手順を示すフローチャートである。これらの図に示すように、従来の算出手順は以下のとおりである。
（１）まず、ＶＤの初期値ＶＤ（ｎ）から、ｘ０、ｙ０を求める（ステップＳ１１）。
（２）傾きａ＝ｆ'(ｘ０)を求める（ステップＳ１２）。
（３）ａを傾きとし（ｘ０，ｙ０）を通る直線とｘ軸との交点ｘ１を求める（ステップＳ１３）。
（４）交点の値ｘ１を用いて、ｙ１を求める（ステップＳ１４）。
（５）ｙ１が誤差δの範囲かどうか判定する（ステップＳ１５）。範囲内なら、（７）へ進む。範囲内でなければ、（６）へ進む。
（６）ｘ０にｘ１、ｙ０にｙ１をそれぞれ代入し（ステップＳ１６）、（２）へ進む。
（７）ＶＤ（ｎ＋１）にｘ１を代入し（ステップＳ１７）、これをｆ（ｘ）＝０を満足する答えとする。

なお、インバータの設計に関連する技術として、特許文献１には、電力変換器の熱設計において、電力損失発生の主要な要因である半導体素子とフィルタの電力損失を決定するパラメータを真性パラメータと外因性パラメータに分離し、両者による総合電力損失を使った熱設計を実施することによって、設計を最適化し、設計期間を短縮する技術が記載されている。また、特許文献２には、電力変換器用半導体装置の開発において、プロセス仕様から電力変換器特性までを一貫してシミュレーションすることにより開発期間を短縮する技術が記載されている。

特開２００６−３４５６３５号公報特開２００４−２１３１４４号公報

図１５に示したＶＤの算出手順には、ステップ１２における

の計算や、ステップ１４における式（２）の計算のように、計算負荷の大きい指数関数の計算が含まれるため、回路計算に膨大な時間がかかるという問題がある。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであり、回路計算を効率良く行うことによって、インバータの１周期分の動作を効率良くシミュレーションすることができるインバータシミュレーション装置およびインバータシミュレーションプログラムを提供することを目的とする。また、この発明は、インバータの１周期分の動作を効率良くシミュレーションすることによって、電気解析・設計、コスト−性能評価、パワーデバイス解析・設計を繰り返しながら電力供給システムと協調のとれたインバータの設計可能とするインバータ設計方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１に係る発明は、非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行う回路計算手段を備え、前記回路計算手段による回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うことを特徴とする。

この請求項１の発明によれば、非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行い、回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うこととしたので、シミュレーション時間を短縮することができる。

また、請求項２に係る発明は、上記の発明において、前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われる非線形素子は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードであることを特徴とする。

この請求項２の発明によれば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードの静特性を折れ線近似して回路計算を行うこととしたで、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードの回路計算を効率良く行うことができる。

また、請求項３に係る発明は、上記発明において、前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるダイオードのモデルは、電圧変化に伴う電流変化を模擬する非線形キャパシタンスおよびリカバリー電源を有することを特徴とする。

この請求項３の発明によれば、ダイオードのモデルは、電圧変化に伴う電流変化を模擬する非線形キャパシタンスおよびリカバリー電源を有することとしたので、電圧跳ね上がりなどの過渡特性を再現することができる。

また、請求項４に係る発明は、上記発明において、前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるＭＯＳＦＥＴのモデルは、ゲートと主回路の相互作用を模擬する線形・非線形キャパシタンスを有することを特徴とする。

この請求項４の発明によれば、ＭＯＳＦＥＴのモデルは、ゲートと主回路の相互作用を模擬する線形・非線形キャパシタンスを有することとしたので、電圧跳ね上がりなどの過渡特性を再現することができる。

また、請求項５に係る発明は、上記発明において、前記回路計算手段により回路計算が行われるダイオードのモデルは、パラメータ調整が可能であることを特徴とする。

この請求項５の発明によれば、ダイオードのモデルは、パラメータ調整が可能であることとしたので、ＳｉＣを用いたダイオードのシミュレーションを行うことができる。

また、請求項６に係る発明は、上記発明において、前記回路計算手段により回路計算が行われるＭＯＳＦＥＴのモデルは、パラメータ調整が可能であることを特徴とする。

この請求項６の発明によれば、ＭＯＳＦＥＴのモデルは、パラメータ調整が可能であることとしたので、ＳｉＣを用いたＭＯＳＦＥＴのシミュレーションを行うことができる。

また、請求項７に係る発明は、非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行う回路計算手順と、前記回路計算手順による回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うシミュレーション手順とをコンピュータに実行させることを特徴とする。

この請求項７の発明によれば、非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行い、回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うこととしたので、シミュレーション時間を短縮することができる。

また、請求項８に係る発明は、インバータの設計において、インバータの動作をシミュレーションして電気解析・設計を行う電気解析・設計工程と、前記電気解析・設計工程による電気解析・設計の結果を評価する性能評価工程と、前記性能評価工程による評価結果に基づいてインバータに用いるパワーデバイスの解析・設計を行うパワーデバイス解析・設計工程とを含み、前記電気解析・設計工程、前記性能評価工程および前記パワーデバイス解析・設計工程を繰り返すことを特徴とする。

この請求項８の発明によれば、電気解析・設計、性能評価およびパワーデバイス解析・設計を繰り返すこととしたので、電力供給システムからの要求をパワーデバイスの設計に反映することができる。

また、請求項９に係る発明は、上記発明において、前記電気解析・設計工程、前記性能評価工程および前記パワーデバイス解析・設計工程を繰り返し、サイズと効率の評価を繰り返すことを特徴とする。

この請求項９の発明によれば、インバータ設計において、サイズと効率の評価を返すこととしたので、コンパクト化と高効率化をインバータの設計に反映することができる。

また、請求項１０に係る発明は、上記発明において、前記電気解析・設計工程は、非線形素子の静特性を折れ線近似して行った回路計算の結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うシミュレーション工程を含んだことを特徴とする。

この請求項１０の発明によれば、電気解析・設計において、非線形素子の静特性を折れ線近似して行った回路計算の結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うこととしたので、シミュレーション時間を短縮することができる。

また、請求項１１に係る発明は、上記発明において、前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるＩＧＢＴのモデルは、前記ダイオードのモデル、前記ＭＯＳＦＥＴのモデル、ベースチャージの変化により発生するベース領域を通過する電流の動的な振る舞いを模擬する第１の電流源およびターンオフ時のテール電流を模擬する第２の電流源を有することを特徴とする。

この請求項１１の発明によれば、ＩＧＢＴのモデルは、ダイオードのモデル、ＭＯＳＦＥＴのモデル、ベースチャージの変化により発生するベース領域を通過する電流の動的な振る舞いを模擬する第１の電流源およびターンオフ時のテール電流を模擬する第２の電流源を有することとしたので、回路計算を効率良く行うことができる。

また、請求項１２に係る発明は、上記発明において、前記第１の電流源および第２の電流源の特性が折れ線近似されて回路計算が行われることを特徴とする。

この請求項１２の発明によれば、第１の電流源および第２の電流源の特性が折れ線近似されるので、回路計算を効率良く行うことができる。

また、請求項１３に係る発明は、上記発明において、前記第１の電流源および第２の電流源の特性が関数により与えられ、前記回路計算手段は、ある時刻の回路計算を行う場合に、一つ前の刻み時刻に対して行った回路計算結果を用いて前記第１の電流源および第２の電流源を関数計算によりもとめ、該もとめた第１の電流源および第２の電流源を用いて当該時刻の回路計算を行うことを特徴とする。

この請求項１３の発明によれば、第１の電流源および第２の電流源の特性が関数により与えられ、ある時刻の回路計算を行う場合に、一つ前の刻み時刻に対して行った回路計算結果を用いて第１の電流源および第２の電流源を関数計算によりもとめ、該もとめた第１の電流源および第２の電流源を用いて当該時刻の回路計算を行うこととしたので、回路計算をより高速化することができる。

請求項１、７または１０の発明によれば、シミュレーション時間を短縮するので、インバータの設計において電気解析・設計、性能評価、およびパワーデバイスの解析・設計を繰り返し行うことが可能となる。したがって、パワーデバイスに電力供給システムからの要求を反映することができ、電力供給システムとの協調のとれたインバータの設計が可能となるという効果を奏する。

また、請求項２、１１、１２または１３の発明によれば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードの回路計算を効率良く行うので、インバータのシミュレーション時間を短縮することができるという効果を奏する。

また、請求項３または４の発明によれば、電圧跳ね上がりなどの過渡特性を再現することができるので、過渡特性を含めて解析を行うことが可能となるという効果を奏する。

また、請求項５または６の発明によれば、ＳｉＣを用いたダイオードやＭＯＳＦＥＴのシミュレーションを行うことができるので、実用化の検討などを行うことができる。

また、請求項８の発明によれば、電力供給システムからの要求をパワーデバイスの設計に反映するので、電力供給システムと協調のとれたインバータ設計が可能となるという効果を奏する。

また、請求項９の発明によれば、各設計条件についてサイズと効率の結果が得られるので、コンパクト化と高効率化を実現するインバータ設計が可能となるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明に係るインバータシミュレーション装置、インバータシミュレーションプログラムおよびインバータ設計方法の好適な実施例を詳細に説明する。

まず、本実施例に係るインバータシミュレーション装置の構成について説明する。図１は、本実施例に係るインバータシミュレーション装置の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、このインバータシミュレーション装置１００は、電気回路モデルセット記憶部１１０と、デバイスモデルセット記憶部１２０と、入力データ生成部１３０と、ソルバー部１４０と、出力編集部１５０とを有する。

電気回路モデルセット記憶部１１０は、線路、変圧器、回転機、制御系などから構成される電力供給システムの電気回路モデルを記憶する記憶部である。デバイスモデルセット記憶部１２０は、標準デバイスモデルおよびユーザー定義デバイスモデルを記憶する記憶部であり、標準デバイスモデルとしては、ＩＧＢＴ／ＩＥＧＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードなどの電気的モデル、温度依存デバイスモデル、デバイス状態計測要素を記憶し、ユーザー定義デバイスモデルとしては、デバイス電気特性表現要素、熱モデル表現要素を記憶する。

図２は、本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルを示す図であり、図３は、本実施例に係るダイオードモデルを示す図である。これらの図に示すように、本実施例では、デバイスモデルの基本となる非線形の静特性を折れ線近似によりモデル化する。このように、非線形の静特性を折れ線近似によりモデル化することによって、シミュレーション計算に必要な繰り返し計算回数を低減することができる。なお、ＩＧＢＴ／ＩＥＧＴなども同様に非線形の静特性を折れ線近似によりモデル化することができ、ＩＧＢＴモデルについては後述する。

また、電圧跳ね上がりなどの過渡特性を再現するため、ＭＯＳＦＥＴモデルは、ゲートと主回路の相互作用を模擬する線形・非線形キャパシタンスを有し、ダイオードモデルは、電圧変化に伴う電流変化を模擬する非線形キャパシタンスとリカバリー電流源を有する。

また、図４は、本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルの非線形の静特性を主回路の線形抵抗および電圧制御電圧源（Ｖmos1）、飽和判定回路とゲート（ＧＡＴＥ）判定回路で構成した例である。主回路、飽和判定回路およびゲート（ＧＡＴＥ）判定回路は，折れ線近似をしたダイオード（Ｄ1，Ｄg）、電圧制御電圧源（ＶＣＶＳ1）、電流制御電圧源（ＣＣＶＳ2）と線形抵抗（Ｒdif1）で構成されるため、ＭＯＳＦＥＴの非線形の静特性もまた、折れ線近似によりモデル化されることになる。

また、図５は、本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルのドレイン・ソース間電圧（ＶＤＳ）とドレイン電流（ＩＤ）の非線形の静特性を示す例である。図６は、本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルのゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）とドレイン電流（ＩＤ）の非線形の静特性を示す例である。

図４のＭＯＳＦＥＴモデルでは、右側に示したゲート（ＧＡＴＥ）判定回路で図６の非線形のゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）とドレイン電流（ＩＤ）特性を折れ線近似している。具体的には、ダイオードＤgを用いてＴc＝２５℃の非線形のゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）とドレイン電流（ＩＤ）特性を５点近似している。つまり、ダイオードＤgの電流は、ゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）に対し、ドレイン電流（ＩＤ）を表している。

一方、図５から、ドレイン・ソース間電圧（ＶＤＳ）が小さい領域では、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒmos1）に従った電流が流れるため、この特性は、図４のオン抵抗（Ｒｍｏ１）で表現する。ドレイン・ソース間電圧（ＶＤＳ）が小さい領域、すなわち、オン抵抗（Ｒmos1）に従う領域とドレイン電流（ＩＤ）の飽和領域の判定は図４の飽和判定回路で行っている。次に、この回路の動作を説明する。

飽和判定回路において、電流制御電圧源（ＣＣＶＳ2）は、ダイオードＤｇの電流（ＩＤ）にオン抵抗（Ｒmos1）を乗じて、オン抵抗（Ｒmos1）にかかる電圧を計算し、電圧制御電圧源（ＶＣＶＳ1）は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース電圧（ＶＤＳ）であるため、（ａ）ＣＣＶＳ2＞ＶＣＶＳ1の場合、ダイオードＤ1によりＲdif1すなわちＶmos1が零となり、電流ＩＤはオン抵抗Ｒmos1とＶＤＳに従って流れる。

一方、（ｂ）ＣＣＶＳ2＜ＶＣＶＳ1の場合は，図６のＶＧＳ−ＩＤ特性の電流ＩＤが流れる。この条件では、Ｖmos1は、ＶＤＳから、飽和電流ＩＤにＲmos1を乗じた電圧を減算した電圧となるため、ＭＯＳＦＥＴの端子Ｄから端子Ｓに流れる電流は、図６のゲート電圧ＶＧＳにおけるドレイン電流（ＩＤ）となる。

また、図４は、ゲート・ソース間の静電容量は、固定値として線形キャパシタンス（Ｃgs）で表現し、ゲート・ドレイン間の静電容量は、電圧依存するため、非線形Ｖ−Ｑ特性を折れ線近似した非線形キャパシタンス（Ｃgd）で表現することで過渡特性を再現している。

入力データ生成部１３０は、電気回路モデルセット記憶部１１０が記憶する電気回路モデルおよびデバイスモデルセット記憶部１２０が記憶するデバイスモデルを用いてソルバー部１４０の入力データを生成する処理部である。

ソルバー部１４０は、入力データ生成部１３０により生成されたデータを用いてインバータの動作を数値計算によりシミュレーションする処理部であり、静特性折線近似回路計算部１４１を有する。

静特性折線近似回路計算部１４１は、インバータの回路計算を行う処理部である。この静特性折線近似回路計算部１４１は、非線形要素であるＭＯＳＦＥＴやダイオードなどの静特性を折れ線近似して回路計算を行う。この静特性折線近似回路計算部１４１が、ＭＯＳＦＥＴやダイオードなどの静特性を折れ線近似して回路計算を行うことによって、効率良く回路計算を行うことができる。また、効率良く回路計算を行うことによってソルバー部１４０はインバータ動作１周期分を直接シミュレーションすることができ、インバータ設計に必要な電力損失および電圧跳ね上がりを一度に解析することが可能となる。

出力編集部１５０は、ソルバー部１４０が行ったシミュレーション結果を編集して出力する処理部である。

次に、非線形素子を流れる電流ＩＤと両端電圧ＶＤを静特性折線近似回路計算部１４１が算出する処理について説明する。図７は、非線形素子を流れる電流ＩＤと両端電圧ＶＤを静特性折線近似回路計算部１４１が算出する処理を説明するための説明図である。また、図８は、非線形素子を流れる電流ＩＤと両端電圧ＶＤを静特性折線近似回路計算部１４１が算出する処理の処理手順を示すフローチャートである。

この処理では、式（１）に示した非線形素子の両端電圧ＶＤと非線形素子を流れる電流ＩＤとの関係を幾つかの点（Ｘ（ｍ），Ｙ（ｍ））を用いて折れ線で近似して回路計算を行う。具体的には、ａ×（ｘ-Ｘ（ｊ））＋Ｙ（ｊ）−II＝０となるｘを求めることで、非線形素子を流れる電流ＩＤと両端電圧ＶＤの計算を行う。ここで、ａは折れ線のうちの一つの直線の傾き、Ｘ（ｊ）とＹ（ｊ）は折れ線近似の点（Ｘ（ｍ），Ｙ（ｍ））のうちの一つ、ｊは対象の直線の区間を示す値である。

図７および図８に示すように、静特性折線近似回路計算部１４１による処理手順は以下の通りである。
（１）ＶＤの初期値ＶＤ（ｎ）をｘ０に設定する（ステップＳ１）。
（２）Ｘ（ｊ）≦ｘ０＜Ｘ（ｊ＋１）となるｊを求める（ステップＳ２）。
（３）傾きａ＝（Ｙ（ｊ＋１）−Ｙ（ｊ））／（Ｘ（ｊ＋１）−Ｘ（ｊ））を求める（ステップＳ３）。
（４）直線の方程式からｘ１＝Ｘ（ｊ）−（Ｙ（ｊ）−II）／ａを計算してｘ軸との交点ｘ１を求める（ステップＳ４）。
（５）Ｘ（ｊ）≦ｘ１＜Ｘ（ｊ＋１）を判定する（ステップＳ５）。ｘ１が範囲内であれば（７）に進む。ｘ１が範囲外であれば（６）に進む。
（６）ｘ０にｘ１を代入し（ステップＳ６）、（２）へ進む。
（７）ＶＤ（ｎ＋１）にｘ１を代入し（ステップＳ７）、これをＶＤの値とする。

このように、静特性折線近似回路計算部１４１が非線形素子の静特性を折れ線で近似して回路計算を行うことによって、計算負荷の大きい指数関数の計算をなくし、効率良く回路計算を行うことができる。また、折れ線近似で用いる点（Ｘ（ｍ），Ｙ（ｍ））の数に誤差が依存するため、モデル作成時に誤差が考慮され、解析実行時には誤差を考慮する必要がなくなる。したがって、解析実行時に誤差の影響を判断する計算手法に関する高度な知識を不要とすることができる。

また、折れ線の傾きをパラメータとして調整することによって、ＳｉＣのダイオードやＭＯＳＦＥＴなどをシミュレーションすることができ、ＳｉＣのダイオードやＭＯＳＦＥＴなどの実用化検討などを行うことができる。

次に、本実施例に係るインバータシミュレーション装置１００によるインバータ動作シミュレーションの例について説明する。図９は、シミュレーション対象のインバータの構成を示す図である。このインバータは、３相の構成で、直流電圧は４０８．５Ｖである。この直流電圧は、変調度０．８において線間で出力電圧２００Ｖ（ｒｍｓ）を発生する値である。また、インバータのスイッチングパルスは、２ｋＨｚの三角波と５０Ｈｚの３相交流の比較により発生する。この時、デバイスの短絡を防止するデットタイムは１０μｓｅｃとする。デットタイムを考慮したスイッチングパルスは、上アームのデバイスに対しては、三角波をデットタイム１０μｓｅｃに相当する分上側に動かし、一方、下アームではデットタイム相当分下に動かすことにより発生させる。

なお、三角波と比較する５０Ｈｚの３相交流は、変調度０．８となる値で固定し、電流制御などのインバータ制御系は付加しない。破線で示すスイッチング回路は、ＭＯＳＦＥＴとＳＢＤ（ＳＢダイオード：ショットキーバリアダイオード）の逆並列として構成する。また、ＭＯＳＦＥＴの逆方向の特性として、ボディーダイオードを模擬するため、ＰｉＮＤ（ＰｉＮダイオード）を逆並列接続する。ＭＯＳＦＥＴ、ＰｉＮＤおよびＳＢＤの上部の抵抗は、各デバイスに流れる電流計測のためであり、１μΩの抵抗である。

ＰＷＭ信号は、電圧源Ｖpwm からゲート抵抗Ｒgを通してＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に入力する。インバータ動作のシミュレーションでは、このスイッチング回路を６個上下に配置して３相インバータを構成する。

インバータ動作のシミュレーション結果（Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖu-vおよび負荷電流）を図１０に示す。シミュレーションは、解析時間幅Δｔ＝１ｎｓｅｃ、解析時間２５ｍｓｅｃとして行い、要した時間は約５時間３０分である。

また、インバータから負荷の方向に電流が流れ出る期間で、ＭＯＳＦＥＴに対してＯＮ→ＯＦＦのゲート信号が入力されたＭＯＳＦＥＴの動作を図１１に示す。同図に示すように、ゲート電圧Ｖgsが減少するとともに、ＭＯＳＦＥＴドレイン・ソース電圧Ｖdsが上昇しドレイン電流Ｉdが減少している。なお、損失計算は、Ｖgs×Ｉg＋Ｖds×Ｉdを１周期分積分することによって算出することができる。

上述してきたように、本実施例では、静特性折線近似回路計算部１４１がＭＯＳＦＥＴやダイオードなどの静特性を折れ線で近似して回路計算を行うこととしたので、インバータシミュレーション装置１００は、効率良く回路計算を行うことができ、インバータ動作１周期分を直接シミュレーションすることができる。

また、インバータシミュレーション装置１００がインバータ動作１周期分を直接シミュレーションすることによって、インバータ設計に必要な損失と電圧跳ね上がりを一度に解析することができる。

また、インバータシミュレーション装置１００がインバータの動作を効率良くシミュレーションすることによって、従来のようにパワーデバイスが与えられた条件の下でインバータの設計を行うのではなく、パワーデバイスの設計も含めたインバータ設計を行うことができる。

すなわち、図１２に示すように、電気解析・設計、コスト−性能評価およびパワーデバイス解析・設計のループを繰り返しながらインバータの設計を行うことができる。このように、電気解析・設計、コスト−性能評価およびパワーデバイス解析・設計のループを繰り返しながらインバータの設計を行うことによって、インバータの高調波出力などを評価しながらインバータの設計を行うことができる。このため、電力供給システムと協調のとれたインバータ設計が可能となる。

なお、本実施例では、インバータシミュレーション装置について説明したが、インバータシミュレーション装置が有する構成をソフトウェアによって実現することで、同様の機能を有するインバータシミュレーションプログラムを得ることができる。そこで、このインバータシミュレーションプログラムを実行するコンピュータについて説明する。

図１３は、本実施例に係るインバータシミュレーションプログラムを実行するコンピュータの構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、このコンピュータ２００は、ＲＡＭ２１０と、ＣＰＵ２２０と、ＨＤＤ２３０と、ＬＡＮインタフェース２４０と、入出力インタフェース２５０と、ＤＶＤドライブ２６０とを有する。

ＲＡＭ２１０は、プログラムやプログラムの実行途中結果などを記憶するメモリであり、ＣＰＵ２２０は、ＲＡＭ２１０からプログラムを読み出して実行する中央処理装置である。ＨＤＤ２３０は、プログラムやデータを格納するディスク装置であり、ＬＡＮインタフェース２４０は、コンピュータ２００をＬＡＮ経由で他のコンピュータに接続するためのインタフェースである。入出力インタフェース２５０は、マウスやキーボードなどの入力装置および表示装置を接続するためのインタフェースであり、ＤＶＤドライブ２６０は、ＤＶＤの読み書きを行う装置である。

そして、このコンピュータ２００において実行されるインバータシミュレーションプログラム２１１は、ＤＶＤに記憶され、ＤＶＤドライブ２６０によってＤＶＤから読み出されてコンピュータ２００にインストールされる。あるいは、このインバータシミュレーションプログラム２１１は、ＬＡＮインタフェース２４０を介して接続された他のコンピュータシステムのデータベースなどに記憶され、これらのデータベースから読み出されてコンピュータ２００にインストールされる。そして、インストールされたインバータシミュレーションプログラム２１１は、ＨＤＤ２３０に記憶され、ＲＡＭ２１０に読み出されてＣＰＵ２２０によって実行される。

次に、本実施例に係るＩＧＢＴモデルについて説明する。ＩＧＢＴは、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタの組み合わせで表す。図１７に、ＩＧＢＴモデルを示す。ＭＯＳＦＥＴ部分については、図２に示したＭＯＳＦＥＴモデルを用いる。バイポーラトランジスタの部分は、２つのダイオードと２つの電流源によりモデル化する。ここで、２つのダイオードはそれぞれベースエミッタ接合の電流およびベースコレクタ接合を模擬している。また、ダイオードについては、図３に示したダイオードモデルを用いる。

電流源Ｉ_Qはベースチャージの変化により発生するベース領域を通過する電流の動的な振る舞いを模擬する（図１８(a)、式(５)参照）。電流源Ｉ_pCはコレクタのホール電流であり、ＩＧＢＴターンオフ時のテール電流を模擬している（式(４)参照）。図１８(b)は空乏層の回路モデルを示す。この回路モデルにより、コレクタ空乏層幅ｘ_jからｄｘ_j／ｄｔを求める。図１７、図１８および以下の式（４）〜（１３）を組み合わせることで、ＩＧＢＴの振る舞いを模擬する。図１９にこのＩＧＢＴモデルで用いている物理定数を示す。また、図２０にＩＧＢＴのパラメータを示す。パラメータの値はデータシートに基づき設定する。

式（４）〜（１３）の実装モデルとしては、折れ線近似モデルまたは数式モデルを用いる。折れ線近似モデル（回路モデル）による加減算は、図２１（ａ）に示すように、制御電流源を並列接続または制御電圧源を直列接続して行う。平方根、tanhおよびcoshなどの関数は、非線形折れ線抵抗を用いて、図２１（ｂ）のように行う。また、各変数の特性を把握し、比較的変化の小さい変数Ｔ_d（式(７)）、および、感度の小さい変数式(９)のｗについては一定値とする。

式(４)のＦ₁×Ｑ₀’およびＦ₂×（Ｑ₀’-Ｉ_Q）の乗算については、シミュレーションで計算済みの値、すなわちΔｔ前の値を用いて計算する乗算ブロックを用いる。ここで、Ｑ₀’＝Ｑ₀／τ_bとする。なお、時間遅れの影響は、時間刻みΔｔを大きくする場合の計算精度および解の安定性に影響する。したがって、時間おくれのない乗算ブロックを用いれば、折れ線近似モデルの高精度化および計算刻み幅の拡大によるシミュレーションの高速化が図れる。

折れ線近似モデルによる方法では、乗算部分のみシミュレーションで計算済みの値を用いて、演算を実施している。この演算方法を拡張して、式(４)〜(１３)をシミュレーションで計算済みの値を用いて同時に演算する方法を数式モデルと呼ぶこととする。

ＩＧＢＴモデルの数式モデル部分と回路モデル部分の組み合わせの様子を図２２に示す。数式モデルは、回路計算ソルバーの計算済みの値ｘi(ｔ-Δｔ)から、式（４）〜（１３）の演算に必要な、Ｉ_DE、Ｑ、Ｖ_d,katおよびｄｘ_j／ｄｔを抽出し関数演算により高速にｘ_j、Ｉ_QおよびＩ_pCを求める。これら関数の出力は、外部電圧・電流源により回路計算ソルバーが時刻ｔの状態を演算するための入力とする。

ＩＧＢＴモデルについて回路モデルによる方法と数式モデルによる方法の計算時間を、全体１０μ秒のダブルパルス試験で比較すると、回路モデルの計算時間６秒に対し数式モデルは３秒であり、計算時間が約半分に短縮する。これらモデルの精度は、スイッチング損失Ｅsw（Ｅon+Ｅoff）およびサージ過電圧に関しては、同程度である。

図２４にダブルパルス試験によるＩＧＢＴモデルの検証結果を示す。図２４（ａ）にターンオン波形を示し、図２４（ｂ）にターンオフ波形を示す。これらの図は、数式モデルと実測との対比を示している。これらの図から、ＩＧＢＴを高精度で模擬できることがわかる。

以上のように、本発明に係るインバータシミュレーション装置、インバータシミュレーションプログラムおよびインバータ設計方法は、インバータの設計に有用であり、特に、インバータの設計を電力供給システムと協調をとりながら行う場合に適している。

本実施例に係るインバータシミュレーション装置の構成を示す機能ブロック図である。本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルを示す図である。本実施例に係るダイオードモデルを示す図である。本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルの非線形の静特性を主回路の線形抵抗および電圧制御電圧源（Ｖmos1）、飽和判定回路とゲート（ＧＡＴＥ）判定回路で構成した例を示す図である。本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルのドレイン・ソース間電圧（ＶＤＳ）とドレイン電流（ＩＤ）の非線形の静特性を示す例である。本実施例に係るＭＯＳＦＥＴモデルのゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）とドレイン電流（ＩＤ）の非線形の静特性を示す例である。非線形素子を流れる電流と両端電圧を静特性折線近似回路計算部が算出する処理を説明するための説明図である。非線形素子を流れる電流と両端電圧を静特性折線近似回路計算部が算出する処理の処理手順を示すフローチャートである。シミュレーション対象のインバータの構成を示す図である。インバータ動作のシミュレーション結果を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ動作のシミュレーション結果を示す図である。本実施例に係るインバータ設計方法を示す図である。本実施例に係るインバータシミュレーションプログラムを実行するコンピュータの構成を示す機能ブロック図である。非線形素子を含む回路の一例を示す図である。非線形素子を流れる電流と両端電圧を算出する従来の算出手順を説明するための説明図である。非線形素子を流れる電流と両端電圧を算出する従来の算出手順を示すフローチャートである。本実施例に係るＩＧＢＴモデルを示す図である。蓄積電荷モデルおよび空乏層モデルを示す図である。物理定数を示す図である。ＩＧＢＴのパラメータを示す図である。制御電源による加減算回路を示す図である。数式モデルと回路モデルの組み合わせを示す図である。ＩＧＢＴのスイッチング特性を示す図である。

符号の説明

１００インバータシミュレーション装置
１１０電気回路モデルセット記憶部
１２０デバイスモデルセット記憶部
１３０入力データ生成部
１４０ソルバー部
１４１静特性折線近似回路計算部
１５０出力編集部
２００コンピュータ
２１０ＲＡＭ
２１１インバータシミュレーションプログラム
２２０ＣＰＵ
２３０ＨＤＤ
２４０ＬＡＮインタフェース
２５０入出力インタフェース
２６０ＤＶＤドライブ

Claims

非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行う回路計算手段を備え、
前記回路計算手段による回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うことを特徴とするインバータシミュレーション装置。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われる非線形素子は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のインバータシミュレーション装置。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるダイオードのモデルは、電圧変化に伴う電流変化を模擬する非線形キャパシタンスおよびリカバリー電源を有することを特徴とする請求項２に記載のインバータシミュレーション装置。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるＭＯＳＦＥＴのモデルは、ゲートと主回路の相互作用を模擬する線形・非線形キャパシタンスを有することを特徴とする請求項２に記載のインバータシミュレーション装置。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるダイオードのモデルは、パラメータ調整によりＳｉＣのダイオードのシミュレーションが可能であることを特徴とする請求項３に記載のインバータシミュレーション装置。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるＭＯＳＦＥＴのモデルは、パラメータ調整によりＳｉＣのＭＯＳＦＥＴのシミュレーションが可能であることを特徴とする請求項４に記載のインバータシミュレーション装置。
非線形素子の静特性を折れ線近似して回路計算を行う回路計算手順と、
前記回路計算手順による回路計算結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うシミュレーション手順と
をコンピュータに実行させることを特徴とするインバータシミュレーションプログラム。
インバータの動作をシミュレーションして電気解析・設計を行う電気解析・設計工程と、
前記電気解析・設計工程による電気解析・設計の結果を評価する性能評価工程と、
前記性能評価工程による評価結果に基づいてインバータに用いるパワーデバイスの解析・設計を行うパワーデバイス解析・設計工程と
を含み、
前記電気解析・設計工程、前記性能評価工程および前記パワーデバイス解析・設計工程を繰り返すことを特徴とするインバータ設計方法。
前記電気解析・設計工程、前記性能評価工程および前記パワーデバイス解析・設計工程を繰り返すことを特徴とするインバータ設計方法を用いて、インバータのコンパクト化と高効率化を実現することを特徴とする請求項８に記載のインバータ設計方法。
前記電気解析・設計工程は、非線形素子の静特性を折れ線近似して行った回路計算の結果を用いてインバータ動作１周期分のシミュレーションを行うシミュレーション工程を含んだことを特徴とするインバータ設計方法。
前記回路計算手段により静特性が折れ線近似されて回路計算が行われるＩＧＢＴのモデルは、前記ダイオードのモデル、前記ＭＯＳＦＥＴのモデル、ベースチャージの変化により発生するベース領域を通過する電流の動的な振る舞いを模擬する第１の電流源およびターンオフ時のテール電流を模擬する第２の電流源を有することを特徴とする請求項２に記載のインバータシミュレーション装置。
前記第１の電流源および第２の電流源の特性が折れ線近似されて回路計算が行われることを特徴とする請求項１１に記載のインバータシミュレーション装置。
前記第１の電流源および第２の電流源の特性が関数により与えられ、
前記回路計算手段は、ある時刻の回路計算を行う場合に、一つ前の刻み時刻に対して行った回路計算結果を用いて前記第１の電流源および第２の電流源を関数計算によりもとめ、該もとめた第１の電流源および第２の電流源を用いて当該時刻の回路計算を行うことを特徴とする請求項１１に記載のインバータシミュレーション装置。