JP2009017772A - Dc/dc power converter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換する、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a DC / DC power conversion device that converts a DC voltage into a DC voltage that is stepped up or stepped down.
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路で構成され、インバータ回路で交流電圧を作り、更に、多倍圧整流回路で高圧直流電圧を作り負荷に供給する（例えば、特許文献１参照）。
また、従来の別例によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチとダイオードと平滑コンデンサとコイルとから構成され、半導体スイッチのスイッチングを利用しコイルへのエネルギ蓄積とコイルからのエネルギの放出を交互に繰り返すことにより、直流電圧から直流電圧の変換を行い負荷にエネルギを供給する（例えば、非特許文献１参照）。
A DC / DC converter as a conventional DC / DC power converter includes an inverter circuit including at least two semiconductor switches each including a semiconductor switch connected to a positive potential and a semiconductor switch connected to a negative potential. It is composed of a multiple voltage rectifier circuit with a plurality of rectifiers connected in series and a plurality of capacitors connected in series. Is supplied to the load (see, for example, Patent Document 1).
In addition, a DC / DC converter as a DC / DC power conversion device according to another conventional example is composed of a semiconductor switch, a diode, a smoothing capacitor, and a coil. By alternately repeating the energy release, the DC voltage is converted to the DC voltage and the energy is supplied to the load (for example, see Non-Patent Document 1).
上記特許文献１による従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、整流器の直列段数比以上に昇圧することはできないが、出力電圧値を低く調整しようとすると、インバータ回路を構成する半導体スイッチのオン時間を制御することにより移行するエネルギ量を制限したり、半導体スイッチのオン時間は一定にして、単位時間当たりのオン信号の発生回数を制御することにより移行するエネルギ量を制限する必要があった。
前者の方法では、半導体スイッチに電流が流れている途中で半導体スイッチを遮断するため、エネルギ損失が大きくなり電力変換効率が低下する。また後者の方法では、エネルギを移行するコンデンサの充放電時の電圧差が大きくなり、１サイクル当たりのエネルギ移行量が大きくなってエネルギ損失も大きくなる。このため、後者の方法でも電力変換効率が低下するという問題点があった。
また、非特許文献１に示されたコイルを用いた従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、半導体スイッチのオン時間を制御することにより、出力電圧値の昇圧調整や降圧調整は可能となるが、入出力電圧比が大きくなると使用するコイルが大きく重くなるという問題点があった。
In the conventional DC / DC power converter according to
In the former method, since the semiconductor switch is cut off while the current is flowing through the semiconductor switch, energy loss increases and power conversion efficiency decreases. In the latter method, the voltage difference during charging / discharging of the capacitor that transfers energy increases, the amount of energy transfer per cycle increases, and the energy loss increases. For this reason, there is a problem that the power conversion efficiency is lowered even in the latter method.
Further, in the conventional DC / DC power conversion device using the coil shown in Non-Patent
この発明は、上記のような課題を解消するために成されたものであって、電力変換効率の低下を抑制しつつ出力電圧を調整できると共に、入出力電圧比が比較的大きい場合でも小形軽量なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is capable of adjusting the output voltage while suppressing a decrease in power conversion efficiency, and is small and light even when the input / output voltage ratio is relatively large. An object is to obtain a simple DC / DC power converter.
この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路とを備える。上記コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、半導体スイッチング素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る駆動用インバータ回路と、半導体スイッチング素子あるいはダイオード素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る整流回路とによる複数の回路を直列に接続すると共に、上記各回路内の上記高圧側素子と上記低圧側素子との接続点を中間端子として、上記回路間となる該中間端子間にエネルギ移行用のコンデンサを配して構成され、低電圧側入出力端子対と高電圧側入出力電圧端子対とを有して直流／直流変換を行う。上記インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、２直列の半導体スイッチング素子あるいは半導体スイッチング素子とダイオード素子との２直列素子から成る駆動用素子直列体と、該駆動用素子直列体の２素子の接続点に接続されるエネルギ移行用のインダクタと、負極電圧端子を共通とする２組の入出力電圧端子対とを有して直流／直流変換を行う。そして、上記インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路を、上記コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の高電圧側、低電圧側のいずれかに接続し、上記コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の高電圧側入出力電圧あるいは低電圧側入出力電圧を上記インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路により電圧調整するものである。 The DC / DC power conversion device according to the present invention includes a capacitor type DC / DC power conversion circuit and an inductor type DC / DC power conversion circuit. The capacitor-type DC / DC power conversion circuit includes a driving inverter circuit formed by connecting a high-voltage side element and a low-voltage side element made of a semiconductor switching element in series and connected between the positive and negative terminals of a smoothing capacitor, a semiconductor switching element or a diode A high voltage side element composed of elements and a low voltage side element are connected in series and a rectifier circuit formed by connecting between the positive and negative terminals of a smoothing capacitor is connected in series, and the high voltage side element in each circuit The low voltage side input / output terminal pair and the high voltage side input / output voltage terminal are configured by using a connection point with the low voltage side element as an intermediate terminal and an energy transfer capacitor between the intermediate terminals between the circuits. It has a pair and performs DC / DC conversion. The inductor type DC / DC power conversion circuit includes a driving element series body composed of two series semiconductor switching elements or two series elements of a semiconductor switching element and a diode element, and a connection point between the two elements of the driving element series body. DC / DC conversion is performed by having an energy transfer inductor connected to the power source and two input / output voltage terminal pairs having a common negative voltage terminal. The inductor type DC / DC power conversion circuit is connected to either the high voltage side or the low voltage side of the capacitor type DC / DC power conversion circuit, and the high voltage side of the capacitor type DC / DC power conversion circuit. The voltage of the input / output voltage or the low voltage side input / output voltage is adjusted by the inductor type DC / DC power conversion circuit.
この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路とを接続して、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の一方の入出力電圧をインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路により電圧調整するため、電力変換効率の低下を抑制しつつＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の出力電圧調整が可能になる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路にて担う電圧調整を、比較的小さな電圧比の電圧変換による電圧調整にすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の入出力電圧比が比較的大きい場合でも小形軽量なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得ることができる。 A DC / DC power conversion device according to the present invention connects a capacitor type DC / DC power conversion circuit and an inductor type DC / DC power conversion circuit, and connects one input / output voltage of the capacitor type DC / DC power conversion circuit to an inductor. Since the voltage is adjusted by the expression DC / DC power conversion circuit, the output voltage of the entire DC / DC power conversion device can be adjusted while suppressing a decrease in power conversion efficiency. In addition, when the voltage adjustment performed by the inductor type DC / DC power conversion circuit is voltage adjustment by voltage conversion with a relatively small voltage ratio, the input / output voltage ratio of the entire DC / DC power conversion device is relatively large However, a small and light DC / DC power converter can be obtained.
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の全体構成を示すブロック構成図である。
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、インダクタ式電力変換回路２および制御回路３と、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）および高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcoma）とから成る。なお、２組の入出力電圧端子対の負極電圧端子Vcom、Vcomaは、この場合、共通の電圧端子で接地されている。そして、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
A DC / DC power converter according to
1 is a block diagram showing the overall configuration of a DC / DC power converter according to
As shown in FIG. 1, the DC / DC power conversion apparatus includes a capacitor-type DC / DC
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、電圧端子VLa、Vcoma、VHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２との接続端子Tm-Vs1を備えている。この回路１の低電圧側の入出力電圧端子対（VLa、Vcoma）と高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcoma）との負極電圧端子Vcomaは、この場合、共通である。また、高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcoma）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcoma）となる。
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力したり、高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する機能を有する。
The capacitor type DC / DC
The capacitor-type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧端子VA、Vcom、VLと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs1を備えている。この回路２の２組の入出力電圧端子対（VA、Vcom）、（VL、Vcom）は、負極電圧端子Vcomが共通で、一方の入出力電圧端子対（VA、Vcom）がコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側の入出力電圧端子対（VLa、Vcoma）に接続される。この場合、正極電圧端子VA、VLaが互いに接続され、負極電圧端子Vcom、Vcomaは共通である。また、他方の入出力電圧端子対（VL、Vcom）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）となる。
そして、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧V2を、昇圧あるいは降圧された電圧V1にして他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力したり、逆に入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、昇圧あるいは降圧された電圧V2にしてコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する機能を有する。
The inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
制御回路３は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２を駆動するためのゲート信号GatexL、GatexH、GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、２に出力する。また、電圧端子VLの電圧（V1）および電圧端子VHの電圧（V3）が入力されている。
The
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の詳細構成を、図２に基づいて以下に説明する。上述したように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力したり、高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC
図２に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続した４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を直列接続して構成される。そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、所定の１回路となる回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間に、エネルギ移行用のコンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
As shown in FIG. 2, the capacitor type DC / DC
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、電源Vs1〜Vs4とゲート駆動回路111〜114とフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を備える。
また、上述したように、電圧端子VLa、Vcom、VHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２との接続端子Tm-Vs1とを備えている。
Further, the capacitor type DC / DC
Further, as described above, the voltage terminals VLa, Vcom, VH and the connection terminal Tm-Vs1 for connecting to the inductor type DC / DC
次に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内の接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサCs1の低電圧側端子は、電圧端子Vcomaと電源Vs1の負電圧端子に接続される。平滑コンデンサCs1の高電圧側端子は、電圧端子VLaと平滑コンデンサCs2の低電圧側端子と電源Vs2の負電圧端子に接続される。平滑コンデンサCs2の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs3の低電圧側端子と電源Vs3の負電圧端子に接続される。平滑コンデンサCs3の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs4の低電圧側端子と電源Vs4の負電圧端子に接続される。平滑コンデンサCs4の高電圧側端子は電圧端子VHに接続される。電源Vs1の正電圧端子は接続端子Tm−Vs1に接続される。
Mos1Lのソース端子は電圧端子Vcomaに、Mos1Hのドレイン端子とMos2Lのソース端子とは平滑コンデンサCs1の高電圧側端子に接続され、Mos2Hのドレイン端子とMos3Lのソース端子とは平滑コンデンサCs2の高電圧側端子に接続される。Mos3Hのドレイン端子とMos4Lのソース端子は平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続され、Mos4Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs4の高電圧側端子に接続される。
Next, details of connections in the capacitor type DC / DC
The low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs1 is connected to the voltage terminal Vcoma and the negative voltage terminal of the power source Vs1. The high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs1 is connected to the voltage terminal VLa, the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2, and the negative voltage terminal of the power source Vs2. The high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2 is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3 and the negative voltage terminal of the power source Vs3. The high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3 is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs4 and the negative voltage terminal of the power supply Vs4. The high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs4 is connected to the voltage terminal VH. The positive voltage terminal of the power supply Vs1 is connected to the connection terminal Tm−Vs1.
The source terminal of Mos1L is connected to the voltage terminal Vcoma, the drain terminal of Mos1H and the source terminal of Mos2L are connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs1, and the drain terminal of Mos2H and the source terminal of Mos3L are the high voltage of the smoothing capacitor Cs2. Connected to the side terminal. The drain terminal of Mos3H and the source terminal of Mos4L are connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3, and the drain terminal of Mos4H is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs4.
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC14の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos4LとMos4Hとの接続点に接続されている。
またMos1L、Mos1Hのゲート端子はゲート駆動回路111の出力端子に接続され、ゲート駆動回路111の入力端子には、Mos1Lのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。同様に、（Mos2L、Mos2H）〜（Mos4L、Mos4H）のゲート端子はゲート駆動回路112〜114の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112〜114の入力端子には、Mos2L〜Mos4Lのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。なお、ゲート駆動回路111〜114は、一般的なブートストラップ方式の駆動回路であり、ハーフブリッジインバータ回路駆動用のドライバICや高電圧側のMOSFETを駆動するためのコンデンサ等で構成されている。
One end of the LC series LC12 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H. One end of the LC series LC13 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H. One end of the LC series LC14 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos4L and Mos4H.
The gate terminals of Mos1L and Mos1H are connected to the output terminal of the
Mos1L駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ121Lから、Mos1H駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ121Hから出力される。同様に、Mos2L〜Mos4L駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ122L〜124Lから、Mos2H〜Mos4H駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ122H〜124Hから出力される。フォトカプラ121L〜124L、121H〜124Hには、制御回路３から出力されるゲート信号GateL、GateHが入力される。
The gate drive signal for driving Mos1L is output from the
次にコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の動作について説明する。
まず、低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力する昇圧回路として動作する場合について説明する。
回路Ａ１は、入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路として動作する。また、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により各回路が駆動される。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC
First, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma on the low voltage side is changed to the voltage V3 boosted by about 4 times and output between the input / output voltage terminals VH and Vcoma on the high voltage side. A case of operation will be described.
The circuit A1 operates as a driving inverter circuit that sends energy input between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma to the high voltage side by the on / off operation of the MOSFETs (Mos1L, Mos1H). The circuits A2, A3, and A4 operate as a rectifier circuit that rectifies the current driven by the driving inverter circuit A1 and transfers energy to the high voltage side. Gate signals (GateL, GateH) are output from the
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。
上述したように、入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力するため、電圧端子VH、Vcoma間からエネルギを出力している状態となり、電圧V3は4×V2よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V2の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V3−V2)／3の電圧が充電されている。
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr13, and Cr14.
As described above, the voltage V2 inputted between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma is changed to the voltage V3 boosted about four times and outputted between the input / output voltage terminals VH and Vcoma. Energy is output from the middle, and the voltage V3 is lower than 4 × V2. In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V2, and the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 are charged with an average voltage of (V3−V2) / 3.
ゲート信号（GateL、GateH）と、駆動用インバータ回路Ａ１および整流回路Ａ２〜Ａ４内の高圧側MOSFET（Mos1H、Mos2H〜Mos4H）に流れる電流と低圧側MOSFET（Mos1L、Mos2L〜Mos4L）に流れる電流とを図３に示す。駆動用インバータ回路Ａ１内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
図３に示すように、ゲート信号（GateL、GateH）は、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号である。
The gate signal (GateL, GateH), the current flowing in the high-voltage side MOSFETs (Mos1H, Mos2H-Mos4H) and the current flowing in the low-voltage side MOSFETs (Mos1L, Mos2L-Mos4L) in the drive inverter circuit A1 and rectifier circuits A2-A4 Is shown in FIG. In the MOSFET in the drive inverter circuit A1, current flows from the drain to the source, and in the MOSFET in the rectifier circuits A2 to A4, current flows from the source to the drain. The MOSFET is turned on when the gate signal is high.
As shown in FIG. 3, the gate signals (GateL, GateH) are on / off signals having a resonance period T determined by the LC serial bodies LC12, LC13, LC14 of Lr and Cr and a duty of about 50%.
低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
When Mos1L, Mos2L, Mos3L, and Mos4L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference. Some energy is transferred to the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 through the following path.
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Next, when Mos1H, Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on by the gate signal GateH to the high-voltage side MOSFET, the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 are charged because there is a voltage difference. The energy transferred to the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 through the following path.
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力する。 In this way, energy is transferred from the smoothing capacitor Cs1 to the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14. Then, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma is changed to a voltage V3 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VH and Vcoma.
次に、入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する降圧回路として動作する場合について説明する。
この場合、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により各回路が駆動される。
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力するため、電圧端子VLa、Vcoma間からエネルギを出力している状態となり、電圧V3は4×V2よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V2の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V3−V2)／3の電圧が充電されている。
Next, the voltage V3 input between the input / output voltage terminals VH and Vcoma is changed to a voltage V2 that is stepped down by about 1/4 to operate as a step-down circuit that outputs between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma. explain.
In this case, the circuits A2, A3, and A4 operate as driving inverter circuits, and the circuit A1 operates as a rectifying circuit that rectifies the current driven by the driving inverter circuit and shifts energy to the low voltage side. Gate signals (GateL, GateH) are output from the
Capacitor-type DC / DC
ゲート信号（GateL、GateH）と、駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４および整流回路Ａ１内の高圧側MOSFET（Mos2H〜Mos4H、Mos1H）に流れる電流と低圧側MOSFET（Mos2L〜Mos4L、Mos1L）に流れる電流とを図４に示す。駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ１内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
図４に示すように、ゲート信号（GateL、GateH）は、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号であることは昇圧動作の場合と同様である。
The gate signal (GateL, GateH), the current flowing through the high-voltage side MOSFETs (Mos2H-Mos4H, Mos1H) and the current flowing through the low-voltage side MOSFETs (Mos2L-Mos4L, Mos1L) in the drive inverter circuits A2-A4 and rectifier circuit A1 Is shown in FIG. In the MOSFETs in the drive inverter circuits A2 to A4, current flows from the drain to the source, and in the MOSFET in the rectifier circuit A1, current flows from the source to the drain. The MOSFET is turned on when the gate signal is high.
As shown in FIG. 4, the gate signal (GateL, GateH) is an on / off signal having a resonance period T determined by the LC serial bodies LC12, LC13, and LC14 of Lr and Cr and having a duty of about 50%. This is the same as in the case of operation.
高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
When the high-side MOSFETs Mos2H, Mos3H, Mos4H, and Mos1H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A2 to A4 and A1, are turned on by the gate signal GateH to the high-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so that they are stored in the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 A part of the energy transferred to the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 through the following path.
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Next, when Mos2L, Mos3L, Mos4L, and Mos1L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A2 to A4 and A1, are turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference. The charged energy is transferred to the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 through the following path.
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 to the smoothing capacitor Cs1 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14. Then, the voltage V3 input between the input / output voltage terminals VH and Vcoma is converted to a voltage V2 that is stepped down by about 1/4 and output between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma.
上記昇圧、降圧の動作において、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、半導体スイッチング素子の状態がオン／オフ変化する際の過渡的な損失が無く、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
In the step-up and step-down operations, the inductors Lr12, Lr13, and Lr14 are connected in series to the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 to form the LC series body LC12, LC13, and LC14. Therefore, there is no transient loss when the state of the semiconductor switching element changes on / off, and a large amount of energy can be transferred efficiently.
Further, in this embodiment, since a MOSFET is used for the rectifier circuit, conduction loss can be reduced as compared with a diode using a diode, and the efficiency of power conversion can be improved.
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs1の両端子に入出力端子となる低電圧側の電圧端子VLa、Vcomaが接続された回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した。
この実施の形態におけるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14に流れる電流値をI12、I13、I14とし、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧をV12、V13、V14とする。そして、比較例として、隣接する回路間、即ちＡ１、Ａ２間、Ａ２、Ａ３間、Ａ３、Ａ４間で中間端子（低圧側MOSFETと高圧側MOSFETとの接続点）間に、ＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続して、同様に動作させた場合を考える。この比較例におけるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34に流れる電流値をI12r、I23r、I34rとし、ＬＣ直列体LC12、LC23、LC34内のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の電圧をV12r、V23r、V34rとすると、
Further, in this embodiment, between the circuit A1 in which the low voltage side voltage terminals VLa and Vcoma serving as input / output terminals are connected to both terminals of the smoothing capacitor Cs1, and the other circuits A2, A3 and A4, LC series LC12, LC13, and LC14 were connected.
In this embodiment, current values flowing in the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 are I12, I13, and I14, and voltages of the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 are V12, V13, and V14. As a comparative example, an LC series body LC12 between adjacent circuits, that is, between A1, A2, A2, A3, A3, A4, between intermediate terminals (connection point between the low voltage side MOSFET and the high voltage side MOSFET), Consider a case where LC23 and LC34 are connected and operated in the same manner. In this comparative example, the current values flowing in the LC series bodies LC12, LC23, LC34 are I12r, I23r, I34r, and the voltages of the capacitors Cr12, Cr23, Cr34 in the LC series bodies LC12, LC23, LC34 are V12r, V23r, V34r. ,
比較例において
I12r：I23r：I34r＝３：２：１
V12r＝V23r＝V34r
であるのに対し、この実施の形態では、
I12＝I13＝I14（＝I34r）
V12：V13：V14＝１：２：３ （V12＝V12r＝V23r＝V34r）
となる。
In the comparative example
I12r: I23r: I34r = 3: 2: 1
V12r = V23r = V34r
In contrast, in this embodiment,
I12 = I13 = I14 (= I34r)
V12: V13: V14 = 1: 2: 3 (V12 = V12r = V23r = V34r)
It becomes.
このように、この実施の形態では、回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記比較例に比べて、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧は増大するものであるが、ＬＣ直列体LC12を流れる電流値を1／3に、また高圧側が回路Ａ３に接続されるＬＣ直列体LC13では、比較例のＬＣ直列体LC23を流れる電流値の1／2に低減できる。即ち、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を流れる電流値を最小のものと等しくできる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。 Thus, in this embodiment, since the LC series bodies LC12, LC13, LC14 are connected between the intermediate terminals of the circuit A1 and the other circuits A2, A3, A4, compared to the comparative example, the capacitors Cr12, Although the voltages of Cr13 and Cr14 increase, the current value flowing through the LC series body LC12 is reduced to 1/3, and the LC series body LC13 whose high voltage side is connected to the circuit A3 has the LC series body LC23 of the comparative example. The current value can be reduced to 1/2. That is, the current value flowing through each LC series LC12, LC13, LC14 can be made equal to the minimum value. For this reason, the current ratings of the inductor Lr and the capacitor Cr of the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 for energy transfer can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced in size.
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１では、電圧V2からV3の昇圧動作と、電圧V3からV2の降圧動作との双方向の電力変換を可能としたが、電圧V2からV3の昇圧動作のみ、あるいは電圧V3からV2の降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
また、この実施の形態では、V2とV3の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
In the capacitor-type DC / DC
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V2 and V3 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion at various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of series circuits A1 to A4. It becomes possible.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の詳細構成を、図５に基づいて以下に説明する。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の入出力電圧端子と共通のVL、Vcom間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に出力したり、逆に入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧して入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
A detailed configuration of the inductor type DC / DC
図５に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）、VLと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs1を備えている。また、高圧側素子、低圧側素子としてのそれぞれ２つのMOSFET（MosxH、MosxL）、（MosyH、MosyL）から成る駆動用素子直列体としての第１の直列体、第２の直列体を備え、第１の直列体（MosxH、MosxL）を入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に接続し、第２の直列体（MosyH、MosyL）を入出力電圧端子VL、Vcom（Vcoma）間に接続する。また、各直列体の２つのMOSFETの接続点間にインダクタとしてのコイルLcを配置し、さらに、第２の直列体（MosyH、MosyL）に並列に接続された平滑コンデンサChを備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、回路内のMOSFETを駆動するための、高圧側のMOSFET駆動電源となる電源Vsx、Vsyと、ゲート駆動回路211、212と、フォトカプラ（221L、221H）、（222L、222H）とを備える。
As shown in FIG. 5, the inductor type DC / DC
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
Further, the inductor type DC / DC
次に、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２内の接続の詳細について説明する。
MosxLのソース端子は、電圧端子VcomとMosyLのソース端子と平滑コンデンサChの低電圧側端子に接続されている。MosxLのドレイン端子は、MosxHのソース端子と、コイルLcの一方の端子と、電源Vsxの低電圧側端子に接続されている。MosxHのドレイン端子は、電圧端子VAに接続されている。MosyLのドレイン端子は、MosyHのソース端子と、コイルLcのもう一方の端子と、電源Vsyの低電圧側端子に接続されている。MosyHのドレイン端子は、電圧端子VLと、平滑コンデンサChの高電圧側端子に接続されている。
またMosxL、MosxHのゲート端子は、ゲート駆動回路211の出力端子に接続され、ゲート駆動回路211の入力端子には、MosxLのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。同様に、MosyL、MosyHのゲート端子はゲート駆動回路212の出力端子に接続され、ゲート駆動回路212の入力端子には、MosyLのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。なお、ゲート駆動回路211、212は、ハーフブリッジインバータ回路駆動用のドライバICであり、低電圧側のMOSFETは接続端子Tm-Vs1を介して電源Vs1で駆動され、高電圧側のMOSFETは電源Vsx、Vsyで駆動される。
Next, details of connections in the inductor type DC / DC
The source terminal of MosxL is connected to the voltage terminal Vcom, the source terminal of MosyL, and the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Ch. The drain terminal of MosxL is connected to the source terminal of MosxH, one terminal of the coil Lc, and the low voltage side terminal of the power source Vsx. The drain terminal of MosxH is connected to the voltage terminal VA. The drain terminal of MosyL is connected to the source terminal of MosyH, the other terminal of the coil Lc, and the low voltage side terminal of the power supply Vsy. The drain terminal of MosyH is connected to the voltage terminal VL and the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Ch.
The gate terminals of MosxL and MosxH are connected to the output terminal of the
MosxL駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ221Lから、MosxH駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ221Hから出力される。同様に、MosyL駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ222Lから、MosyH駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ222Hから出力される。制御回路３からのゲート信号GatexL、GatexHは、それぞれフォトカプラ221L、221Hに、ゲート信号GateyL、GateyHは、それぞれフォトカプラ222L、222Hに入力されている。
The gate drive signal for driving MosxL is output from the
次にインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する第１の場合について説明する。
図６は、MosxH、MosxLのゲート信号GatexH、GatexLと、コイルLc、MosxH、MosxLの各素子を流れる電流とを示した図である。ゲート信号がハイ電圧でMOSFETがオン動作を行なう。コイルLcの電流はコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１からインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２に流れる方向を正、MosxHの電流はドレインからソースに流れる方向を正、MosxLの電流はソースからドレインに流れる方向を正として示した。MosyHは常時オン、MosyLは常時オフしている。
Next, the operation of the inductor type DC / DC
First, a description will be given of a first case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VL and Vcom.
FIG. 6 is a diagram showing gate signals GatexH and GatexL of MosxH and MosxL and currents flowing through the elements of the coils Lc, MosxH and MosxL. The MOSFET is turned on when the gate signal is high. The coil Lc current is positive in the direction flowing from the capacitor DC / DC
MosxHがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積すると同時に電圧端子VL側に移行する。次いでMosxHをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギでMosxLを介してエネルギを電圧端子VL側にさらに移行する。このオンオフ動作は一定の周期で繰り返される。なお、このような降圧動作は、一般的な非絶縁形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の降圧動作と同様である。
ここではMosxLを整流用の素子として利用する。整流素子にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
When MosxH is turned on, energy is accumulated in the coil Lc, and at the same time, the voltage shifts to the voltage terminal VL side. Next, when MosxH is turned off, the energy stored in the coil Lc is further transferred to the voltage terminal VL side via MosxL. This on / off operation is repeated at a constant cycle. Such a step-down operation is the same as the step-down operation of a general non-insulated DC / DC power conversion circuit.
Here, MosxL is used as an element for rectification. Since MOSFETs are used as rectifier elements, conduction loss can be reduced compared to diodes, and power conversion efficiency can be improved.
入出力電圧端子VA、Vcom間に入力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の入出力電圧端子VLa、Vcoma間の電圧であり、電圧V3の約1/4の電圧V2である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧端子VA、Vcom間の電圧を降圧調整して電圧端子VL、Vcom間に出力する。
The voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is a voltage between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma of the capacitor type DC / DC
このため、第１の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcoma）に入力される電圧V3を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により約1/4の電圧V2に降圧し、さらにインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２により電圧V2からそれ以下のゼロ電圧まで電圧を変化させることができる。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V3から、電圧V3の1/4〜0倍の電圧V1に降圧することができる。
また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
For this reason, in the first case, the DC / DC power conversion device uses the capacitor type DC / DC voltage V3 input to the high-voltage input / output voltage terminal pair (VH, Vcoma) of the entire DC / DC power conversion device. The voltage can be stepped down to about 1/4 of the voltage V2 by the DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V1 and adjusting the ON time of MosxH so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する第２の場合について説明する。
図７は、MosyL、MosyHのゲート信号GateyL、GateyHと、コイルLc、MosyL、MosyHの各素子を流れる電流とを示した図である。ゲート信号がハイ電圧でMOSFETがオン動作を行なう。コイルLcの電流はコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１からインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２に流れる方向を正、MosyLの電流はドレインからソースに流れる方向を正、MosyHの電流はソースからドレインに流れる方向を正として示した。MosxHは常時オン、MosxLは常時オフしている。
Next, a description will be given of a second case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is boosted and output between the other input / output voltage terminals VL and Vcom.
FIG. 7 is a diagram showing gate signals GateyL and GateyH of MosyL and MosyH and currents flowing through the elements of the coils Lc, MosyL and MosyH. The MOSFET is turned on when the gate signal is high. The coil Lc current is positive in the direction flowing from the capacitor DC / DC
MosyLがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積する。MosyLをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギと電圧端子VA、Vcom間の蓄積エネルギとを利用して、MosyHを介してエネルギを電圧端子VL側に移行する。このオンオフ動作は一定の周期で繰り返される。なお、このような昇圧動作は、一般的な非絶縁形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の昇圧動作と同様である。
ここではMosyHを整流用の素子として利用する。整流素子にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
When MosyL is turned on, energy is stored in the coil Lc. When MosyL is turned off, energy is transferred to the voltage terminal VL side via MosyH using the energy stored in the coil Lc and the energy stored between the voltage terminals VA and Vcom. This on / off operation is repeated at a constant cycle. Such a boosting operation is the same as the boosting operation of a general non-insulated DC / DC power conversion circuit.
Here, MosyH is used as an element for rectification. Since MOSFETs are used as rectifier elements, conduction loss can be reduced compared to diodes, and power conversion efficiency can be improved.
入出力電圧端子VA、Vcom間に入力される電圧は、電圧V3の約1/4の電圧V2であり、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧端子VA、Vcom間の電圧V2を昇圧調整して電圧端子VL、Vcom間に出力する。
このため、第２の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcoma）に入力される電圧V3を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により約1/4の電圧V2に降圧し、さらにインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２により電圧V2よりも大きな電圧に変化させることができる。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V3から、電圧V3の1/4よりも大きな電圧V1に降圧することができる。
また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
The voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is a voltage V2 that is about 1/4 of the voltage V3, and the inductor type DC / DC
For this reason, in the second case, the DC / DC power conversion device uses the capacitor type DC / DC power supply voltage V3 input to the high voltage side input / output voltage terminal pair (VH, Vcoma) of the entire DC / DC power conversion device. The voltage can be lowered to about 1/4 of the voltage V2 by the DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V1 and adjusting the ON time of MosyL so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する第３の場合について説明する。
図８は、MosyH、MosyLのゲート信号GateyH、GateyLと、コイルLc、MosyH、MosyLの各素子を流れる電流とを示した図である。ゲート信号がハイ電圧でMOSFETがオン動作を行なう。コイルLcの電流はインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２からコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に流れる方向を正、MosyHの電流はドレインからソースに流れる方向を正、MosyLの電流はソースからドレインに流れる方向を正として示した。MosxHは常時オン、MosxLは常時オフしている。
Next, a third case will be described in which the voltage input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VA and Vcom.
FIG. 8 is a diagram showing gate signals GateyH and GateyL of MosyH and MosyL and currents flowing through the elements of the coils Lc, MosyH and MosyL. The MOSFET is turned on when the gate signal is high. The coil Lc current is positive in the direction from the inductor type DC / DC
MosyHがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積すると同時に電圧端子VA側に移行する。次いでMosyHをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギでMosyLを介してエネルギを電圧端子VA側にさらに移行する。このオンオフ動作は一定の周期で繰り返される。なお、このような降圧動作は、一般的な非絶縁形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の降圧動作と同様である。
ここではMosyLを整流用の素子として利用する。整流素子にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
When MosyH is turned on, energy is stored in the coil Lc, and at the same time, the voltage is shifted to the voltage terminal VA side. Next, when MosyH is turned off, the energy stored in the coil Lc is further transferred to the voltage terminal VA side via MosyL. This on / off operation is repeated at a constant cycle. Such a step-down operation is the same as the step-down operation of a general non-insulated DC / DC power conversion circuit.
Here, MosyL is used as an element for rectification. Since MOSFETs are used as rectifier elements, conduction loss can be reduced compared to diodes, and power conversion efficiency can be improved.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子と共通である電圧端子VL、Vcom間に入力される電圧V1を降圧調整して電圧端子VA、Vcom間に電圧V2を出力する。電圧V2は電圧V1からゼロ電圧まで変化させることができる。
このため、第３の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）に入力される電圧V1を、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２により電圧V1〜0の電圧V2に降圧し、さらにコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により電圧V2から約４倍の電圧V3に昇圧する。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも小さな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
The inductor type DC / DC
For this reason, in the third case, the DC / DC power conversion device converts the voltage V1 input to the low-voltage input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) of the entire DC / DC power conversion device to the inductor type DC / DC. The voltage is lowered to the voltage V2 of the voltages V1 to 0 by the DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the ON time of MosyH so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する第４の場合について説明する。
図９は、MosxL、MosxHのゲート信号GatexL、GatexHと、コイルLc、MosxL、MosxHの各素子を流れる電流とを示した図である。ゲート信号がハイ電圧でMOSFETがオン動作を行なう。コイルLcの電流はインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２からコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に流れる方向を正、MosxLの電流はドレインからソースに流れる方向を正、MosxHの電流はソースからドレインに流れる方向を正として示した。MosyHは常時オン、MosyLは常時オフしている。
Next, a fourth case in which the voltage input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is boosted and output between the other input / output voltage terminals VA and Vcom will be described.
FIG. 9 is a diagram showing the gate signals GatexL and GatexH of MosxL and MosxH and the currents flowing through the elements of the coils Lc, MosxL and MosxH. The MOSFET is turned on when the gate signal is high. The current of the coil Lc is positive in the direction flowing from the inductor type DC / DC
MosxLがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積する。次いでMosxLをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギと電圧端子VL、Vcom間の蓄積エネルギとを利用して、MosxHを介してエネルギを電圧端子VA側に移行する。このオンオフ動作は一定の周期で繰り返される。なお、このような昇圧動作は、一般的な非絶縁形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の昇圧動作と同様である。
ここではMosxHを整流用の素子として利用する。整流素子にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
When MosxL is turned on, energy is stored in the coil Lc. Next, when MosxL is turned off, the energy is transferred to the voltage terminal VA side via MosxH using the energy stored in the coil Lc and the energy stored between the voltage terminals VL and Vcom. This on / off operation is repeated at a constant cycle. Such a boosting operation is the same as the boosting operation of a general non-insulated DC / DC power conversion circuit.
Here, MosxH is used as an element for rectification. Since MOSFETs are used as rectifier elements, conduction loss can be reduced compared to diodes, and power conversion efficiency can be improved.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子と共通である電圧端子VL、Vcom間に入力される電圧V1を昇圧調整して電圧端子VA、Vcom間に電圧V1より大きな電圧V2を出力する。
このため、第４の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）に入力される電圧V1を、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２により電圧V1より大きな電圧V2に昇圧し、さらにコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により電圧V2から約４倍の電圧V3に昇圧する。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも大きな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
The inductor type DC / DC
For this reason, in the fourth case, the DC / DC power converter uses the inductor type DC / DC to convert the voltage V1 input to the low voltage side input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) of the entire DC / DC power converter. The voltage is boosted to a voltage V2 larger than the voltage V1 by the DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the on time of MosxL so that the voltage becomes a predetermined value.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作における第１〜第４の場合について説明したが、第１の場合、第２の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も降圧動作を行っている。また、第３の場合、第４の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も昇圧動作を行っている。このように、第１〜第４の場合（動作モード）を切り替えることにより、双方向の電力変換が可能となる。
The first to fourth cases in the operation of the inductor type DC / DC
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２とを組み合わせ、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のゲート信号（GateL、GateH）にて駆動した。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動される。このように、一定のゲート信号で入出力電圧比を、回路数で決まる整数倍に維持するように駆動することで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、電力変換効率を高い状態に維持することができる。
なお、入出力電圧比を変化させるとコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の電力変換効率が低下することについての詳細は、後述する。
As described above, in this embodiment, the capacitor-type DC / DC
Note that details of the reduction in power conversion efficiency of the capacitor-type DC / DC power conversion circuit when the input / output voltage ratio is changed will be described later.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、一方の入出力電圧端子VA、Vcom間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側の電圧端子VLa、Vcoma間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側入出力電圧V2を電圧調整する。このため、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を入出力電圧比を整数倍に維持しても、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の昇圧時の出力電圧V3および降圧時の出力電圧V1のいずれも電圧調整が可能になる。
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２にて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧調整のための電力変換で良いため入出力電圧比を大きくする必要がなく小形軽量な回路となるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても小形軽量化が図れる。
Inductor type DC / DC
Thus, the capacitor type DC / DC
ここで、入出力電圧比を変化させるとコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の電力変換効率が低下する要因について説明する。
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみでの出力電圧の調整は可能であり、第１の比較例として、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の駆動用インバータ回路のオン時間を共振周期の1/2よりも短く変化させ、移行エネルギを制御することで電圧調整する。しかしながら、この場合、MOSFETに電流が導通している状態の途中で遮断動作を行なうため、スイッチング時のエネルギ損失が発生し電力変換効率が低下する。これは、ＬＣ共振を用いないものでも、電流の導通時間を制限することでスイッチング損失が発生し、同様に電力変換効率が低下する。
Here, the factor that the power conversion efficiency of the capacitor type DC / DC
The output voltage can be adjusted only by the capacitor type DC / DC power conversion circuit. As a first comparative example, the ON time of the drive inverter circuit of the capacitor type DC / DC power conversion circuit is set to 1/2 of the resonance period. The voltage is adjusted by changing the energy to a shorter time and controlling the transition energy. However, in this case, since the interruption operation is performed in the middle of the state in which the current is conducted to the MOSFET, energy loss occurs at the time of switching, and the power conversion efficiency is lowered. Even if this does not use LC resonance, a switching loss occurs by limiting the current conduction time, and the power conversion efficiency similarly decreases.
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１のみでの出力電圧を調整する第２の比較例として、図１０に示すように、共振周期でのオンオフ動作は維持しゲート信号のパルスの発生回数を間引くことにより電圧調整する方法がある。この場合、高電圧側の電圧V3が低電圧側の電圧V2の整数倍（n倍）よりも低下すると、エネルギ移行するコンデンサの充放電時の電圧差が大きくなり、１サイクル当たりのエネルギ移行量が大きくなって損失が大きくなる。
回路数がｎ個で入出力電圧比ｎのコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１における、高電圧側の入出力電圧V3と効率の関係を図１１に示す。電圧V3がｎ×V2では効率100％になり、電圧V3の低下に伴って効率は低下する傾向を示す。このように、単位時間当たりの発生パルス数を制限することにより出力電圧を制御すると電力変換効率は低下する。例えば、２倍昇圧動作においてV2を36V、V3を60V（効率100％はV3＝72V）とした場合、効率が83％まで低下してしまう。
なお、この方法においても、ＬＣ共振を利用したものだけではなく、ＬＣ共振を利用しないものも同様に電力変換効率が低下する。
Further, as a second comparative example for adjusting the output voltage of only the capacitor type DC / DC
FIG. 11 shows the relationship between the input / output voltage V3 on the high voltage side and the efficiency in the capacitor-type DC / DC
In this method as well, not only the method using the LC resonance but also the method not using the LC resonance similarly reduces the power conversion efficiency.
次に、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみでＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成した装置は、大きく重くなることについて説明する。
電圧V1が144V、電圧V2が162.5V、電圧V3が650Vの昇圧動作の上記実施の形態の場合と、第３の比較例として、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみの構成で電圧を144Vから650Vに昇圧変換する場合において、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のコイルの大きさについて比較する。
まず、双方のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のコイルのインダクタンス値を見積もる。
Next, it will be described that a device in which a DC / DC power conversion device is configured only by an inductor type DC / DC power conversion circuit becomes large and heavy.
The voltage V1 is 144 V, the voltage V2 is 162.5 V, and the voltage V3 is 650 V in the above-described embodiment, and as a third comparative example, the voltage is changed from 144 V with only an inductor type DC / DC power conversion circuit. In the case of step-up conversion to 650 V, the coil size of the inductor type DC / DC power conversion circuit is compared.
First, the inductance values of the coils of both inductor type DC / DC power conversion circuits are estimated.
この実施の形態の場合（144Vから162.5Vに昇圧）、入力（144V側）の平均電流を90A、駆動周波数を10kHz、コイルに流れる電流の最小値から最大値までのリプル電流ΔIを平均電流90Aの1/3の30Aとする。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の電圧変換は144Vから162.5Vであることから、半導体スイッチング素子のオン時間Tonは、
次に、第３の比較例の場合（144Vから650Vに昇圧）、同様に、入力（144V側）の平均電流を90A、駆動周波数を10kHz、コイルに流れる電流の最小値から最大値までのリプル電流ΔIを平均電流90Aの1/3の30Aとする。インダクタ式の電圧変換は144Vから650Vであることから、半導体スイッチング素子のオン時間Tonは、
この実施の形態のコイル（54.6μH）と第３の比較例のコイル（374μH）における、許容平均電流値と体積との関係を図１２に示す。２つのコイルの平均電流値は90Aであることから、この実施の形態のコイル（54.6μH）の大きさは0.3Lであり、第３の比較例のコイル（374μH）の大きさは1.6Lであることがわかる。コイルの重さは大きさに比例することから、第３の比較例のコイル（374μH）は各段と大きく重いことが判る。
従って、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみでＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成した装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は不要であるが、使用するコイルが非常に大きく重くなる。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、上述のように半導体スイッチング素子の過渡的な損失が無いため、その駆動周波数を大きくすることができ、使用するインダクタやコンデンサが小形化できると共に、効率も良いため放熱部品も小さく済むことから、小形軽量である。よって、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の組み合わせから構成された、この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみで構成されたものと比較して小形軽量となる。
FIG. 12 shows the relationship between the allowable average current value and the volume in the coil (54.6 μH) of this embodiment and the coil (374 μH) of the third comparative example. Since the average current value of the two coils is 90 A, the size of the coil (54.6 μH) of this embodiment is 0.3 L, and the size of the coil (374 μH) of the third comparative example is 1.6 L. I know that there is. Since the weight of the coil is proportional to the size, it can be seen that the coil of the third comparative example (374 μH) is large and heavy at each stage.
Therefore, a device in which a DC / DC power conversion device is configured only by an inductor type DC / DC power conversion circuit does not require a capacitor type DC / DC power conversion circuit, but a coil to be used becomes very large and heavy. Since the capacitor type DC / DC power conversion circuit has no transient loss of the semiconductor switching element as described above, the drive frequency can be increased, the inductor and the capacitor to be used can be reduced in size, and the efficiency is high. Therefore, the heat radiation component can be made small, so it is small and lightweight. Therefore, the DC / DC power conversion device according to the present invention, which is composed of the combination of the capacitor type DC / DC
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、入出力電圧比を回路数で決まる整数倍に維持するように駆動して電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２にて電圧調整させた。このため、上述したように、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整可能で、しかも小形軽量化を促進できる。
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
As described above, in this embodiment, the capacitor-type DC / DC
Further, the same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor-type DC / DC
なお、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみあるいは降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作が上記第１、第２の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２のMosxLとMosyHはダイオードに置き換えてもよい。さらに、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作が上記第３、第４の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２のMosyLとMosxHはダイオードに置き換えてもよい。これらの場合、整流素子がオン電圧の大きなダイオードに置き換わっているので、MOSFETを用いたものに比して導通損失が大きくなるが、駆動するための回路素子が不要となるメリットもある。
Note that the entire DC / DC power conversion apparatus may be operated only for unidirectional power conversion of only the step-up operation or step-down operation.
In the case where the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the step-down operation, that is, when the operation of the inductor type DC / DC
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態２では、上記実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。図２で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の構成は同様である。
この実施の形態２のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの詳細構成を、図１３に基づいて以下に示す。
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の電圧端子VLaとVcoma間の電圧、即ち、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、降圧して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力したり、逆に入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、昇圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に出力する機能を有する。
Next, a DC / DC power converter according to
A detailed configuration of the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
図１３に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）、VLと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs1を備えている。また、２つのMOSFET（MosxH、MosxL）から成る駆動用素子直列体（第１の直列体）を入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に接続し、２つのMOSFETの接続点と電圧端子VLとの間にインダクタとしてのコイルLcを接続する。さらに、入出力電圧端子VL、Vcom（Vcoma）間に平滑コンデンサChを備える。
また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、回路内のMOSFETを駆動するための、高圧側のMOSFET駆動電源となる電源Vsxと、ゲート駆動回路211と、フォトカプラ（221L、221H）とを備える。
As shown in FIG. 13, the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
なお、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、上記実施の形態１で示した第２の直列体（MosyH、MosyL）がないので、制御回路３では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａを駆動するためのゲート信号GatexL、GatexHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、２ａに出力する。その他の部分は、図１で示した全体構成と同様である。
Since the inductor type DC / DC
次に、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も降圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの動作は、上記実施の形態１において、MosyHは常時オン、MosyLは常時オフとした第１の場合と同様で、ゲート信号GatexH、GatexL、およびコイルLc、MosxH、MosxLの各素子を流れる電流も、図６で示したものと同様である。即ち、MosxHがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積すると同時に電圧端子VL側に移行する。次いでMosxHをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギでMosxLを介してエネルギを電圧端子VL側にさらに移行する。
Next, the operation of the inductor type DC / DC
First, the case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VL and Vcom will be described. In this case, the capacitor type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
入出力電圧端子VA、Vcom間に入力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の電圧端子VLaとVcoma間の電圧であり、電圧V3の約1/4の電圧V2である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、電圧端子VA、Vcom間の電圧V2を降圧調整して電圧端子VL、Vcom間に電圧V1を出力する。これにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcoma）に入力される電圧V3を、電圧V3の1/4〜0倍の電圧V1に降圧することができる。また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
The voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is a voltage between the voltage terminals VLa and Vcoma of the capacitor type DC / DC
次に、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も昇圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの動作は、上記実施の形態１において、MosyHは常時オン、MosyLは常時オフとした第４の場合と同様で、ゲート信号GatexL、GatexH、およびコイルLc、MosxL、MosxHの各素子を流れる電流も、図９で示したものと同様である。即ち、MosxLがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積する。次いでMosxLをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギと電圧端子VL、Vcom間の蓄積エネルギとを利用して、MosxHを介してエネルギを電圧端子VA側に移行する。
Next, the case where the voltage input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is boosted and output between the other input / output voltage terminals VA and Vcom will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、電圧端子VLとVcom間の電圧を昇圧調整して、電圧V2として電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に出力する。これによりＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）に入力される電圧V1を、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａにより電圧V1より大きな電圧V2に昇圧し、さらにコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により電圧V2から約４倍の電圧V3に昇圧する。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも大きな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the inductor type DC / DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the on time of MosxL so that the voltage becomes a predetermined value.
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａとを組み合わせて、双方向の電力変換を行う。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、上記実施の形態１と同様に、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動され、電力変換効率を高い状態に維持することができる。またインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａは、一方の入出力電圧端子VA、Vcom間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側の電圧端子VLa、Vcoma間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側入出力電圧V2を電圧調整する。
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａにて電圧調整させることで、電力変換効率の低下を抑制しつつ出力電圧を調整可能で、小形軽量なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得ることができる。
As described above, in this embodiment, bidirectional power conversion is performed by combining the capacitor-type DC / DC
As described above, the capacitor-type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの動作が、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａのMosxLはダイオードに置き換えてもよい。MosxLを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａの動作が、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａのMosxHはダイオードに置き換えてもよい。この場合も、MosxHを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
When the entire DC / DC power converter performs only the step-down operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
Further, when the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the boosting operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態３では、上記実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。図２で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の構成は同様である。
この実施の形態３のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの詳細構成を、図１４に基づいて以下に示す。
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の電圧端子VLaとVcoma間の電圧、即ち、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力したり、逆に入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）間に出力する機能を有する。
Next, a DC / DC power converter according to
A detailed configuration of the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
図１４に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、電圧端子VA（VLa）、Vcom（Vcoma）、VLと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs1を備えている。また、２つのMOSFET（MosyH、MosyL）から成る駆動用素子直列体（第２の直列体）を入出力電圧端子VL、Vcom（Vcoma）間に接続し、２つのMOSFETの接続点と電圧端子VA（VLa）との間にインダクタとしてのコイルLcを接続する。さらに、入出力電圧端子VL、Vcom（Vcoma）間に平滑コンデンサChを備える。
また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、回路内のMOSFETを駆動するための、高圧側のMOSFET駆動電源となる電源Vsyと、ゲート駆動回路212と、フォトカプラ（222L、222H）とを備える。
As shown in FIG. 14, the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
なお、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、上記実施の形態１で示した第１の直列体（MosxH、MosxL）がないので、制御回路３では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂを駆動するためのゲート信号GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、２ｂに出力する。その他の部分は、図１で示した全体構成と同様である。
Since the inductor type DC / DC
次に、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も降圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの動作は、上記実施の形態１において、MosxHは常時オン、MosxLは常時オフとした第２の場合と同様で、ゲート信号GateyL、GateyH、およびコイルLc、MosyL、MosyHの各素子を流れる電流も、図７で示したものと同様である。即ち、MosyLがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積する。MosyLをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギと電圧端子VA、Vcom間の蓄積エネルギとを利用して、MosyHを介してエネルギを電圧端子VL側に移行する。
Next, the operation of the inductor type DC / DC
First, a case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and Vcom is boosted and output between the other input / output voltage terminals VL and Vcom will be described. In this case, the capacitor type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの入出力電圧端子VA、Vcom間に入力される電圧は、電圧V3の約1/4の電圧V2であり、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、電圧端子VA、Vcom間の電圧V2を昇圧調整して電圧端子VL、Vcom間に出力する。これによりＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V3から、電圧V3の1/4よりも大きな電圧V1に降圧することができる。
また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the voltage inputted between the input / output voltage terminals VA and Vcom of the inductor type DC / DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V1 and adjusting the ON time of MosyL so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も昇圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの動作は、上記実施の形態１において、MosxHは常時オン、MosxLは常時オフとした第３の場合と同様で、ゲート信号GateyH、GateyL、およびコイルLc、MosyH、MosyLの各素子を流れる電流も、図８で示したものと同様である。即ち、MosyHがオンすることにより、エネルギをコイルLcに蓄積すると同時に電圧端子VA側に移行する。次いでMosyHをオフすると、コイルLcに蓄えられたエネルギでMosyLを介してエネルギを電圧端子VA側にさらに移行する。
Next, a case where the voltage input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VA and Vcom will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
この場合、入出力電圧端子VA、Vcom間に出力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の電圧端子VLaとVcoma間の電圧V2となる。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）に入力される電圧V1を、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２により電圧V1〜0の電圧V2に降圧し、さらにコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１により電圧V2から約４倍の電圧V3に昇圧する。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも小さな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the voltage output between the input / output voltage terminals VA and Vcom is the voltage V2 between the voltage terminals VLa and Vcoma of the capacitor type DC / DC
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the ON time of MosyH so that the voltage becomes a predetermined value.
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂとを組み合わせて、双方向の電力変換を行う。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、上記実施の形態１と同様に、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動され、電力変換効率を高い状態に維持することができる。またインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂは、一方の入出力電圧端子VA、Vcom間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側の電圧端子VLa、Vcoma間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側入出力電圧V2を電圧調整する。
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂにて電圧調整させることで、電力変換効率の低下を抑制しつつ出力電圧を調整可能で、小形軽量なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得ることができる。
As described above, in this embodiment, bidirectional power conversion is performed by combining the capacitor-type DC / DC
As described above, the capacitor-type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの動作が、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂのMosyHはダイオードに置き換えてもよい。MosyHを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂの動作が、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂのMosyLはダイオードに置き換えてもよい。この場合も、MosyLを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
Further, when the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the step-down operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
Further, when the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the boosting operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
実施の形態４．
次に、上記実施の形態１または３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の入出力電圧端子VL、Vcom間にバッテリが接続されたシステムについて説明する。なお、上記実施の形態２で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａでは、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａ内のMosxHが内蔵する寄生ダイオードを介してバッテリから大電流が流れるため、この実施の形態には適用できない。
まず、このようなシステムの初期始動動作について説明する。
この実施の形態では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の始動時に、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂとコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とを同時に始動させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂを電圧端子VA、Vcom間の電圧が徐々に所定の値まで上昇するように動作させる。即ち、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を動作させながら、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側の電圧端子VLa、Vcoma間の電圧が徐々に所定の値まで上昇するようにインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂを動作させる。
Next, a system in which a battery is connected between the input / output voltage terminals VL and Vcom of the DC / DC power converter according to the first or third embodiment will be described. In the inductor type DC / DC
First, the initial starting operation of such a system will be described.
In this embodiment, when the DC / DC power conversion device is started, the inductor type DC / DC
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、コンデンサ間に発生する電圧差を利用してエネルギの移行を行なうものである。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を動作させながら、電圧端子VLa、Vcoma間に接続される平滑コンデンサCs1にバッテリからの電圧が徐々に充電されるため、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内の他の各コンデンサである平滑コンデンサCs2〜Cs4、エネルギ移行用コンデンサCr12〜Cr14の電圧も徐々に上昇する。このように、各コンデンサ間の電圧差が小さな状態を維持して、各コンデンサ（平滑コンデンサCs1〜Cs4、エネルギ移行用コンデンサCr12〜Cr14）を所定の電圧まで充電できる。
The capacitor-type DC / DC
仮に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の初期始動時に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を動作させずにインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂのみを始動させた場合を比較例として考える。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂ内のMosyHのオン動作のみを行うと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内の平滑コンデンサCs1にバッテリからの電圧が充電された状態となった時、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置内の他のコンデンサである平滑コンデンサCs2〜Cs4、エネルギ移行用コンデンサCr12〜Cr14は電圧がゼロの放電された状態を継続している。このような状態でコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換装置１を動作させると、コンデンサ間の電圧差が大きなため、大電流が半導体スイッチング素子、インダクタ、コンデンサ等の各素子に流れる。
A case where only the inductor type DC / DC
この実施の形態では、上述したようにＤＣ／ＤＣ電力変換装置を始動させるため、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内の各コンデンサ（平滑コンデンサCs1〜Cs4、エネルギ移行用コンデンサCr12〜Cr14）を、各コンデンサ間の電圧差が小さな状態を維持して所定の電圧まで充電でき、回路素子に大電流が流れるのを防止できる。このため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の各素子の耐久性が向上し、装置全体の耐久性および信頼性が向上する。
In this embodiment, in order to start the DC / DC power converter as described above, each capacitor (smoothing capacitors Cs1 to Cs4, energy transfer capacitors Cr12 to Cr14) in the capacitor type DC / DC
なお、この実施の形態は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が昇圧動作が可能な構成の場合に適用できる。即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂ内のMosyHがダイオードに置き換えられていて、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が降圧動作のみ可能とする構成の場合は適用できない。
This embodiment can be applied to a case where the DC / DC power converter is configured to be capable of boosting operation. In other words, this is not applicable in the case where MosyH in the inductor type DC / DC
また、このように入出力電圧端子VL、Vcom間にバッテリが接続されたシステムでは、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置内で短絡故障が発生するとバッテリが放電して使用不能状態になることがあるため、次のように電流センサを設けてバッテリからの放電を停止させる。
即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂの入出力電圧端子VLに流れる電流を検出する電流センサを設けてバッテリ側の電流を検出し、その電流が予め設定された所定値と超えると、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂ内の駆動用素子であるMosyHをオフするように動作させる。これにより、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ｂ内や、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内での短絡故障が発生した場合に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置のそれ以上の損傷やその他システムへの損傷を防止することができ、装置全体の耐久性および信頼性が向上する。
Also, in a system in which a battery is connected between the input / output voltage terminals VL and Vcom in this way, if a short-circuit failure occurs in the DC / DC power converter, the battery may be discharged and become unusable. A current sensor is provided as follows to stop discharging from the battery.
That is, when a current sensor for detecting a current flowing in the input / output voltage terminal VL of the inductor type DC / DC
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態５では、上記実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成は、上記実施の形態１、２、３のいずれの回路２、２ａ、２ｂでも良く、全体構成は、図１で示した全体構成と同様である。そして、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma（Vcomと共通）間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
Next, a DC / DC power conversion apparatus according to
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａの詳細構成を、図１５に基づいて以下に説明する。
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａは、低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力したり、逆に、高圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する。
図１５に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａは、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続した４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を直列接続して構成される。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a of this embodiment will be described below with reference to FIG.
The capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a converts the voltage V2 input between the low-voltage input / output voltage terminals VLa and Vcoma to a voltage V3 boosted by about four times, and the high-voltage input / output voltage terminal VH. The voltage V3 input to the high-voltage side I / O voltage terminal VH and Vcoma is changed to the voltage V2 that is stepped down by about 1/4 to the low-voltage input / output voltage. Output between terminals VLa and Vcoma.
As shown in FIG. 15, the capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a includes two MOSFETs (Mos1L, Mos1H) (Mos2L, Mos2H) (Mos3L, Mos3H) (Mos4L, Mos4H) as a low voltage side element and a high voltage side element. Are connected in series, and four stages of circuits A1, A2, A3, A4 connected between both terminals of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, Cs4 are connected in series.
そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、隣接する各回路、即ち（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間に、エネルギ移行用のコンデンサCr12、Cr23、Cr34およびインダクタLr12、Lr23、Lr34の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続する。ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC23の一端は、Mos2LとMos2Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC34の一端は、Mos3LとMos3Hの接続点に接続され、他端はMos4LとMos4Hの接続点に接続される。その他の接続構成は上記実施の形態１と同様である。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
Then, using the connection point of the two MOSFETs in each circuit A1, A2, A3, A4 as an intermediate terminal, between the adjacent terminals of each adjacent circuit, that is, (A1, A2) (A2, A3) (A3, A4) LC series bodies LC12, LC23, and LC34 that are configured by a series body of energy transfer capacitors Cr12, Cr23, and Cr34 and inductors Lr12, Lr23, and Lr34 and that function as energy transfer elements are connected. One end of the LC series LC12 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H. One end of the LC series LC23 is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H, and the other end is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H. One end of the LC series body LC34 is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H, and the other end is connected to a connection point between Mos4L and Mos4H. Other connection configurations are the same as those in the first embodiment. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａは、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111〜114およびフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を備える。
The capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a includes
次にコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力する場合について説明する。
上記実施の形態１と同様に、回路Ａ１は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により駆動される。このゲート信号も、上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態１の図３で示したものと同様である。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a will be described.
First, a description will be given of the case where the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma is changed to a voltage V3 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VH and Vcoma on the high voltage side.
As in the first embodiment, the circuit A1 operates as a drive inverter circuit, and the circuits A2, A3, and A4 rectify the current driven by the drive inverter circuit A1 and shift the energy to the high voltage side. Operates as a rectifier circuit. Gate signals (GateL and GateH) are output from the
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VH、Vcoma間にエネルギを出力するため、電圧V3は4×V2よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V3−V2)／3の電圧が充電されている。 The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Since energy is output between the voltage terminals VH and Vcoma, the voltage V3 is lower than 4 × V2. In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 are charged with an average voltage of (V3−V2) / 3.
低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
When Mos1L, Mos2L, Mos3L, and Mos4L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference. Some energy is transferred to the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34 through the following path.
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2
Next, when Mos1H, Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on by the gate signal GateH to the high-voltage side MOSFET, the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34 are charged because there is a voltage difference. The energy transferred to the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 through the following path.
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VLa、Vcoma間に入力された電圧V2を、約４倍に昇圧された電圧V3にして高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcoma間に出力する。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitor Cs1 to the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma is changed to a voltage V3 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VH and Vcoma on the high voltage side.
次に、入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する動作について説明する。
この場合、回路Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１〜Ａ３は整流回路として動作する。この整流回路Ａ１〜Ａ３の内、回路Ａ１は実質的に整流のために用いられるが、回路Ａ２、Ａ３は、MOSFET（Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により、コンデンサCr12、Cr23へのエネルギ移行も行うので、駆動用インバータ回路の役割もなす。
制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により駆動される。このゲート信号は、上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態１の図４で示したものと同様である。
Next, an explanation will be given of the operation of changing the voltage V3 input between the input / output voltage terminals VH and Vcoma to the voltage V2 that is stepped down by about 1/4 and outputting it between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma on the low voltage side. To do.
In this case, the circuit A4 operates as a drive inverter circuit, and the circuits A1 to A3 operate as rectifier circuits. Of these rectifier circuits A1 to A3, the circuit A1 is substantially used for rectification, but the circuits A2 and A3 are connected to the capacitors Cr12 and Cr23 by the on / off operation of MOSFETs (Mos2L, Mos2H, Mos3L, Mos3H). Since energy is also transferred, it also serves as a drive inverter circuit.
Gate signals (GateL and GateH) are output from the
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1／4倍に降圧された電圧V2にして電圧端子VLa、Vcoma間に出力するため、電圧V3は4×V2よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V2の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V3−V2)／3の電圧が充電されている。 The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Since the voltage V3 input between the voltage terminals VH and Vcoma is output to the voltage terminals VLa and Vcoma with the voltage V2 stepped down by about 1/4, the voltage V3 is higher than 4 × V2. ing. In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V2, and the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 are charged with an average voltage of (V3−V2) / 3.
高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
When the high-side MOSFETs Mos2H, Mos3H, Mos4H, and Mos1H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A2 to A4 and A1, are turned on by the gate signal GateH to the high-side MOSFET, there is a voltage difference. A part of the energy transferred to the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34 through the following path.
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Next, when Mos2L, Mos3L, Mos4L, and Mos1L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A2 to A4 and A1, are turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34 The charged energy is transferred to the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 through the following path.
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VH、Vcoma間に入力された電圧V3を、約1/4倍に降圧された電圧V2にして低電圧側の入出力電圧端子VLa、Vcoma間に出力する。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 to the smoothing capacitor Cs1 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V3 input between the input / output voltage terminals VH and Vcoma is converted to a voltage V2 that has been stepped down by about 1/4, and output between the input / output voltage terminals VLa and Vcoma on the low voltage side.
上記昇圧、降圧の動作において、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
In the above step-up and step-down operations, the capacitors Cr12, Cr23, Cr34 are connected in series with inductors Lr12, Lr23, Lr34 to form the LC series body LC12, LC23, LC34. This makes it possible to efficiently transfer large amounts of energy.
Further, in this embodiment, since a MOSFET is used for the rectifier circuit, conduction loss can be reduced as compared with a diode using a diode, and the efficiency of power conversion can be improved.
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続した。上記実施の形態１で示した場合、即ち、整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。 In this embodiment, the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 are connected between adjacent circuits. Compared to the case shown in the first embodiment, that is, the case where the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 are connected between the rectifier circuit A1 and the other circuits A2, A3, and A4 that are driving inverter circuits. Then, although the current flowing through each LC series body increases, there is an effect that the applied voltage of the capacitor Cr34 can be reduced to 1/3 of the capacitor Cr14 and the applied voltage of the capacitor Cr23 can be reduced to 1/2 of the capacitor Cr13.
この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ａ、２ｂとを組み合わせ、上記実施の形態１と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ａ、２ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成も小形軽量にできる。
In this embodiment, a capacitor-type DC / DC power conversion circuit 1a and inductor-type DC / DC
また、この実施の形態では、V2とV3の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内のＬＣ直列体LC12、LC23、LC34をコンデンサCr12、Cr23、Cr34のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V2 and V3 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion at various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of series circuits A1 to A4. It becomes possible.
Further, the same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 in the capacitor type DC / DC
実施の形態６.
次に、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１６に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、インダクタ式電力変換回路２および制御回路３と、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcoma）および高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcom）とから成る。なお、２組の入出力電圧端子対の負極電圧端子Vcom、Vcomaは、この場合、共通の電圧端子で接地されている。そして、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcoma間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcoma間に出力する機能を有する。
Embodiment 6.
Next, a DC / DC power converter according to Embodiment 6 of the present invention will be described.
As shown in FIG. 16, the DC / DC power converter includes a capacitor-type DC / DC
上記実施の形態１では、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の一方の入出力電圧端子対（VA、Vcom）をコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の低電圧側電圧端子対と接続したが、この実施の形態では、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の一方の入出力電圧端子対（VA、Vcom）をコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の高電圧側電圧端子対と接続する。
In the first embodiment, one input / output voltage terminal pair (VA, Vcom) of the inductor type DC / DC
この実施の形態におけるコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、上記実施の形態１の図２で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１と、電圧端子VHを電圧端子VHaに、電圧端子VLaを電圧端子VLにし、電圧端子VL、Vcoma間の低電圧側入出力電圧をV1に、電圧端子VHa、Vcoma間の高電圧側入出力電圧をV2aとした以外は、構成も動作も同様である。
即ち、この実施の形態におけるコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、電圧端子VHa、Vcoma、VLと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２との接続端子Tm-Vs1を備えている。この回路１の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcoma）と高電圧側入出力電圧端子対（VHa、Vcoma）との負極電圧端子Vcomaは、この場合、共通である。また、低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcoma）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcoma）となる。
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcoma間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2aにして高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcoma間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcoma間に入力された電圧V2aを、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcoma間に出力する機能を有する。
The capacitor-type DC / DC
That is, the capacitor-type DC / DC
The capacitor-type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、上記実施の形態１の図５で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１と、電圧端子VLを電圧端子VHとし、電圧端子VA、Vcom間の入出力電圧をV2aに、電圧端子VH、Vcom間の入出力電圧をV3とした以外は、構成も動作も同じである。
即ち、この実施の形態におけるインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧端子VA、Vcom、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs1を備えている。この回路２の２組の入出力電圧端子対（VA、Vcom）、（VH、Vcom）は、負極電圧端子Vcomが共通で、一方の入出力電圧端子対（VA、Vcom）がコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の高電圧側電圧端子対（VHa、Vcoma）と接続される。この場合、正極電圧端子VA、VHaが接続され、負極電圧端子Vcom、Vcomaが共通である。また、他方の入出力電圧端子対（VH、Vcom）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）となる。
そして、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧して他方の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１に接続される入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する機能を有する。
The inductor type DC / DC
In other words, the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
制御回路３は、実施の形態１と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２を駆動するためのゲート信号GatexL、GatexH、GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１、２に出力する。また、電圧端子VLの電圧（V1）および電圧端子VHの電圧（V3）が入力されている。
As in the first embodiment, the
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力する第１の場合、入出力電圧端子VA、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力する第２の場合、出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する第３の場合、入出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、Vcom間に出力する第４の場合、の４種類の動作により、上記実施の形態と同様に電圧調整を行う。
Inductor type DC / DC
この実施の形態では、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、一方の入出力電圧端子VA、Vcom間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の高電圧側の電圧端子VHa、Vcoma間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の高電圧側入出力電圧V2aを電圧調整する。この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２自身の第１〜第４の場合の動作は上記実施の形態１と同様であるが、第１の場合、第２の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も昇圧動作を行っている。また、第３の場合、第４の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も降圧動作を行っている。
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１を入出力電圧比を整数倍に維持しても、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の昇圧時の出力電圧V3および降圧時の出力電圧V1のいずれも電圧調整が可能になる。
In this embodiment, the inductor type DC / DC
As described above, even if the capacitor type DC / DC
このため、上記実施の形態１と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２にて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２は、電圧調整のための電力変換で良いため入出力電圧比を大きくする必要がなく小形軽量な回路となるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても小形軽量化が図れる。
For this reason, as in the first embodiment, the capacitor-type DC / DC
次に、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみでＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成した装置は、大きく重くなることについて説明する。
電圧V1が144V、電圧V2aが576V、電圧V3が650Vの昇圧動作を行うこの実施の形態の場合と、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみの構成で電圧を144Vから650Vに昇圧変換する場合（上記実施の形態１での第３の比較例）とにおいて、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のコイルの大きさについて比較する。
まず、双方のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のコイルのインダクタンス値を見積もる。
Next, it will be described that a device in which a DC / DC power conversion device is configured only by an inductor type DC / DC power conversion circuit becomes large and heavy.
In this embodiment in which the voltage V1 is 144 V, the voltage V2a is 576 V, and the voltage V3 is 650 V, and the voltage is boosted from 144 V to 650 V with only the inductor type DC / DC power conversion circuit ( In the third comparative example in the first embodiment, the size of the coil of the inductor type DC / DC power conversion circuit is compared.
First, the inductance values of the coils of both inductor type DC / DC power conversion circuits are estimated.
この実施の形態の場合（576Vから650Vに昇圧）、入力（576V側）の平均電流を22.5A、駆動周波数を10kHz、コイルに流れる電流の最小値から最大値までのリプル電流ΔIを平均電流22.5Aの1/3の7.5Aとする。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の電圧変換は576Vから650Vであることから、半導体スイッチング素子のオン時間Tonは、
次に、第３の比較例の場合（144Vから650Vに昇圧）のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路には、上述したように374μH、90Aのコイルが必要となる。 Next, the inductor type DC / DC power conversion circuit in the case of the third comparative example (boosting from 144 V to 650 V) requires a 374 μH, 90 A coil as described above.
この実施の形態のコイル（874μH）と第３の比較例のコイル（374μH）における、許容平均電流値と体積との関係を図１７に示す。この実施の形態のコイル（874μH）の平均電流値は22.5Aで大きさは0.3Lとなり、第３の比較例のコイル（374μH）の平均電流値は90Aで大きさは1.6Lとなる。コイルの重さは大きさに比例することから、第３の比較例のコイル（374μH）は各段と大きく重いことが判る。
従って、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみでＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成した装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は不要であるが、使用するコイルが非常に大きく重くなる。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、上述したように半導体スイッチング素子の過渡的な損失が無いため、その駆動周波数を大きくすることができ、使用するインダクタやコンデンサが小形化できると共に、効率も良いため放熱部品も小さく済むことから、小形軽量である。よって、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の組み合わせから構成された、この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のみで構成されたものと比較して小形軽量となる。
FIG. 17 shows the relationship between the allowable average current value and the volume in the coil (874 μH) of this embodiment and the coil (374 μH) of the third comparative example. The average current value of the coil (874 μH) of this embodiment is 22.5 A and the size is 0.3 L, and the average current value of the coil (374 μH) of the third comparative example is 90 A and the size is 1.6 L. Since the weight of the coil is proportional to the size, it can be seen that the coil of the third comparative example (374 μH) is large and heavy at each stage.
Therefore, a device in which a DC / DC power conversion device is configured only by an inductor type DC / DC power conversion circuit does not require a capacitor type DC / DC power conversion circuit, but a coil to be used becomes very large and heavy. Since the capacitor type DC / DC power conversion circuit does not have a transient loss of the semiconductor switching element as described above, the drive frequency can be increased, the inductor and the capacitor to be used can be reduced in size, and the efficiency is high. Therefore, the heat dissipation component can be made small, so it is small and lightweight. Therefore, the DC / DC power conversion device according to the present invention, which is composed of the combination of the capacitor type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
また、この実施の形態においても、入出力電圧比が４の場合だけではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
Also in this embodiment, not only when the input / output voltage ratio is 4, power conversion at various voltage ratios is possible by increasing or decreasing the series number of the circuits A1 to A4.
また、上記実施の形態１と同様に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみあるいは降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作が上記第１、第２の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２のMosxLとMosyHはダイオードに置き換えてもよい。さらに、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の動作が上記第３、第４の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２のMosyLとMosxHはダイオードに置き換えてもよい。これらの場合、整流素子がオン電圧の大きなダイオードに置き換わっているので、MOSFETを用いたものに比して導通損失が大きくなるが、駆動するための回路素子が不要となるメリットもある。
Further, as in the first embodiment, the entire DC / DC power conversion apparatus may be operated only for unidirectional power conversion of only the step-up operation or step-down operation.
In the case where the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the boosting operation, that is, when the operation of the inductor type DC / DC
また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の替わりに、上記実施の形態２、３で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａ、２ｂを用いても良く、同様の効果が得られる。その場合、この実施の形態と同様に、電圧端子VLを電圧端子VHとし、電圧端子VA、Vcom間の入出力電圧をV2aに、電圧端子VH、Vcom間の入出力電圧をV3とする。
さらに、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１の替わりに、上記実施の形態５で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ａを用いても良く、同様の効果が得られる。その場合、この実施の形態と同様に、電圧端子VHを電圧端子VHaに、電圧端子VLaを電圧端子VLにし、電圧端子VL、Vcoma間の低電圧側入出力電圧をV1に、電圧端子VHa、Vcoma間の高電圧側入出力電圧をV2aとする。
Further, instead of the inductor type DC / DC
Furthermore, the capacitor type DC / DC power conversion circuit 1a shown in the fifth embodiment may be used in place of the capacitor type DC / DC
実施の形態７.
次に、上記実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置をモータ駆動システムへ適用した場合について示す。図１８は、モータ駆動システムのブロック構成を示す図である。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcom）は、インバータ５の直流側電圧端子対に接続され、インバータ５の３本の交流電圧端子は、モータジェネレータ６の電圧端子とそれぞれ接続されている。モータジェネレータ６の回転子は、エンジン７の駆動回転軸と接続され、モータジェネレータ６から駆動回転軸を回転することも可能であるし、駆動回転軸からモータジェネレータ６の回転子を回転することも可能となっている。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）にはバッテリ４が接続されている。
Embodiment 7.
Next, the case where the DC / DC power converter according to the sixth embodiment is applied to a motor drive system will be described. FIG. 18 is a diagram illustrating a block configuration of the motor drive system. The input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) on the high voltage side of the DC / DC power converter is connected to the DC voltage terminal pair of the
バッテリ４からモータジェネレータ６を駆動する場合、バッテリ４からの電圧をＤＣ／ＤＣ電力変換装置により昇圧してインバータ５に入力し、インバータ５により直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータ６に入力する。エンジン７からモータジェネレータ６を駆動する場合、モータジェネレータ６の回転子が回転されることにより、交流電圧が発生する。発生した交流電圧はインバータ５の回生機能により直流電圧に変換され、その直流電圧はＤＣ／ＤＣ電力変換装置により降圧された直流電圧に変換される。そして変換された電圧によりバッテリ４を充電する。
When driving the motor generator 6 from the
ここで、インバータ５が故障し動作不能になった場合について説明する。モータジェネレータ６が高回転で回転されると、その回転数に応じた大きな交流電圧が発生し、インバータ５内のダイオードにより整流された大きな直流電圧がＤＣ／ＤＣ電力変換装置に印加されることになる。
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の電圧端子VHがインバータ５の直流側電圧端子対の正極電圧端子に接続されている。このため、この実施の形態では、電圧端子VHに接続されるインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２内のMOSFET（MosyH）のみ、他の素子よりも高耐圧で過電圧状態に耐える程度の高耐圧素子とした。そして、インバータ５の故障時にMosyHをオフすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置を過電圧から保護する。
Here, a case where the
In the DC / DC power converter, the voltage terminal VH of the inductor type DC / DC
高耐圧素子は電流導通時の損失が大きいが、この実施の形態では、電圧端子VHに接続される１つのMOSFET（MosyH）のみを他の素子よりも高耐圧の高耐圧素子にすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に過電圧が印加されても耐圧超過を防止できるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の各素子を高耐圧にする必要がなく、高い変換効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成できる。 Although the high withstand voltage element has a large loss during current conduction, in this embodiment, only one MOSFET (MosyH) connected to the voltage terminal VH is made a high withstand voltage element having a higher withstand voltage than the other elements. Since an overvoltage can be prevented even when an overvoltage is applied to the DC / DC power converter, there is no need to make each element of the DC / DC power converter high withstand voltage, and a DC / DC power converter with high conversion efficiency is configured. it can.
なお、このようなモータ駆動システムへ適用されるＤＣ／ＤＣ電力変換装置内のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路に、上記実施の形態３で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂを用いても良い。その場合も、電圧端子VHに接続されるインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂ内のMOSFET（MosyH）のみ、他の素子よりも高耐圧で過電圧状態に耐える程度の高耐圧素子とすることにより、インバータ５の故障時にMosyHをオフすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置を過電圧から保護することができ、上記実施の形態と同様の効果が得られる。
The inductor type DC / DC
実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１９はこの発明の実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の全体構成を示すブロック構成図である。
図１９に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０および制御回路３０と、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）および高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcom）とから成る。なお、２組の入出力電圧端子対の負極電圧端子Vcomは、この場合、共通の電圧端子で接地されている。そして、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
Embodiment 8 FIG.
Next, a DC / DC power conversion device according to an eighth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 19 is a block diagram showing an overall configuration of a DC / DC power conversion apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
As shown in FIG. 19, the DC / DC power converter includes a capacitor-type DC / DC
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、電圧端子VL、Vcom、VHaと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２との接続端子Tm-Vs4、Tm-Cs3を備えている。この回路１０の低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）と共通であり、高電圧側の入出力電圧端子対（VHa、Vcom）の負極電圧端子Vcomも、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）の負極電圧端子Vcomと共通である。
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
The capacitor type DC / DC
The capacitor-type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧端子VA、VB、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０との接続端子Tm-Vs4を備えている。この回路２０の２組の入出力電圧端子対（VA、VB）、（VH、VB）は、共通の負極電圧端子VBがコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の接続端子Tm-Cs3に接続される。また、一方の正極電圧端子VAは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧端子対（VHa、Vcom）の正極電圧端子VHaに接続され、他方の正極電圧端子VHは、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）の正極電圧端子VHと共通である。
そして、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０に接続される入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０に接続される入出力電圧端子VA、VB間に出力する機能を有する。
The inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
制御回路３０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０を駆動するためのゲート信号GatexL、GatexH、GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０、２０に出力する。また、電圧端子VLの電圧（V1）および電圧端子VHの電圧（V3）が入力されている。
The
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の回路構成を図２０に示す。図に示すように、電圧端子VL、Vcom、VHa、およびインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０との接続端子Tm-Vs4、Tm-Cs3以外は、上記実施の形態１の図２で示したものと同様である。この場合、平滑コンデンサCs3の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs4の低電圧側端子と電源Vs4の負電圧端子と接続端子Tm−Cs3に接続される。平滑コンデンサCs4の高電圧側端子は、電圧端子VHaに接続される。電源Vs4の正電圧端子は接続端子Tm−Vs4に接続される。
A circuit configuration of the capacitor type DC / DC
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。この場合の動作も、上記実施の形態１と同様である。
昇圧動作時には、回路Ａ１は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３０から出力される昇圧動作時のゲート信号（GateL、GateH）も上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態１の図３で示したものと同様である。
また、降圧動作時には、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は整流回路として動作する。制御回路３０から出力される降圧動作時のゲート信号（GateL、GateH）も上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態１の図４で示したものと同様である。
The capacitor-type DC / DC
During the step-up operation, the circuit A1 operates as a drive inverter circuit, and the circuits A2, A3, and A4 operate as rectifier circuits that rectify the current driven by the drive inverter circuit A1 and transfer energy to the high voltage side. . The gate signals (GateL and GateH) output from the
In the step-down operation, the circuits A2, A3, A4 operate as drive inverter circuits, and the circuit A1 operates as a rectifier circuit. The gate signals (GateL and GateH) output from the
このため、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、上記実施の形態１と同様に、入出力電圧比が直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるように駆動され、高い電力変換効率が得られる。また、共振現象を利用してエネルギを移行するため、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
また、比較例として、隣接する回路間、即ちＡ１、Ａ２間、Ａ２、Ａ３間、Ａ３、Ａ４間で中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続して、同様に動作させた場合と比べると、上記実施の形態１と同様に、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を流れる電流値を最小のものと等しくできる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
For this reason, the capacitor type DC / DC
Also, as a comparative example, when LC series bodies LC12, LC23, LC34 are connected between adjacent terminals, that is, between A1, A2, A2, A3, A3, A4 between intermediate terminals, and operated in the same way In comparison with the first embodiment, the value of the current flowing through each LC series LC12, LC13, LC14 can be made equal to the minimum value, as in the first embodiment. For this reason, the current rating of the inductor Lr and the capacitor Cr of the LC series bodies LC12, LC13 and LC14 for energy transfer can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced in size.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の回路構成を、図２１に示す。図に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０との接続端子Tm-Vs4を備えている。これらの電圧端子およびコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０との接続端子以外の回路構成は、上記実施の形態１の図５で示したものと同様である。この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧、即ち、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧して他方の入出力電圧端子VH、VB間、即ち、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、VB（Tm-Cs3）間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０に接続される入出力電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）間に出力する機能を有する。
The circuit configuration of the inductor type DC / DC
次にインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する第１の場合について説明する。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０自身の動作は、上記実施の形態１のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の第１の場合と同様である。
この場合、入出力電圧端子VA、VB間に入力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧であり、電圧V2の約1/4、即ち、電圧V1とほぼ同じ電圧値である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側の出力電圧V2の約1/4の部分電圧である、電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧を降圧調整して、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力する。
Next, the operation of the inductor type DC / DC
First, a description will be given of a first case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VH and VB. The operation of the inductor type DC / DC
In this case, the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is a voltage between the voltage terminal VHa and the connection terminal Tm-Cs3 of the capacitor type DC / DC
これにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に出力される電圧V3を、３×V1から４×V1まで電圧を変化させることができる。このように、第１の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の３〜４倍の電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
Thereby, the voltage V3 output to the high voltage side input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) of the entire DC / DC power converter can be changed from 3 × V1 to 4 × V1. Thus, in the first case, the DC / DC power converter can boost the voltage from the voltage V1 to the voltage V3 that is three to four times the voltage V1.
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the on time of MosxH so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する第２の場合について説明する。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０自身の動作は、上記実施の形態１のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の第２の場合と同様である。
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側の出力電圧V2の約1/4の部分電圧である、電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧を昇圧調整して、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力する。また、電圧V2は電圧V1の約４倍の電圧である。
Next, a second case will be described in which the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is boosted and output between the other input / output voltage terminals VH and VB. The operation of the inductor type DC / DC
In this case, the inductor type DC / DC
これにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に出力される電圧V3を、4×V1よりも大きな電圧に調整することができる。このように、第２の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも大きな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
Thereby, the voltage V3 output to the high voltage side input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) of the entire DC / DC power converter can be adjusted to a voltage larger than 4 × V1. Thus, in the second case, the DC / DC power converter can boost the voltage from the voltage V1 to the voltage V3 that is larger than four times the voltage V1.
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the ON time of MosyL so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する第３の場合について説明する。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０自身の動作は、上記実施の形態１のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の第３の場合と同様である。
この場合、入出力電圧端子VA、VB間に出力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧となり、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧である。電圧V2は電圧V1の約４倍の電圧である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間の電圧を降圧調整して、電圧V1とほぼ同じ電圧値を電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間に出力する。このため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に入力される電圧V3は電圧4×V1よりも大きな値となっている。
このように、第３の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧4×V1よりも大きな電圧V3を、電圧V1まで降圧することができる。また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
Next, a third case will be described in which the voltage input between the input / output voltage terminals VH and VB is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VA and VB. The operation of the inductor type DC / DC
In this case, the voltage output between the input / output voltage terminals VA and VB becomes the voltage between the voltage terminal VHa of the capacitor type DC / DC
As described above, in the third case, the DC / DC power converter can step down the voltage V3 larger than the
次に、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する第４の場合について説明する。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０自身の動作は、上記実施の形態１のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２の第４の場合と同様である。
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間の電圧を昇圧調整して、電圧V1とほぼ同じ電圧値を電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間に出力する。このため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に入力される電圧V3は、電圧3×V1よりも大きく4×V1よりも小さな電圧値となっている。
このように、第４の場合では、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1の３〜４倍の大きさの電圧V3を、電圧V1まで降圧することができる。また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
Next, a description will be given of a fourth case where the voltage input between the input / output voltage terminals VH and VB is boosted and output between the other input / output voltage terminals VA and VB. The operation of the inductor type DC / DC
In this case, the inductor type DC / DC
As described above, in the fourth case, the DC / DC power converter can step down the voltage V3, which is three to four times as large as the voltage V1, to the voltage V1. Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V1 and adjusting the ON time of MosxL so that the voltage becomes a predetermined value.
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の動作における第１〜第４の場合について説明したが、第１の場合、第２の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も昇圧動作を行っている。また、第３の場合、第４の場合は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体も降圧動作を行っている。このように、第１〜第４の場合（動作モード）を切り替えることにより、双方向の電力変換が可能となる。
Although the first to fourth cases in the operation of the inductor type DC / DC
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０とを組み合わせ、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のゲート信号（GateL、GateH）にて駆動した。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動される。このように、一定のゲート信号で入出力電圧比を、回路数で決まる整数倍に維持するように駆動することで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、電力変換効率を高い状態に維持することができる。
As described above, in this embodiment, the capacitor-type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、一方の入出力電圧端子VA、VB間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧を電圧調整する。このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０にて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。
Inductor type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、入出力電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧端子対の正極電圧端子VHaに接続した。このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側にインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０を接続したため、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０に流れる電流は、低電圧側と比較して電圧比に応じて小さくなる。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電流が導通することによるコイルLcでのエネルギ損失を無視できないものであるが、上述したように導通電流が小さくなるように構成したため、電力変換効率の低下を抑制できる。
The inductor type DC / DC
さらに、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、入出力電圧端子対の負極電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の中間の端子である、平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子（接続端子Tm-Cs3）と接続した。このため、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０を構成する素子に印加される最大の電圧が、低電圧側入出力電圧V1とほぼ同じ電圧となる。このように、高電圧側に配置したにもかかわらず、最大印加電圧を低く抑えることができ、素子耐圧の低いMOSFETの使用が可能となる。素子耐圧の低いMOSFETは、オン抵抗が小さいため、導通時の損失が小さくなり電力変換効率が良くなる。また、コイルLcに印加される電圧が小さいため、コイルLcのインダクタンス値を小さく設定できる。このため、コイルLc内の巻き線のターン数を少なくできて、その抵抗値が小さくなり、コイルLcでのエネルギ損失も抑えて、さらに電力変換効率が良くなる。
Further, the inductor type DC / DC
以上のようにこの実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０のみでの出力電圧を調整することなく、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、入出力電圧比を回路数で決まる整数倍に維持するように駆動して電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０にて電圧調整させた。
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０にて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧調整のための電力変換で良いため入出力電圧比を大きくする必要がなく小形軽量な回路となるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても小形軽量化が図れる。
As described above, in this embodiment, the capacitor type DC / DC
Thus, the capacitor type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
また、この実施の形態では、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、電圧端子VBを平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子（接続端子Tm-Cs3）と接続したが、平滑コンデンサCs2やCs1の高電圧側の端子と接続した構成としてもよい。その場合、電圧V3の下限電圧値を低下することができ、電圧範囲を拡大することが可能となる。
In this embodiment, the inductor type DC / DC
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の動作が上記第１、第２の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０のMosxLとMosyHはダイオードに置き換えてもよい。さらに、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の動作が上記第３、第４の場合のみでよい場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０のMosyLとMosxHはダイオードに置き換えてもよい。これらの場合、整流素子がオン電圧の大きなダイオードに置き換わっているので、MOSFETを用いたものに比して導通損失が大きくなるが、駆動するための回路素子が不要となるメリットもある。
Further, when the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the boosting operation, that is, when the operation of the inductor type DC / DC
実施の形態９．
次に、この発明の実施の形態９によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態９では、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。図２０で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の構成は同様である。
この実施の形態９のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの回路構成を、図２２に示す。
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧、即ち、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、降圧して他方の入出力電圧端子VH、VB間、即ち、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、VB（Tm-Cs3）間に入力された電圧を、昇圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０に接続される入出力電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）間に出力する機能を有する。
Embodiment 9 FIG.
Next, a DC / DC power converter according to Embodiment 9 of the present invention will be described. In the ninth embodiment, the DC / DC power conversion apparatus according to the eighth embodiment is different from the inductor type DC / DC power conversion circuit in configuration. The configuration of the capacitor type DC / DC
The circuit configuration of the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
図２２に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａは、電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１との接続端子Tm-Vs4を備えている。その他の構成は、上記実施の形態２のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ａと同様である。
制御回路３０では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａを駆動するためのゲート信号GatexL、GatexHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０、２０ａに出力する。
As shown in FIG. 22, the inductor type DC / DC
The
次に、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も昇圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの動作は、上記実施の形態８において、MosyHは常時オン、MosyLは常時オフとしたの第１の場合と同様である。
Next, the operation of the inductor type DC / DC
First, the case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VH and VB will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
入出力電圧端子VA、VB間に入力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧であり、電圧V2の約1/4、即ち、電圧V1とほぼ同じ電圧値である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側の出力電圧V2の約1/4の部分電圧である、電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧を降圧調整して、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力する。
これにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に出力される電圧V3を、３×V1から４×V1まで電圧を変化させることができる。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の３〜４倍の電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
The voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is a voltage between the voltage terminal VHa and the connection terminal Tm-Cs3 of the capacitor type DC / DC
Thereby, the voltage V3 output to the high voltage side input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) of the entire DC / DC power converter can be changed from 3 × V1 to 4 × V1. Thus, the DC / DC power converter can boost the voltage from the voltage V1 to the voltage V3 that is 3 to 4 times the voltage V1.
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the on time of MosxH so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も降圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの動作は、上記実施の形態８において、MosyHは常時オン、MosyLは常時オフとした第４の場合と同様である。
Next, a case where the voltage input between the input / output voltage terminals VH and VB is boosted and output between the other input / output voltage terminals VA and VB will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａは、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間の電圧を昇圧調整して、電圧V1とほぼ同じ電圧値を電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間に出力する。このため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に入力される電圧V3は、電圧3×V1よりも大きく4×V1よりも小さな電圧値となっている。
このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1の３〜４倍の大きさの電圧V3を、電圧V1まで降圧することができる。また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosxLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the inductor type DC / DC
Thus, the DC / DC power converter can step down the voltage V3, which is three to four times as large as the voltage V1, to the voltage V1. Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V1 and adjusting the ON time of MosxL so that the voltage becomes a predetermined value.
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａとを組み合わせて、双方向の電力変換を行う。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、上記実施の形態８と同様に、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動され、電力変換効率を高い状態に維持することができる。
また、このインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａについても、上記実施の形態８と同様に、一方の入出力電圧端子VA、VB間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧を電圧調整する。
As described above, in this embodiment, bidirectional power conversion is performed by combining the capacitor-type DC / DC
Also, in the inductor type DC / DC
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａは、電圧調整のための電力変換で良いため入出力電圧比を大きくする必要がなく小形軽量な回路となるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても小形軽量化が図れる。
Thus, the capacitor type DC / DC
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側にインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａを接続して導通電流が小さくなるように構成したため、電力変換効率の低下を抑制できる。さらに、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａを構成する素子に印加される最大の電圧が、低電圧側入出力電圧V1とほぼ同じ電圧になるため、高電圧側に配置したにもかかわらず、最大印加電圧を低く抑えることができ、素子耐圧の低いMOSFETの使用が可能となると共に、電力変換効率も向上する。
In addition, since the inductor type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をコンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
また、この実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの電圧端子VBは平滑コンデンサCs2やCs1の高電圧側の端子と接続した構成としてもよい。その場合、電圧V3の下限電圧値を低下することができ、電圧範囲を拡大することが可能となる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
In this embodiment, the voltage terminal VB of the inductor type DC / DC
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの動作が、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａのMosxLはダイオードに置き換えてもよい。MosxLを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａの動作が、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａのMosxHはダイオードに置き換えてもよい。この場合も、MosxHを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
Further, when the entire DC / DC power conversion apparatus performs only the boosting operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
Further, when the entire DC / DC power converter performs only the step-down operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC
実施の形態１０．
次に、この発明の実施の形態１０によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態１０では、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。図２０で示したコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の構成は同様である。
この実施の形態１０のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの回路構成を、図２３に示す。
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧、即ち、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧して他方の入出力電圧端子VH、VB間、即ち、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、VB（Tm-Cs3）間に入力された電圧を、降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０に接続される入出力電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）間に出力する機能を有する。
Next, a DC / DC power conversion device according to
FIG. 23 shows a circuit configuration of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b of the tenth embodiment.
The inductor type DC / DC power conversion circuit 20b receives the voltage between the voltage terminal VHa and the connection terminal Tm-Cs3 of the capacitor type DC / DC
図２３に示すように、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂは、電圧端子VA（VHa）、VB（Tm-Cs3）、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０との接続端子Tm-Vs4を備えている。その他の構成は、上記実施の形態３のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２ｂと同様である。
制御回路３０では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０を駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂを駆動するためのゲート信号GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０、２０ｂに出力する。
As shown in FIG. 23, the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b includes voltage terminals VA (VHa), VB (Tm-Cs3), VH, and a connection terminal Tm- for the capacitor type DC / DC
The
次に、この実施の形態のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は昇圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も昇圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの動作は、上記実施の形態８において、MosxHは常時オン、MosxLは常時オフとした第２の場合と同様である。
Next, the operation of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b of this embodiment will be described.
First, the case where the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB is boosted and output between the other input / output voltage terminals VH and VB will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b in this case is the same as in the second embodiment in which MosxH is always on and MosxL is always off in the eighth embodiment.
この場合、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側の出力電圧V2の約1/4の部分電圧である、電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧を昇圧調整して、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間に出力する。また、電圧V2は電圧V1の約４倍の電圧である。
これにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に出力される電圧V3を、4×V1よりも大きな電圧に調整することができる。このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧V1から、電圧V1の４倍よりも大きな電圧V3に昇圧することができる。
また、電圧V3を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyLのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b includes a voltage terminal VHa and a connection terminal Tm−, which are partial voltages of about 1/4 of the output voltage V2 on the high voltage side of the capacitor type DC / DC
Thereby, the voltage V3 output to the high voltage side input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) of the entire DC / DC power converter can be adjusted to a voltage larger than 4 × V1. Thus, the DC / DC power converter can boost the voltage from the voltage V1 to the voltage V3 that is larger than four times the voltage V1.
Further, the output voltage can be adjusted by detecting the voltage V3 and adjusting the ON time of MosyL so that the voltage becomes a predetermined value.
次に、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する場合について説明する。この場合、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は降圧回路として動作し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作も降圧動作である。
この場合のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの動作は、上記実施の形態８において、MosxHは常時オン、MosxLは常時オフとした第３の場合と同様である。
Next, the case where the voltage input between the input / output voltage terminals VH and VB is stepped down and output between the other input / output voltage terminals VA and VB will be described. In this case, the capacitor-type DC / DC
The operation of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b in this case is the same as that in the third embodiment in which MosxH is always on and MosxL is always off in the above-described eighth embodiment.
この場合、入出力電圧端子VA、VB間に出力される電圧は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧となり、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧である。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂは、電圧端子VHと接続端子Tm-Cs3間の電圧を降圧調整して、電圧V1とほぼ同じ電圧値を電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間に出力する。このため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、Vcom）に入力される電圧V3は電圧4×V1よりも大きな値となっている。
このように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧4×V1よりも大きな電圧V3を、電圧V1まで降圧することができる。また、電圧V1を検出し、その電圧が所定の値になるように、MosyHのオン時間を調整することにより、出力電圧の調整を可能としている。
In this case, the voltage output between the input / output voltage terminals VA and VB becomes the voltage between the voltage terminal VHa of the capacitor type DC / DC
Thus, the DC / DC power converter can step down the voltage V3, which is higher than the
以上のように、この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０とインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂとを組み合わせて、双方向の電力変換を行う。コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は、上記実施の形態８と同様に、エネルギ移行時の電流が十分減衰した状態でのスイッチング動作が行なわれると同時に、入出力電圧比が、直列接続された複数の回路Ａ１〜Ａ４の数（４）とほぼ同じになるよう駆動され、電力変換効率を高い状態に維持することができる。
また、このインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂについても、上記実施の形態８と同様に、一方の入出力電圧端子VA、VB間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の電圧端子VHaと接続端子Tm-Cs3間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧を電圧調整する。
As described above, in this embodiment, the capacitor type DC / DC
Also, in the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b, as in the eighth embodiment, the voltage input / output between the input / output voltage terminals VA and VB is converted into a capacitor type DC / DC power conversion circuit. By setting the voltage between the voltage terminal VHa of 10 and the connection terminal Tm-Cs3, the voltage of about 1/4 of the high-voltage input / output voltage V2 of the capacitor type DC / DC
このように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０は電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができる。また、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂは、電圧調整のための電力変換で良いため入出力電圧比を大きくする必要がなく小形軽量な回路となるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても小形軽量化が図れる。
Thus, the capacitor type DC / DC
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０の高電圧側にインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂを接続して導通電流が小さくなるように構成したため、電力変換効率の低下を抑制できる。さらに、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂを構成する素子に印加される最大の電圧が、低電圧側入出力電圧V1とほぼ同じ電圧となるため、高電圧側に配置したにもかかわらず、最大印加電圧を低く抑えることができ、素子耐圧の低いMOSFETの使用が可能となると共に、電力変換効率も向上する。
Moreover, since the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b is connected to the high voltage side of the capacitor type DC / DC
なお、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０内のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を、コンデンサCr12、Cr13、Cr14のみに置き換えて、ＬＣ共振を用いない構成にしても、同様の効果が得られる。
また、この実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの電圧端子VBは平滑コンデンサCs2やCs1の高電圧側の端子と接続した構成としてもよい。その場合、電圧V3の下限電圧値を低下することができ、電圧範囲を拡大することが可能となる。
The same effect can be obtained by replacing the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the capacitor type DC / DC
Also in this embodiment, the voltage terminal VB of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b may be connected to the high voltage side terminals of the smoothing capacitors Cs2 and Cs1. In that case, the lower limit voltage value of the voltage V3 can be reduced, and the voltage range can be expanded.
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が昇圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの動作が、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂのMosyHはダイオードに置き換えてもよい。MosyHを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体が降圧動作のみを行う場合、即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂの動作が、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、降圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する場合は、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂのMosyLはダイオードに置き換えてもよい。この場合も、MosyLを整流素子に用いた場合では、導通損失が低減でき電力変換の効率が向上できるが、ダイオードを用いる場合では、駆動するための回路素子が不要となるメリットがある。
Further, when the entire DC / DC power converter performs only the boosting operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC power converter circuit 20b boosts and adjusts the voltage input between the input / output voltage terminals VA and VB. When outputting between the other input / output voltage terminals VH and VB, MosyH of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b may be replaced with a diode. When MosyH is used as a rectifying element, conduction loss can be reduced and the efficiency of power conversion can be improved. However, when a diode is used, there is an advantage that a circuit element for driving is unnecessary.
Further, when the entire DC / DC power conversion device performs only the step-down operation, that is, the operation of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b performs step-down adjustment of the voltage input between the input / output voltage terminals VH and VB. When outputting between the other input / output voltage terminals VA and VB, MosyL of the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b may be replaced with a diode. Also in this case, when MosyL is used as a rectifying element, conduction loss can be reduced and power conversion efficiency can be improved. However, when a diode is used, there is a merit that a circuit element for driving is unnecessary.
実施の形態１１．
次に、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置をモータ駆動システムへ適用した場合について示す。図２４は、モータ駆動システムのブロック構成を示す図である。上記実施の形態７と同様に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の高電圧側の入出力電圧端子対（VH、Vcom）は、インバータ５の直流側電圧端子対に接続され、インバータ５の３本の交流電圧端子は、モータジェネレータ６の電圧端子とそれぞれ接続されている。モータジェネレータ６の回転子は、エンジン７の駆動回転軸と接続され、モータジェネレータ６から駆動回転軸を回転することも可能であるし、駆動回転軸からモータジェネレータ６の回転子を回転することも可能となっている。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）にはバッテリ４が接続されている。
Embodiment 11 FIG.
Next, a case where the DC / DC power conversion device according to the eighth embodiment is applied to a motor drive system will be described. FIG. 24 is a diagram illustrating a block configuration of the motor drive system. Similarly to the seventh embodiment, the input / output voltage terminal pair (VH, Vcom) on the high voltage side of the DC / DC power converter is connected to the DC voltage terminal pair of the
バッテリ４からモータジェネレータ６を駆動する場合、バッテリ４からの電圧をＤＣ／ＤＣ電力変換装置により昇圧してインバータ５に入力し、インバータ５により直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータ６に入力する。エンジン７からモータジェネレータ６を駆動する場合、モータジェネレータ６の回転子が回転されることにより、交流電圧が発生する。発生した交流電圧はインバータ５の整流機能により直流電圧に変換され、その直流電圧はＤＣ／ＤＣ電力変換装置により降圧された直流電圧に変換される。そして変換された電圧によりバッテリ４を充電する。
When driving the motor generator 6 from the
この実施の形態においても、上記実施の形態７と同様に、電圧端子VHに接続されるインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０内のMOSFET（MosyH）のみ、他の素子よりも高耐圧で過電圧状態に耐える程度の高耐圧素子とする。そして、インバータ５の故障時にMosyHをオフすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置を過電圧から保護する。
高耐圧素子は電流導通時の損失が大きいが、この実施の形態では、電圧端子VHに接続される１つのMOSFET（MosyH）のみを他の素子よりも高耐圧の高耐圧素子にすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に過電圧が印加されても耐圧超過を防止できるため、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の各素子を高耐圧にする必要がなく、高い変換効率のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成できる。
Also in this embodiment, as in the seventh embodiment, only the MOSFET (MosyH) in the inductor type DC / DC
Although the high withstand voltage element has a large loss during current conduction, in this embodiment, by making only one MOSFET (MosyH) connected to the voltage terminal VH a high withstand voltage element having a higher withstand voltage than the other elements, Since an overvoltage can be prevented even when an overvoltage is applied to the DC / DC power converter, there is no need to make each element of the DC / DC power converter high withstand voltage, and a DC / DC power converter with high conversion efficiency is configured. it can.
なお、このようなモータ駆動システムへ適用されるＤＣ／ＤＣ電力変換装置内のインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路に、上記実施の形態１０で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂを用いても良い。その場合も、電圧端子VHに接続されるインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ｂ内のMOSFET（MosyH）のみ、他の素子よりも高耐圧で過電圧状態に耐える程度の高耐圧素子とすることにより、インバータ５の故障時にMosyHをオフすることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置を過電圧から保護することができ、上記実施の形態と同様の効果が得られる。
The inductor type DC / DC power conversion circuit 20b shown in the tenth embodiment is used for the inductor type DC / DC power conversion circuit in the DC / DC power conversion device applied to such a motor drive system. Also good. Even in such a case, only the MOSFET (MosyH) in the inductor type DC / DC power conversion circuit 20b connected to the voltage terminal VH is made a high breakdown voltage element that can withstand an overvoltage state with a higher breakdown voltage than other elements. By turning off MosyH when the
実施の形態１２．
次に、この発明の実施の形態１２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態１２では、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成は、上記実施の形態８〜１０のいずれの回路２０、２０ａ、２０ｂでも良く、全体構成は、図１９で示した全体構成と同様である。そして、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
Next, a DC / DC power conversion apparatus according to a twelfth embodiment of the present invention will be described. In the twelfth embodiment, the DC / DC power conversion apparatus according to the eighth embodiment is different from the capacitor type DC / DC power conversion circuit in configuration. The configuration of the inductor type DC / DC power conversion circuit may be any of the
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａの回路構成を図２５に示す。図に示すように、電圧端子VL、Vcom、VHa、およびインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０との接続端子Tm-Vs4、Tm-Cs3以外は、上記実施の形態５の図１５で示したものと同様である。この場合、平滑コンデンサCs3の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs4の低電圧側端子と電源Vs4の負電圧端子と接続端子Tm−Cs3に接続される。平滑コンデンサCs4の高電圧側端子は、電圧端子VHaに接続される。電源Vs4の正電圧端子は接続端子Tm−Vs4に接続される。
The circuit configuration of the capacitor type DC / DC
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａは、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。この場合の動作も、上記実施の形態５と同様である。
この実施の形態においても、昇圧、降圧の動作において、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
The capacitor-type DC / DC
Also in this embodiment, in the step-up and step-down operations, the capacitors Cr12, Cr23, Cr34 are connected to the inductors Lr12, Lr23, Lr34 in series to form the LC series body LC12, LC23, LC34. Energy transfer uses a resonance phenomenon, and a large amount of energy can be transferred efficiently.
Further, in this embodiment, since a MOSFET is used for the rectifier circuit, conduction loss can be reduced as compared with a diode using a diode, and the efficiency of power conversion can be improved.
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続した。上記実施の形態８で示した場合、即ち、整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。 In this embodiment, the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 are connected between adjacent circuits. Compared to the case of the eighth embodiment, that is, the case where the LC serial bodies LC12, LC13, and LC14 are connected between the rectifier circuit A1 and the other circuits A2, A3, and A4 that are driving inverter circuits. Then, although the current flowing through each LC series body increases, there is an effect that the applied voltage of the capacitor Cr34 can be reduced to 1/3 of the capacitor Cr14 and the applied voltage of the capacitor Cr23 can be reduced to 1/2 of the capacitor Cr13.
この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂとを組み合わせ、上記実施の形態８と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成を小形軽量化できる。
またこの実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａの電圧端子VHaと接続した効果、さらに電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａの平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続される接続端子Tm-Cs3と接続した効果は上記実施の形態８と同様である。
In this embodiment, a capacitor-type DC / DC
Also in this embodiment, the effect of connecting the voltage terminal VA of the inductor type DC / DC
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａでは、電圧V1からV2の昇圧動作と、電圧V2からV1の降圧動作との双方向の電力変換を可能としたが、電圧V1からV2の昇圧動作のみ、電圧V2からV1の降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
また、この実施の形態では、V1とV2の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
またこの実施の形態において、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１ｃのＬＣ直列体LC12、LC23、LC34をCr12、Cr23、Cr34に置き換えて、ＬＣ共振を利用しない構成としても、同様の効果が期待できる。
In the capacitor-type DC / DC
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V1 and V2 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion at various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of series circuits A1 to A4. It becomes possible.
In this embodiment, the same effect can be expected even if the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 1c are replaced with Cr12, Cr23, and Cr34 and the LC resonance is not used. .
実施の形態１３．
次に、この発明の実施の形態１３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態１３では、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成は、上記実施の形態８〜１０のいずれの回路２０、２０ａ、２０ｂでも良いが、入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、降圧あるいは昇圧調整して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力する場合に限られる、即ち上記第１、第２の場合で示した動作に限られる。
Next, a DC / DC power conversion apparatus according to a thirteenth embodiment of the present invention is described. In the thirteenth embodiment, the DC / DC power converter according to the eighth embodiment is different from the capacitor type DC / DC power converter circuit in configuration. The configuration of the inductor type DC / DC power conversion circuit may be any of the
この実施の形態によるコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂの詳細構成を、図２６に基づいて以下に説明する。
図２６に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂは、複数段（この場合４段）の回路A1a〜A4aと、駆動用電源Vs1と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、入出力電圧端子Vcom、VL、VHaと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの入出力電圧端子VBに接続される接続端子Tm-Cs3とから構成される。そして、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力する機能を有する。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC
As shown in FIG. 26, the capacitor-type DC / DC
４段の回路の内、回路A1aは、上記実施の形態８の回路Ａ１と同様であり、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される駆動用インバータ回路である。回路A2a〜A4aは、低圧側素子、高圧側素子として２つのダイオード（Di2L、Di2H）（Di3L、Di3H）（Di4L、Di4H）をそれぞれ直列接続して各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される整流回路である。４段の回路A1a〜A4aは直列接続され、各回路A1a〜A4a内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、所定の１回路となる駆動用インバータ回路A1aと他の各整流回路A2a、A3a、A4aとの中間端子間に、エネルギ移行用のコンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
Among the four-stage circuits, the circuit A1a is the same as the circuit A1 of the eighth embodiment, and two MOSFETs (Mos1L, Mos1H) as low-voltage side elements and high-voltage side elements are connected in series to form the smoothing capacitor Cs1. It is the drive inverter circuit comprised by connecting between both terminals. Circuits A2a to A4a are composed of two diodes (Di2L, Di2H) (Di3L, Di3H) (Di4L, Di4H) connected in series as low-voltage side elements and high-voltage side elements, and between both terminals of each smoothing capacitor Cs2, Cs3, Cs4 Is a rectifier circuit configured to be connected to The four-stage circuits A1a to A4a are connected in series, and a driving inverter circuit A1a that becomes a predetermined one circuit and each of the other elements with the connection point of two elements (MOSFET or diode) in each circuit A1a to A4a as an intermediate terminal Between the intermediate terminals of the rectifier circuits A2a, A3a, A4a, LC serial bodies LC12, LC13, which are composed of series bodies of capacitors Cr12, Cr13, Cr14 for energy transfer and inductors Lr12, Lr13, Lr14 and function as energy transfer elements, Connect LC14. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂは、回路A1a内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111およびフォトカプラ121L、121Hを備える。電源Vs1は、Mos1Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路111およびフォトカプラ121L、121Hを駆動するために備えられた電源である。制御回路３０からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により駆動される。
The capacitor type DC / DC
次に、この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂの動作について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のコンデンサCrの容量値と比較して十分大きな値に設定される。入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力するため、入出力電圧端子VHa、Vcom間からエネルギを出力している状態となり電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance value of the capacitor Cr of the LC series bodies LC12, LC13, and LC14. Since the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is output to the input / output voltage terminals VHa and Vcom as a voltage V2 boosted by about 4 times, energy is input from the input / output voltage terminals VHa and Vcom. The voltage V2 is lower than 4 × V1. In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 are charged with an average voltage of (V2−V1) / 3.
駆動用インバータ回路A1aは、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送り、整流回路A2a〜A4aは、駆動用インバータ回路A1aで駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する。
２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）へのゲート信号GateL、GateHは、上記実施の形態８と同様に生成されるが、上記実施の形態８では整流回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路A2a〜A4a内の各ダイオードを順方向に流れる。
The drive inverter circuit A1a sends the energy input between the input / output voltage terminals VL and Vcom to the high voltage side by the on / off operation of the MOSFETs (Mos1L, Mos1H). The rectifier circuits A2a to A4a are driven inverter circuits A1a The current driven by is rectified and energy is transferred to the high voltage side.
The gate signals GateL and GateH to the two MOSFETs (Mos1L and Mos1H) are generated in the same manner as in the eighth embodiment, but in the eighth embodiment, they flow from the source to the drain of the MOSFETs in the rectifier circuits A2 to A4. In this embodiment, the current that has flowed flows through each diode in the rectifier circuits A2a to A4a in the forward direction.
低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより駆動用インバータ回路A1aのMos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs1⇒Di2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Di3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Di4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
When Mos1L of the driving inverter circuit A1a is turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so that some energy stored in the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 passes through the path shown below. Transition to capacitors Cr12, Cr13, Cr14.
Cs1⇒Di2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Di3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Di4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより駆動用インバータ回路A1aのMos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Di2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Di3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Di4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Next, when Mos1H of the driving inverter circuit A1a is turned on by the gate signal GateH to the high-voltage side MOSFET, the energy charged in the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 is transferred to the smoothing capacitor through the following path because there is a voltage difference. Move to Cs2, Cs3, Cs4.
Cr12⇒Lr12⇒Di2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Di3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Di4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、Vcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。 In this way, energy is transferred from the smoothing capacitor Cs1 to the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14. Then, the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is changed to a voltage V2 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VHa and Vcom. In addition, each capacitor Cr12, Cr13, Cr14 is connected to the inductor Lr12, Lr13, Lr14 in series to form an LC series body LC12, LC13, LC14. A large amount of energy can be transferred efficiently.
また、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14に流れる電流I12、I13、I14も上記実施の形態１の場合とほぼ同様である。即ち、この実施の形態においても、上記実施の形態８と同様に、駆動用インバータ回路A1aと他の各整流回路A2a〜A4aとの中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記実施の形態８と同様に、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、この実施の形態では、整流回路A2a〜A4aにダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
Further, the currents I12, I13, and I14 flowing through the LC serial bodies LC12, LC13, and LC14 are substantially the same as those in the first embodiment. That is, in this embodiment as well as the eighth embodiment, the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 are connected between the intermediate terminals of the drive inverter circuit A1a and the other rectifier circuits A2a to A4a. Similar to the eighth embodiment, the current ratings of the inductor Lr and the capacitor Cr of the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 for energy transfer can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced in size.
In this embodiment, since diodes are used for the rectifier circuits A2a to A4a, the conduction loss is increased as compared with those using MOSFETs, but a driving power supply and circuit are not required.
この実施の形態においても、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂとを組み合わせ、上記実施の形態８と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成を小形軽量化できる。
またこの実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂの電圧端子VHaと接続した効果、さらに電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂの平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続される接続端子Tm-Cs3と接続した効果は上記実施の形態８と同様である。
Also in this embodiment, the capacitor-type DC / DC
Also in this embodiment, the effect of connecting the voltage terminal VA of the inductor type DC / DC
この実施の形態では、V1とV2の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路A1a〜A4aの直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
またこの実施の形態において、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｂのＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をCr12、Cr13、Cr14に置き換えて、ＬＣ共振を利用しない構成としても、同様の効果が期待できる。
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V1 and V2 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion with various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of circuits A1a to A4a in series. Become.
In this embodiment, the same effect can be expected even if the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 of the capacitor-type DC / DC
実施の形態１４．
次に、この発明の実施の形態１４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態１４では、上記実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成は、上記実施の形態８〜１０のいずれの回路２０、２０ａ、２０ｂでも良いが、入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、降圧あるいは昇圧調整して他方の入出力電圧端子VA、VB間に出力する場合に限られる、即ち上記第３、第４の場合で示した動作に限られる。
Next, a DC / DC power conversion apparatus according to a fourteenth embodiment of the present invention is described. In the fourteenth embodiment, the DC / DC power converter according to the eighth embodiment and the capacitor type DC / DC power converter circuit are different. The configuration of the inductor type DC / DC power conversion circuit may be any of the
この実施の形態によるコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃの詳細構成を、図２７に基づいて以下に説明する。
図２７に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃは、複数段（この場合４段）の回路A1b〜A4bと、駆動用電源Vs2〜Vs4と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、入出力電圧端子Vcom、VL、VHaと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの入出力電圧端子VBに接続される接続端子Tm-Cs3とから構成される。そして、入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC
As shown in FIG. 27, the capacitor-type DC / DC
４段の回路の内、回路A2b〜A4bは、上記実施の形態８と同様に、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される駆動用インバータ回路である。また回路A1bは、低圧側素子、高圧側素子としての２つのダイオード（Di1L、Di1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される整流回路である。４段の回路A1b〜A4bは直列接続され、各回路A1b〜A4b内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、所定の１回路となる整流回路A1bと他の各駆動用インバータ回路A2b、A3b、A4bとの中間端子間に、エネルギ移行用のコンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
Among the four-stage circuits, the circuits A2b to A4b have two MOSFETs (Mos2L, Mos2H) (Mos3L, Mos3H) (Mos4L, Mos4H) as the low-voltage side element and the high-voltage side element as in the eighth embodiment. This is a drive inverter circuit configured by connecting in series between both terminals of each of the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4. The circuit A1b is a rectifier circuit configured by connecting two diodes (Di1L, Di1H) as low-voltage side elements and high-voltage side elements in series and connecting between both terminals of the smoothing capacitor Cs1. The four-stage circuits A1b to A4b are connected in series, and the rectifier circuit A1b that is a predetermined one circuit and each other driving circuit with the connection point of two elements (MOSFET or diode) in each circuit A1b to A4b as an intermediate terminal Between the intermediate terminals of the inverter circuits A2b, A3b, A4b, LC serial bodies LC12, LC13, which are composed of series bodies of energy transfer capacitors Cr12, Cr13, Cr14 and inductors Lr12, Lr13, Lr14 and function as energy transfer elements, Connect LC14. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
また、駆動用インバータ回路A2b〜A4b内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路112〜114およびフォトカプラ（122L、122H）〜（124L、124H）を備える。電源Vs2、Vs3、Vs4は、それぞれMos2L、Mos3L、Mos4Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路112〜114およびフォトカプラ（122L、122H）〜（124L、124H）を駆動するために備えられた電源である。制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により駆動される。
In addition,
次に、この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃの動作について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力するため、入出力電圧端子VL、Vcom間からエネルギを出力している状態となり、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
駆動用インバータ回路A2b〜A4b内のMOSFETへのゲート信号GateL、GateHは、上記実施の形態１と同様に生成されるが、上記実施の形態１では整流回路Ａ１内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路A1b内のダイオードを順方向に流れる。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr13, and Cr14. Since the voltage V2 input between the I / O voltage terminals VHa and Vcom is converted to the voltage V1 that is stepped down by about 1/4, and is output between the I / O voltage terminals VL and Vcom, between the I / O voltage terminals VL and Vcom Energy V is output, and the voltage V2 is higher than 4 × V1. In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 are charged with an average voltage of (V2−V1) / 3.
Gate signals GateL and GateH to the MOSFETs in the drive inverter circuits A2b to A4b are generated in the same manner as in the first embodiment, but in the first embodiment, they flow from the source to the drain of the MOSFET in the rectifier circuit A1. In this embodiment, the current that has been flowing flows through the diode in the rectifier circuit A1b in the forward direction.
高圧側MOSFETへのゲート信号GateHにより各駆動用インバータ回路A2b〜A4bの高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Di1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Di1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
When Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the drive inverter circuits A2b to A4b, are turned on by the gate signal GateH to the high-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so that they are stored in the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4. Part of the energy is transferred to the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 through the following path.
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Di1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Di1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateLにより各駆動用インバータ回路A2b〜A4bの低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Di1L
Next, when the low-voltage side MOSFETs Mos2L, Mos3L, and Mos4L of the driving inverter circuits A2b to A4b are turned on by the gate signal GateL to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 are charged. The transferred energy is transferred to the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 through the following path.
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Di1L
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VHa、Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitors Cs2, Cs3, and Cs4 to the smoothing capacitor Cs1 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14. Then, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VHa and Vcom is converted to a voltage V1 that is stepped down by about 1/4 and output between the input / output voltage terminals VL and Vcom. In addition, each capacitor Cr12, Cr13, Cr14 is connected to the inductor Lr12, Lr13, Lr14 in series to form an LC series body LC12, LC13, LC14. A large amount of energy can be transferred efficiently.
この実施の形態においても、上記実施の形態８と同様に、整流回路A1bと他の各駆動用インバータ回路A2b、A3b、A4bとの中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記実施の形態１と同様に、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、この実施の形態では、整流回路A1bにダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
Also in this embodiment, since the LC serial bodies LC12, LC13, and LC14 are connected between the intermediate terminals of the rectifier circuit A1b and the other driving inverter circuits A2b, A3b, and A4b as in the eighth embodiment, As in the first embodiment, the current ratings of the inductor Lr and the capacitor Cr of the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 for energy transfer can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced in size.
In this embodiment, since a diode is used for the rectifier circuit A1b, conduction loss increases as compared with a MOSFET using a rectifier circuit A1b, but a driving power supply and circuit are not required.
この実施の形態においても、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂとを組み合わせ、上記実施の形態８と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成を小形軽量化できる。
またこの実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃの電圧端子VHaと接続した効果、さらに電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃの平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続される接続端子Tm-Cs3と接続した効果は上記実施の形態８と同様である。
Also in this embodiment, the capacitor type DC / DC
Also in this embodiment, the effect of connecting the voltage terminal VA of the inductor type DC / DC
この実施の形態では、V1とV2の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路A1b〜A4bの直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
またこの実施の形態において、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｃのＬＣ直列体LC12、LC13、LC14をCr12、Cr13、Cr14に置き換えて、ＬＣ共振を利用しない構成としても、同様の効果が期待できる。
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V1 and V2 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion with various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of circuits A1b to A4b in series. Become.
In this embodiment, the same effect can be expected even if the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 of the capacitor type DC / DC
上記実施の形態１３、１４では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路内の整流回路として動作する回路（Ａ２〜Ａ４／Ａ１）内の低圧側素子、高圧側素子をダイオードで構成し、昇圧動作のみ、あるいは降圧動作のみ可能な回路構成とした。
このように、整流回路内の素子をダイオードで構成し、昇圧動作のみ、あるいは降圧動作のみとする構成は、上記各実施の形態１〜１２の各コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路にも適用できる。いずれの場合も、昇圧動作のみの場合、整流回路として動作する回路Ａ２〜Ａ４をダイオードで構成し、降圧動作のみの場合、整流回路として動作する回路Ａ１をダイオードで構成する。これにより、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、不要になったMOSFETに対応する駆動用の電源や回路が不要になる。
In the thirteenth and fourteenth embodiments, the low-voltage side element and the high-voltage side element in the circuit (A2 to A4 / A1) that operate as a rectifier circuit in the capacitor type DC / DC power conversion circuit are configured by diodes, and only the boosting operation is performed. Alternatively, a circuit configuration capable of only a step-down operation is employed.
Thus, the configuration in which the elements in the rectifier circuit are formed of diodes and only the step-up operation or only the step-down operation is applicable to each capacitor type DC / DC power conversion circuit of each of the first to twelfth embodiments. . In any case, when only the step-up operation is performed, the circuits A2 to A4 that operate as a rectifier circuit are configured by diodes, and when only the step-down operation is performed, the circuit A1 that operates as a rectifier circuit is configured by a diode. As a result, conduction loss increases as compared with those using MOSFETs, but a driving power supply and circuit corresponding to the MOSFETs that are no longer needed are unnecessary.
実施の形態１５．
次に、この発明の実施の形態１５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図２８は、この発明の実施の形態１５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の全体構成を示すブロック構成図である。
図２８に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０および制御回路３０と、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）および高電圧側の入出力電圧端子対（VH、VC）とから成る。なお、電圧端子Vcomは接地されている。そして、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、VC間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、VC間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
Embodiment 15 FIG.
Next, a DC / DC power conversion device according to a fifteenth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 28 is a block configuration diagram showing an overall configuration of the DC / DC power conversion device according to the fifteenth embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 28, the DC / DC power conversion apparatus includes a capacitor-type DC / DC
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、電圧端子VL、Vcom、VHa、VCと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０との接続端子Tm-Vs4を備えている。この回路１０ｄの低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の低電圧側入出力電圧端子対（VL、Vcom）と共通であり、高電圧側の入出力電圧端子対（VHa、VC）の負極電圧端子VCも、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、VC）の負極電圧端子VCと共通である。
そして、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
The capacitor type DC / DC
The capacitor-type DC / DC
インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の構成は、上記実施の形態８で示したものと同様で、電圧端子VA、VB、VHと、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄとの接続端子Tm-Vsを備えている。この場合、回路２０の２組の入出力電圧端子対（VA、VB）、（VH、VB）は、共通の負極電圧端子VBがコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの電圧端子VLに接続される。また、一方の正極電圧端子VAは、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの高電圧側入出力電圧端子対（VHa、VC）の正極電圧端子VHaに接続され、他方の正極電圧端子VHは、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の高電圧側入出力電圧端子対（VH、VC）の正極電圧端子VHと共通である。
そして、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄに接続される入出力電圧端子VA、VB間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧して他方の入出力電圧端子VH、VB間に出力したり、逆に入出力電圧端子VH、VB間に入力された電圧を、昇圧あるいは降圧してコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄに接続される入出力電圧端子VA、VB間に出力する機能を有する。
The configuration of the inductor type DC / DC
The inductor type DC / DC
制御回路３０も上記実施の形態８で示したものと同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄを駆動するためのゲート信号GateL、GateHと、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０を駆動するためのゲート信号GatexL、GatexH、GateyL、GateyHとを生成し、各ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄ、２０に出力する。また、電圧端子VL、VH、VCの各電圧が入力され、電圧V1、V3を検出している。
The
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの詳細構成を、図２９に基づいて以下に説明する。上述したように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に出力したり、高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC
図２９に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、上記実施の形態８と同様に、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続した４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を直列接続して構成される。この場合、低電圧側の正極電圧端子VLは平滑コンデンサCs3とCs4の接続点に接続され、接地された低電圧側の負極電圧端子Vcomは平滑コンデンサCs2とCs3の接続点に接続されている。また、高電圧側の正極電圧端子VHaは平滑コンデンサCs4の高電圧側端子に接続され、高電圧側の負極電圧端子VCは平滑コンデンサCs1の低電圧側端子に接続されている。
As shown in FIG. 29, the capacitor type DC / DC
そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、所定の１回路となる回路Ａ３と他の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ４との中間端子間に、エネルギ移行用のコンデンサCr13、Cr23、Cr34およびインダクタLr13、Lr23、Lr34の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC13、LC23、LC34を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１は、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、電源Vs1〜Vs4とゲート駆動回路111〜114とフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を備える。
Then, with the connection point of the two MOSFETs in each circuit A1, A2, A3, A4 as an intermediate terminal, the energy between the intermediate terminal of the circuit A3 that is a predetermined one circuit and the other circuits A1, A2, A4 LC series bodies LC13, LC23, and LC34 that are configured by a series body of transition capacitors Cr13, Cr23, and Cr34 and inductors Lr13, Lr23, and Lr34 and function as energy transition elements are connected. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
Further, the capacitor type DC / DC
次にコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、VC間に出力する場合について説明する。
回路Ａ３は、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路として動作する。また、回路Ａ１、Ａ２、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３０からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により各回路が駆動される。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC
First, a description will be given of a case where the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is changed to a voltage V2 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VHa and VC.
The circuit A3 operates as a drive inverter circuit that sends energy input between the input / output voltage terminals VL and Vcom to the high voltage side by the on / off operation of the MOSFETs (Mos3L, Mos3H). The circuits A1, A2, and A4 operate as a rectifier circuit that rectifies the current driven by the driving inverter circuit A3 and transfers energy to the high voltage side. Gate signals (GateL, GateH) are output from the
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr13、Cr23、Cr34の容量値と比較して十分大きな値に設定される。
上述したように、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、VC間に出力するため、電圧端子VHa、VC間からエネルギを出力している状態となり、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs3には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
ゲート信号（GateL、GateH）は、上記実施の形態８と同様に、LrとCrによるＬＣ直列体LC13、LC23、LC34にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号である。
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr13, Cr23, and Cr34.
As described above, the voltage V1 inputted between the input / output voltage terminals VL and Vcom is changed to the voltage V2 boosted by about 4 times and outputted between the input / output voltage terminals VHa and VC. Energy is output from the middle, and the voltage V2 is lower than 4 × V1. In the steady state, the smoothing capacitor Cs3 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 are charged with an average voltage of (V2−V1) / 3.
The gate signals (GateL, GateH) are on / off signals having a duty cycle of about 50% with a resonance period T determined by the LC serial bodies LC13, LC23, LC34 of Lr and Cr as in the eighth embodiment.
各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs3に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr34に、コンデンサCr23、Cr13に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2、Cs1に、以下に示す経路で移行する。
Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3L
Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Mos2L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
When Mos1L, Mos2L, Mos3L, and Mos4L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference. Therefore, a part of the energy stored in the smoothing capacitor Cs3 is transferred to the capacitor Cr34 and to the capacitors Cr23 and Cr13. Energy transferred to the smoothing capacitors Cs2 and Cs1 through the following path.
Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3L
Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Mos2L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
次いで、各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr34に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs4に、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr13、Cr23に、以下に示す経路で移行する。
Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Mos3H
Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
Next, when Mos1H, Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference, so that the energy charged in the capacitor Cr34 is transferred to the smoothing capacitors Cs4, smoothing capacitors Cs2, Cs3 Part of the energy stored in is transferred to the capacitors Cr13 and Cr23 through the following path.
Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Mos3H
Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
このように、コンデンサCr13、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs3から平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして入出力電圧端子VHa、VC間に出力する。 Thus, energy is transferred from the smoothing capacitor Cs3 to the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 by charging and discharging the capacitors Cr13, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is changed to a voltage V2 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VHa and VC.
次に、入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する動作について説明する。
この場合、回路Ａ１、Ａ２、Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ３は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路３からゲート信号（GateL、GateH）が出力され、これらゲート信号により各回路が同様に駆動される。
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力するため、電圧端子VL、Vcom間からエネルギを出力している状態となり、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs3には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
ゲート信号（GateL、GateH）は、LrとCrによるＬＣ直列体LC13、LC23、LC34にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号であることは昇圧動作の場合と同様である。
Next, an operation for changing the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VHa and VC to the voltage V1 stepped down by about 1/4 is output between the input / output voltage terminals VL and Vcom.
In this case, the circuits A1, A2, and A4 operate as driving inverter circuits, and the circuit A3 operates as a rectifying circuit that rectifies the current driven by the driving inverter circuit and shifts energy to the low voltage side. Gate signals (GateL, GateH) are output from the
The capacitor type DC / DC
The gate signal (GateL, GateH) is an on / off signal having a resonance period T determined by the LC serial bodies LC13, LC23, LC34 of Lr and Cr and having a duty of about 50%, as in the step-up operation. .
各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs4に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr34に、コンデンサCr23、Cr13に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2、Cs3に、以下に示す経路で移行する。
Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3H
Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Mos2H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
When Mos1H, Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference. Therefore, a part of the energy stored in the smoothing capacitor Cs4 is transferred to the capacitor Cr34, and to the capacitors Cr23, Cr13. The energy charged in is transferred to the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 through the following path.
Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3H
Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Mos2H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
次いで、各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr34に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs3に、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr13、Cr23に、以下に示す経路で移行する。
Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Mos3L
Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Next, when Mos1L, Mos2L, Mos3L, and Mos4L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference, so that the energy charged in the capacitor Cr34 is transferred to the smoothing capacitors Cs3 and the smoothing capacitors Cs1, Cs2 Part of the energy stored in is transferred to the capacitors Cr13 and Cr23 through the following path.
Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Mos3L
Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
このように、コンデンサCr13、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4から平滑コンデンサCs3にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 to the smoothing capacitor Cs3 by charging and discharging the capacitors Cr13, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VHa and VC is converted to a voltage V1 that is stepped down by about 1/4 and output between the input / output voltage terminals VL and Vcom.
上記昇圧、降圧の動作において、各コンデンサCr13、Cr23、Cr34には、インダクタLr13、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC13、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
In the step-up and step-down operations, the capacitors Cr13, Cr23, Cr34 are connected to the inductors Lr13, Lr23, Lr34 in series to form the LC series body LC13, LC23, LC34. This makes it possible to efficiently transfer large amounts of energy.
Further, in this embodiment, since a MOSFET is used for the rectifier circuit, conduction loss can be reduced as compared with a diode using a diode, and the efficiency of power conversion can be improved.
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs3の両端子に低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcomが接続された駆動用インバータ回路Ａ３と整流回路である他の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC13、LC23、LC34を接続した。このため、上記実施の形態１と同様に、各ＬＣ直列体LC13、LC23、LC34を流れる電流値を最小のものと等しくして、該電流値を低減できる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC13、LC23、LC34のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低減でき、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。 In this embodiment, the driving inverter circuit A3 in which the low-voltage input / output voltage terminals VL and Vcom are connected to both terminals of the smoothing capacitor Cs3, and the other circuits A1, A2, and A4 that are rectifier circuits, In between, LC serial bodies LC13, LC23, and LC34 were connected. Therefore, as in the first embodiment, the current value flowing through each LC series body LC13, LC23, LC34 can be made equal to the minimum value, and the current value can be reduced. Therefore, the current ratings of the inductor Lr and the capacitor Cr of the LC series LC13, LC23 and LC34 for energy transfer can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced in size.
また、上記実施の形態８では、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）を平滑コンデンサCs1の両端子に接続したが、この実施の形態では、他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ３の平滑コンデンサCs3の両端子に接続して、電圧V1を平滑コンデンサCs3の端子間に入力した。上記実施の形態１におけるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧をV12r、V13r、V14rとし、この実施の形態におけるＬＣ直列体LC13、LC23、LC34のコンデンサCr13、Cr23、Cr34の電圧をV13、V23、V34とすると、
V12r：V13r：V14r＝１：２：３
V34：V13：V23＝１：２：１
V34＝V23＝V12r
となる。
In the eighth embodiment, the input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) on the low voltage side is connected to both terminals of the smoothing capacitor Cs1, but in this embodiment, in the middle between other circuits. The voltage V1 was input between the terminals of the smoothing capacitor Cs3 by connecting to both terminals of the smoothing capacitor Cs3 of the circuit A3. The voltages of the capacitors Cr12, Cr13, and Cr14 of the LC series bodies LC12, LC13, and LC14 in the first embodiment are V12r, V13r, and V14r, and the capacitors Cr13, Cr23, and LC capacitors of the LC series bodies LC13, LC23, and LC34 in the present embodiment If the voltage of Cr34 is V13, V23, V34,
V12r: V13r: V14r = 1: 2: 3
V34: V13: V23 = 1: 2: 1
V34 = V23 = V12r
It becomes.
このように、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）を、他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ３の平滑コンデンサCs3の両端子に接続することで、この実施の形態のコンデンサCr23の電圧は、実施の形態８のコンデンサCr14の電圧の1/3となる。このように、ＬＣ直列体LC13、LC23、LC34のコンデンサCr13、Cr23、Cr34の電圧を低減することにより、上記実施の形態１よりもコンデンサCr13、Cr23、Cr34の電圧定格を低下させ、コンデンサをさらに小形化できる。 In this way, the input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) on the low voltage side is connected to both terminals of the smoothing capacitor Cs3 of the circuit A3 located between the other circuits. The voltage of the capacitor Cr23 is 1/3 of the voltage of the capacitor Cr14 of the eighth embodiment. In this way, by reducing the voltages of the capacitors Cr13, Cr23, Cr34 of the LC series bodies LC13, LC23, LC34, the voltage ratings of the capacitors Cr13, Cr23, Cr34 are lowered than in the first embodiment, and the capacitors are further increased. Can be downsized.
この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０とを組み合わせ、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、ＬＣ直列体LC13、LC23、LC34にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のゲート信号（GateL、GateH）にて駆動した。このように、一定のゲート信号で入出力電圧比を、回路数で決まる整数倍に維持するように駆動することで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは、電力変換効率を高い状態に維持することができる。
そして、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０は、上記実施の形態８と同様に動作し、一方の入出力電圧端子VA、VB間に入出力される電圧を、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの電圧端子VHa、VL間の電圧とすることで、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの高電圧側入出力電圧V2の約1/4の部分電圧を電圧調整する。
In this embodiment, the capacitor-type DC / DC
The inductor type DC / DC
このため上記実施の形態８と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０にて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成を小形軽量化できる。
またこの実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０の電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの電圧端子VHaと接続した効果、さらに電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続される電圧端子VLと接続した効果は上記実施の形態８と同様である。
Therefore, similarly to the above-described eighth embodiment, the capacitor type DC / DC
Also in this embodiment, the effect of connecting the voltage terminal VA of the inductor type DC / DC
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄでは、電圧V1からV2の昇圧動作と、電圧V2からV1の降圧動作との双方向の電力変換を可能としたが、電圧V1からV2の昇圧動作のみ、電圧V2からV1の降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
また、上記実施の形態１３、１４で示したように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄの整流回路を構成するMOSFETをダイオードに置き換えた構成にして、電圧V1から電圧V2へのエネルギ移行のみのコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路（図示せず）や、電圧V2から電圧V1へのエネルギ移行のみのコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路（図示せず）にすることもできる。
In the capacitor type DC / DC
Further, as shown in the thirteenth and fourteenth embodiments, only the energy transfer from the voltage V1 to the voltage V2 is achieved by replacing the MOSFET constituting the rectifier circuit of the capacitor type DC / DC
また、この実施の形態では、V1とV2の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
またこの実施の形態において、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄのＬＣ直列体LC13、LC23、LC34をCr13、Cr23、Cr34に置き換えて、ＬＣ共振を利用しない構成としても、同様の効果が期待できる。
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V1 and V2 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion at various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of series circuits A1 to A4. It becomes possible.
In this embodiment, the same effect can be expected even if the LC series bodies LC13, LC23, and LC34 of the capacitor type DC / DC
また、この実施の形態では、上記実施の形態８で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０を用いたが、上記実施の形態９、１０で示したインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０ａ、２０ｂであっても良く、同様の効果が得られる。
In this embodiment, the inductor type DC / DC
実施の形態１６．
次に、この発明の実施の形態１６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。この実施の形態１６では、上記実施の形態１５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成が異なるものを示す。インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成は、上記実施の形態８〜１０のいずれの回路２０、２０ａ、２０ｂでも良く、全体構成は、図２８で示した全体構成と同様である。そして、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、電圧V3へ昇圧して高電圧側の入出力電圧端子VH、VC間に出力したり、逆に、高電圧側の入出力電圧端子VH、VC間に入力された電圧V3を、電圧V1へ降圧して低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する機能を有する。
Embodiment 16 FIG.
Next, a DC / DC power conversion device according to a sixteenth embodiment of the present invention will be described. In the sixteenth embodiment, the DC / DC power conversion apparatus according to the fifteenth embodiment is different from the capacitor type DC / DC power conversion circuit. The configuration of the inductor type DC / DC power conversion circuit may be any of the
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅの詳細構成を、図３０に基づいて以下に説明する。
コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅは、低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に出力したり、逆に、高圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。
図３０に示すように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅは、図２５にて示した上記実施の形態１２におけるコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ａと、入出力電圧端子対（VL、Vcom）、（VHa、VC）の接続構成のみ異なるものである。即ち、低電圧側の正極電圧端子VLは平滑コンデンサCs3とCs4の接続点に接続され、接地された低電圧側の負極電圧端子Vcomは平滑コンデンサCs2とCs3の接続点に接続されている。また、高電圧側の正極電圧端子VHaは平滑コンデンサCs4の高電圧側端子に接続され、高電圧側の負極電圧端子VCは平滑コンデンサCs1の低電圧側端子に接続されている。
A detailed configuration of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e of this embodiment will be described below with reference to FIG.
The capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e has a voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom on the low voltage side to a voltage V2 boosted by about four times, and an input / output voltage terminal on the high voltage side. Output between VHa and VC, or conversely, the voltage V2 input between the high-voltage input / output voltage terminals VHa and VC is reduced to approximately 1/4 times the voltage V1, and the low-voltage input / output Output between voltage terminals VL and Vcom.
As shown in FIG. 30, the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e is similar to the capacitor type DC / DC
次にコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅの動作について説明する。
まず、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に出力する場合について説明する。
回路Ａ３は、電圧端子VL、Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ１、Ａ２、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として用いられる。
Next, the operation of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e will be described.
First, a description will be given of a case where the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is changed to a voltage V2 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VHa and VC on the high voltage side.
The circuit A3 is used in a drive inverter circuit that sends energy input between the voltage terminals VL and Vcom to the high voltage side by turning on and off MOSFETs (Mos3L and Mos3H). The circuits A1, A2, and A4 are used as rectifier circuits that rectify the current driven by the driving inverter circuit A3 and shift the energy to the high voltage side.
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHa、VC間に出力するため、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs3には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4には平均的に(V2-V1)/3の電圧が充電されている。
ゲート信号GateL、GateHは、上記実施の形態８と同様に、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号である。
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Since the voltage V1 input between the voltage terminals VL and Vcom is changed to a voltage V2 boosted by about 4 times and output between the voltage terminals VHa and VC, the voltage V2 is lower than 4 × V1. . In the steady state, the smoothing capacitor Cs3 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 are charged with an average voltage of (V2-V1) / 3.
Similarly to the eighth embodiment, the gate signals GateL and GateH are on / off signals having a resonance period T determined by the LC serial bodies LC12, LC23, and LC34 of Lr and Cr and a duty of about 50%.
各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs3に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr34に、コンデンサCr23、Cr12に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2、Cs1に、以下に示す経路で移行する。
Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3L
Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Mos2L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
When Mos1L, Mos2L, Mos3L, and Mos4L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference, so that part of the energy stored in the smoothing capacitor Cs3 is transferred to the capacitor Cr34, and the capacitors Cr23 and Cr12. Energy transferred to the smoothing capacitors Cs2 and Cs1 through the following path.
Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3L
Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Mos2L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
次いで、各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr34に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs4に、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr12、Cr23に、以下に示す経路で移行する。
Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Mos3H
Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Next, when Mos1H, Mos2H, Mos3H, and Mos4H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A1 to A4, are turned on, there is a voltage difference. Part of the energy stored in is transferred to the capacitors Cr12 and Cr23 through the following path.
Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Mos3H
Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs3から平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして高電圧側の入出力電圧端子VHa、VC間に出力する。 As described above, energy is transferred from the smoothing capacitor Cs3 to the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V1 input between the input / output voltage terminals VL and Vcom is converted to a voltage V2 boosted about four times and output between the input / output voltage terminals VHa and VC on the high voltage side.
次に、入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する動作について説明する。
この場合、回路Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１〜Ａ３は整流回路として動作する。この整流回路Ａ１〜Ａ３の内、回路Ａ３は実質的に整流のために用いられるが、回路Ａ１、Ａ２は、MOSFET（Mos1L、Mos1H、Mos2L、Mos2H）のオンオフ動作により、コンデンサCr12、Cr23へのエネルギ移行も行うので、駆動用インバータ回路の役割もなす。
Next, an explanation will be given of the operation of changing the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VHa and VC to the voltage V1 stepped down by about 1/4 and outputting it between the input / output voltage terminals VL and Vcom on the low voltage side. To do.
In this case, the circuit A4 operates as a drive inverter circuit, and the circuits A1 to A3 operate as rectifier circuits. Among these rectifier circuits A1 to A3, the circuit A3 is substantially used for rectification, but the circuits A1 and A2 are connected to the capacitors Cr12 and Cr23 by the on / off operation of the MOSFETs (Mos1L, Mos1H, Mos2L, Mos2H). Since energy is also transferred, it also serves as a drive inverter circuit.
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL、Vcom間に出力するため、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs3には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4には平均的に(V2-V1)/3の電圧が充電されている。
ゲート信号GateL、GateHは、上記実施の形態８と同様に、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティ約50％のオンオフ信号である。
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3, and Cs4 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Since the voltage V2 input between the voltage terminals VHa and VC is output to the voltage terminal VL and Vcom as the voltage V1 stepped down by about 1/4, the voltage V2 is higher than 4 × V1. ing. In the steady state, the smoothing capacitor Cs3 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 are charged with an average voltage of (V2-V1) / 3.
Similarly to the eighth embodiment, the gate signals GateL and GateH are on / off signals having a resonance period T determined by the LC serial bodies LC12, LC23, and LC34 of Lr and Cr and a duty of about 50%.
高圧側MOSFETへのゲート信号により各回路Ａ４、Ａ１〜Ａ３の高圧側MOSFETであるMos4H、Mos1H、Mos2H、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs4に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr34に、コンデンサCr12、Cr23に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2、Cs3に、以下に示す経路で移行する。
Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3H
Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Mos2H
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
When Mos4H, Mos1H, Mos2H, Mos3H, which are the high-voltage side MOSFETs of the circuits A4, A1 to A3, are turned on by the gate signal to the high-voltage side MOSFET, there is a voltage difference. The energy charged in the capacitor Cr34 and the energy charged in the capacitors Cr12 and Cr23 are transferred to the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 through the following path.
Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Mos3H
Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Mos2H
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号により、各回路Ａ４、Ａ１〜Ａ３の低圧側MOSFETであるMos4L、Mos1L、Mos2L、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr34に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs3に、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられたエネルギの一部がコンデンサCr12、Cr23に、以下に示す経路で移行する。
Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Mos3L
Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Next, when the Mos4L, Mos1L, Mos2L, and Mos3L, which are the low-voltage side MOSFETs of the circuits A4, A1 to A3, are turned on by the gate signal to the low-voltage side MOSFET, there is a voltage difference, so the energy charged in the capacitor Cr34 Part of the energy stored in the smoothing capacitor Cs3 and in the smoothing capacitors Cs1 and Cs2 is transferred to the capacitors Cr12 and Cr23 through the following path.
Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Mos3L
Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs4から平滑コンデンサCs3にエネルギを移行する。そして、入出力電圧端子VHa、VC間に入力された電圧V2を、約1/4倍に降圧された電圧V1にして低電圧側の入出力電圧端子VL、Vcom間に出力する。 In this way, energy is transferred from the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs4 to the smoothing capacitor Cs3 by charging and discharging the capacitors Cr12, Cr23, and Cr34. Then, the voltage V2 input between the input / output voltage terminals VHa and VC is changed to a voltage V1 that is stepped down by about 1/4, and is output between the input / output voltage terminals VL and Vcom on the low voltage side.
上記昇圧、降圧の動作において、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
In the above step-up and step-down operations, the capacitors Cr12, Cr23, Cr34 are connected in series with inductors Lr12, Lr23, Lr34 to form the LC series body LC12, LC23, LC34. This makes it possible to efficiently transfer large amounts of energy.
Further, in this embodiment, since a MOSFET is used for the rectifier circuit, conduction loss can be reduced as compared with a diode using a diode, and the efficiency of power conversion can be improved.
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続した。上記実施の形態８で示した場合、即ち、整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。 In this embodiment, the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 are connected between adjacent circuits. Compared to the case of the eighth embodiment, that is, the case where the LC serial bodies LC12, LC13, and LC14 are connected between the rectifier circuit A1 and the other circuits A2, A3, and A4 that are driving inverter circuits. Then, although the current flowing through each LC series body increases, there is an effect that the applied voltage of the capacitor Cr34 can be reduced to 1/3 of the capacitor Cr14 and the applied voltage of the capacitor Cr23 can be reduced to 1/2 of the capacitor Cr13.
また、上記実施の形態１２では、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）を回路Ａ１の平滑コンデンサCs1の両端子に接続したが、この実施の形態では、他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ３の平滑コンデンサCs3の両端子に接続して、電圧V1を平滑コンデンサCs3の端子間に入力する。上記実施の形態１２におけるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34に流れる電流値をI12r、I23r、I34rとし、この実施の形態におけるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34に流れる電流値をI12、I23、I34とすると、
I12r：I23r：I34r＝３：２：１
I12：I23：I34＝１：２：１
I12＝I34＝I34r
となる。
In the twelfth embodiment, the input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) on the low voltage side is connected to both terminals of the smoothing capacitor Cs1 of the circuit A1, but in this embodiment, it is sandwiched between other circuits. The voltage V1 is input between the terminals of the smoothing capacitor Cs3 by connecting to both terminals of the smoothing capacitor Cs3 of the circuit A3 located in the middle. The current values flowing in the LC series bodies LC12, LC23, LC34 in the twelfth embodiment are I12r, I23r, I34r, and the current values flowing in the LC series bodies LC12, LC23, LC34 in this embodiment are I12, I23, I34. Then
I12r: I23r: I34r = 3: 2: 1
I12: I23: I34 = 1: 2: 1
I12 = I34 = I34r
It becomes.
このように、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）を他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ３の平滑コンデンサCs3の両端子に接続することで、ＬＣ直列体LC12を流れる電流値I12を上記実施の形態１２の場合と比べて1/3に低減することができる。このため、エネルギ移行用のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。 In this way, by connecting the input / output voltage terminal pair (VL, Vcom) on the low voltage side to both terminals of the smoothing capacitor Cs3 of the circuit A3 located between the other circuits, the LC series LC12 can be obtained. The flowing current value I12 can be reduced to 1/3 compared to the case of the twelfth embodiment. For this reason, the current ratings of the energy transfer inductor Lr and the capacitor Cr can be reduced, and the inductor Lr and the capacitor Cr can be miniaturized.
この実施の形態では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅとインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂとを組み合わせ、上記実施の形態８と同様に、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅは電力変換効率を高い状態に維持させ、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂにて電圧調整させることで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体では、電力変換効率を高い状態に維持しつつ出力電圧を調整することができ、装置構成を小形軽量化できる。
またこの実施の形態においても、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２０、２０ａ、２０ｂの電圧端子VAをコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅの電圧端子VHaと接続した効果、さらに電圧端子VBを、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅの平滑コンデンサCs3の高電圧側端子に接続される電圧端子VLと接続した効果は上記実施の形態８と同様である。
In this embodiment, a capacitor-type DC / DC power conversion circuit 10e and an inductor-type DC / DC
Also in this embodiment, the effect of connecting the voltage terminal VA of the inductor type DC / DC
この実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅでは、電圧V1からV2の昇圧動作と、電圧V2からV1の降圧動作との双方向の電力変換を可能としたが、電圧V1からV2の昇圧動作のみ、電圧V2からV1の降圧動作のみの片方向の電力変換に限定して動作させてもよい。
また、上記実施の形態１３、１４で示したように、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅの整流回路を構成するMOSFETをダイオードに置き換えた構成にして、電圧V1から電圧V2へのエネルギ移行のみのコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路（図示せず）や、電圧V2から電圧V1へのエネルギ移行のみのコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路（図示せず）にすることもできる。
In the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e of this embodiment, bidirectional power conversion between the voltage V1 to V2 step-up operation and the voltage V2 to V1 step-down operation is possible. The operation may be limited to the unidirectional power conversion only in the step-up operation and only the step-down operation from the voltage V2 to V1.
Further, as shown in the thirteenth and fourteenth embodiments, only the energy transition from the voltage V1 to the voltage V2 is achieved by replacing the MOSFET constituting the rectifier circuit of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e with a diode. The capacitor type DC / DC power conversion circuit (not shown) or the capacitor type DC / DC power conversion circuit (not shown) only for energy transfer from the voltage V2 to the voltage V1 can be used.
また、この実施の形態では、V1とV2の電圧比が４の場合について示したが、これに限るものではなく、回路Ａ１〜Ａ４の直列数を増減することにより様々な電圧比の電力変換が可能となる。
またこの実施の形態において、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｅのＬＣ直列体LC12、LC23、LC34をCr12、Cr23、Cr34に置き換えて、ＬＣ共振を利用しない構成としても、同様の効果が期待できる。
In this embodiment, the case where the voltage ratio between V1 and V2 is 4 is shown. However, the present invention is not limited to this, and power conversion at various voltage ratios can be performed by increasing or decreasing the number of series circuits A1 to A4. It becomes possible.
In this embodiment, the same effect can be expected even if the LC series bodies LC12, LC23, and LC34 of the capacitor type DC / DC power conversion circuit 10e are replaced with Cr12, Cr23, and Cr34 and the LC resonance is not used. .
また上記実施の形態１５、１６では、コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄ、１０ｅを、低電圧側の入出力電圧端子対（VL、Vcom）を他の回路に挟まれた中間に位置する様に構成した。このような構成のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄ、１０ｅは上記実施の形態１〜７にも適用できる。即ち、インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路２、２ａ、２ｂの一方の入出力電圧端子対（VA、Vcom）をコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１０ｄ、１０ｅのいずれか一方の入出力電圧端子対に接続して、同様に動作させることで同様の効果が得られる。
In the fifteenth and sixteenth embodiments, the capacitor type DC / DC
また、上記各実施の形態では、各半導体スイッチング素子に、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETを用いたが、ＩＧＢＴ等、制御電極でオンオフ動作が制御できる他の半導体スイッチング素子でも良く、その場合ダイオードが逆並列接続されたものを用い、このダイオードがパワーMOSFETの寄生ダイオードの機能を果たす。これにより、上記各実施の形態と同様の制御により同様の効果が得られる。 Further, in each of the above embodiments, a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain is used for each semiconductor switching element. However, other semiconductor switching elements such as IGBTs whose on / off operation can be controlled by control electrodes. However, in this case, a diode with anti-parallel connection is used, and this diode functions as a parasitic diode of the power MOSFET. Thereby, the same effect is acquired by the control similar to said each embodiment.
また、上記各実施の形態のコンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路では、各コンデンサCrとインダクタLrとのＬＣ直列体を用いたが、インダクタLrは、各コンデンサCrの充放電経路内に接続されていれば良く、同様にＬＣ共振を利用したエネルギ移行が行える。 In the capacitor-type DC / DC power conversion circuit of each of the above embodiments, an LC series body of each capacitor Cr and inductor Lr is used, but the inductor Lr is connected in the charge / discharge path of each capacitor Cr. Similarly, energy transfer using LC resonance can be performed.
１，１ａ コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、
２，２ａ，２ｂ インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、
１０，１０ａ〜１０ｅ コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、
２０，２０ａ，２０ｂ インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、
Ａ１〜Ａ４ 回路（駆動用インバータ回路／整流回路）、
A1a 回路（駆動用インバータ回路）、A2a〜A4a 回路（整流回路）、
A1b 回路（整流回路）、A2b〜A4b 回路（駆動用インバータ回路）、
Cr12，Cr13，Cr14，Cr23，Cr34 コンデンサ、Cs1〜Cs4 平滑コンデンサ、
Di1L〜Di4L 低圧側ダイオード、Di1H〜Di4H 高圧側ダイオード、
GateL，GateH ゲート信号、Lc インダクタとしてのコイル、
Lr12，Lr13，Lr14，Lr23，Lr34 インダクタ、Mos1L〜Mos4L 低圧側MOSFET、
Mos1H〜Mos4H 高圧側MOSFET、MosxH，MosxL，MosyH，MosyL MOSFET、
（MosxH、MosxL） 駆動用素子直列体としての第１の直列体、
（MosyH、MosyL） 駆動用素子直列体としての第２の直列体、
（VL、Vcom），（VL、Vcoma） 低電圧側入出力電圧端子対
（VH、Vcom），（VH、Vcoma），（VH、VC） 高電圧側入出力電圧端子対、
（VLa、Vcoma），（VL、Vcoma），（VL、Vcom） コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の低電圧側入出力電圧端子対、
（VH、Vcoma），（VHa、Vcoma），（VHa、Vcom），（VHa、VC） コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の高電圧側入出力電圧端子対、
（VA、VB），（VH、VB），（VA、Vcom），（VH、Vcom） インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の入出力電圧端子対、
Ｔ 駆動周期（共振周期）、Tm-Cs3 接続端子。
1,1a Capacitor type DC / DC power conversion circuit,
2, 2a, 2b Inductor type DC / DC power conversion circuit,
10, 10a-10e capacitor type DC / DC power conversion circuit,
20, 20a, 20b Inductor type DC / DC power conversion circuit,
A1-A4 circuit (drive inverter circuit / rectifier circuit),
A1a circuit (drive inverter circuit), A2a to A4a circuit (rectifier circuit),
A1b circuit (rectifier circuit), A2b to A4b circuit (drive inverter circuit),
Cr12, Cr13, Cr14, Cr23, Cr34 capacitors, Cs1 to Cs4 smoothing capacitors,
Di1L to Di4L Low voltage side diode, Di1H to Di4H High voltage side diode,
GateL, GateH Gate signal, coil as Lc inductor,
Lr12, Lr13, Lr14, Lr23, Lr34 inductors, Mos1L to Mos4L low voltage side MOSFETs,
Mos1H to Mos4H High-voltage side MOSFET, MosxH, MosxL, MosyH, MosyL MOSFET,
(MosxH, MosxL) A first series body as a drive element series body,
(MosyH, MosyL) A second series body as a drive element series body,
(VL, Vcom), (VL, Vcoma) Low voltage side I / O voltage terminal pair (VH, Vcom), (VH, Vcoma), (VH, VC) High voltage side I / O voltage terminal pair,
(VLa, Vcoma), (VL, Vcoma), (VL, Vcom) Capacitor type DC / DC power converter circuit low voltage side I / O voltage terminal pair,
(VH, Vcoma), (VHa, Vcoma), (VHa, Vcom), (VHa, VC) Capacitor type DC / DC power converter circuit high voltage side I / O voltage terminal pair,
(VA, VB), (VH, VB), (VA, Vcom), (VH, Vcom) Inductor type DC / DC power converter circuit input / output voltage terminal pair,
T Drive cycle (resonance cycle), Tm-Cs3 connection terminal.
Claims (18)
２直列の半導体スイッチング素子あるいは半導体スイッチング素子とダイオード素子との２直列素子から成る駆動用素子直列体と、該駆動用素子直列体の２素子の接続点に接続されるエネルギ移行用のインダクタと、負極電圧端子を共通とする２組の入出力電圧端子対とを有して直流／直流変換を行うインダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路とを備え、
上記インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路を、上記コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の高電圧側、低電圧側のいずれかに接続し、上記コンデンサ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の高電圧側入出力電圧あるいは低電圧側入出力電圧を上記インダクタ式ＤＣ／ＤＣ電力変換回路により電圧調整することを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。 A drive inverter circuit formed by connecting a high-voltage side element and a low-voltage side element composed of a semiconductor switching element in series and connected between the positive and negative terminals of a smoothing capacitor, and a high-voltage side element and a low-voltage side element composed of a semiconductor switching element or a diode element. A plurality of circuits including a rectifier circuit connected in series and connected between the positive and negative terminals of a smoothing capacitor are connected in series, and a connection point between the high-voltage side element and the low-voltage side element in each circuit is an intermediate terminal. As described above, a capacitor for energy transfer is arranged between the intermediate terminals between the above circuits, and has a low voltage side input / output terminal pair and a high voltage side input / output voltage terminal pair for DC / DC conversion. A capacitor-type DC / DC power conversion circuit to perform;
A driving element series body comprising two series semiconductor switching elements or two series elements of a semiconductor switching element and a diode element; an energy transfer inductor connected to a connection point of the two elements of the driving element series body; An inductor type DC / DC power conversion circuit having two sets of input / output voltage terminal pairs having a common negative voltage terminal and performing DC / DC conversion;
The inductor type DC / DC power conversion circuit is connected to either the high voltage side or the low voltage side of the capacitor type DC / DC power conversion circuit, and the high voltage side input / output of the capacitor type DC / DC power conversion circuit is connected. A DC / DC power converter characterized in that a voltage or a low voltage side input / output voltage is regulated by the inductor type DC / DC power converter circuit.
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