JP2009017285A - 変調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】希望波信号のレベルを落とすことなく、妨害信号によるビートノイズの発生を低減できるようにする。
【解決手段】周波数オフセット部２３にて周波数オフセットされたＱ信号とＱＸ信号とを入れ替えるスイッチ１３と、局部発振周波数を切り替えるようにＰＣ３２を制御するとともに、Ｑ信号とＱＸ信号とを入れ替えてミキサ部１４に供給するようにスイッチ１３を制御するコントローラ１８とを備えることにより、デジタル信号成分による妨害信号の周波数とほぼ一致する局部発振周波数Ｆloが、ユーザの選択に係る希望周波数Ｆdesに応じて設定される場合に、局部発振周波数が変更されて妨害信号の周波数から遠く離れるようにすることで、妨害信号によるビートノイズの発生を回避するとともに、ミキサ部１４で周波数混合をする際の位相が切り替えられるようにすることで、イメージキャンセルの周波数位置が希望波信号の周波数位置とは異なる位置に変更されるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は変調回路に関し、特に、低周波信号を高周波信号に変調するための回路に用いて好適なものである。

一般に、情報を無線の電波信号として送信するためには、ベースバンド信号（直流近傍成分を含む低周波信号）を高周波信号に変換する、いわゆる変調処理が不可欠である。従来、ステレオ音声信号を無線で送信する際には、伝送路上でのノイズに強い性質を持っている周波数変調方式が多く用いられてきた。周波数変調方式とは、高周波信号の周波数をベースバンド信号に比例して変化させる方式（アナログ変調ではＦＭ、デジタル変調ではＦＳＫ）である。

通常、周波数変換を伴う変調方式では、周波数変換後の希望周波数と一定の周波数関係を持つ周波数チャネル（スプリアス・ポイント）において、イメージノイズなどの本来不要な成分が発生してしまうという問題がある。特に、変調器自体の電圧対周波数の変換特性に直線性がないと、変調出力における希望周波数のサイドスプリアスに余分な高調波成分がいくつも現れて、ベースバンド信号に歪みがあるのと等価になってしまう。

ところで、近年におけるデジタル回路技術の発達により、従来はアナログ回路で実現していた機能を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のデジタル回路を用いて実現する例が増えている。本発明者も、上述の周波数変調処理をＤＳＰにて行うようにした技術を過去に提案している（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１では、ＤＳＰのベースバンド周波数領域での変調処理によって発生した信号をＤ／Ａ変換し、これをアナログ信号処理により高周波信号に更に変調するようにしており、ＤＳＰと高周波アナログ信号処理回路とを１つのＩＣに集積化している。
ＷＯ２００５／１２５０２２号公報

図４に、特許文献１に記載の回路構成を示す。図４に示す変調回路では、まずＤＳＰ１００内の直交変調部４において、ＩＱモジュレーションによるＦＭ変調をデジタル的にベースバンド領域で実行する（０〜±７５ｋＨｚの周波数偏移）。次に、ＤＳＰ１００内の周波数オフセット部５において、Ｉ信号およびＱ信号に対して周波数オフセット（例えば、３００ｋＨｚ）をデジタル的に加える。さらに、周波数オフセットされた信号の周波数をアナログ回路のミキサ６でミキシングアップすることにより、高周波（送信周波数帯）の希望波信号を得る。

周知の通り、高周波アナログ信号処理回路とＤＳＰ等のデジタル信号処理回路とをワンチップ化したアナログ−デジタル混載ＩＣでは、デジタル信号成分がアナログ回路に影響を与えることにより、諸特性の悪化を来たしやすい。アナログ−デジタル混載ＩＣで構成される図４に示すような変調回路の場合、諸特性の悪化は、そのほとんどがアナログ回路におけるシンセサイザ８が有する局部発振回路（ＬＯＳＣ）において発生している。

これは、発振回路が負性抵抗特性を持っており、発振している周波数においては大きなゲインを持っているため、微小な外乱信号でも発振信号が大きく影響を受けてしまうからである。このため、発振回路がデジタル信号成分による外乱（妨害信号）を受けると、発振信号が再変調されてビートノイズを発生し、希望周波数の信号に対してＳ／Ｎ比の悪化、歪み率増大などの好ましくない影響を与えてしまう。

図５は、図４のように変調回路を構成した場合に得られる希望周波数Ｆdes、局部発振周波数Ｆlo、イメージ周波数Ｆimのスペクトラムを示す図である。図４の周波数オフセット部５において所定の周波数ΔＦだけオフセットが加えられている場合、希望周波数Ｆdesに対して所定の周波数ΔＦだけ下側にずれた位置に局部発振周波数Ｆloが設定される。この場合、ミキサ６では、局部発振周波数Ｆloより所定の周波数ΔＦだけオフセットしたベースバンド周波数をミキシングアップすることにより、希望周波数Ｆdesの信号を得る。

希望周波数ＦdesからΔＦずれた位置に局部発振周波数Ｆloを設定すると、局部発振周波数Ｆloから見て希望周波数Ｆdesとは反対側の周波数ΔＦだけずれた位置に、イメージ周波数Ｆim（イメージ信号）が発生する。しかし、このイメージ信号は、ミキサ６のイメージキャンセラ機能によって低減されるので、ノイズレベルは小さくなり、実用上問題ない。

しかしながら、デジタル信号成分による妨害信号の周波数が局部発振周波数Ｆloと一致し、もしくはその近傍にあると、キャリアリークと妨害信号とがビートを起こし、ビートノイズが発生してしまうという問題があった。
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、希望波信号のレベルを落とすことなく、妨害信号によるビートノイズの発生を低減できるようにすることを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明では、同相信号および直交信号の周波数に所定の周波数オフセットを加えることによって周波数変換を行い、周波数オフセットされた同相信号および直交信号と同相および直交の局部発振信号とを周波数混合して希望周波数の信号を発生するようにする。また、局部発振周波数を適宜切り替えるとともに、周波数オフセットされた同相信号および直交信号の一方と同相および直交の局部発振信号の一方との混合位相を適宜切り替えるようにしている。ここで、局部発振周波数もしくはその近傍に妨害信号が存在するときに、局部発振周波数および混合位相を切り替えるのが好ましい。

上記のように構成した本発明によれば、デジタル信号成分による妨害信号の周波数が局部発振周波数と一致し、もしくはその近傍に存在する場合には、局部発振周波数が切り替えられることにより、局部発振周波数が妨害信号の周波数から遠く離れるので、キャリアリークと妨害信号とがビートを起こして発生するノイズを回避することができる。また、この場合に、ミキサ部での周波数混合位相が切り替えられることにより、ミキサ部が持つイメージキャンセラ機能のイメージキャンセルの周波数位置が希望波信号の周波数位置とは異なる位置に変更されるので、イメージキャンセラ機能によって希望波信号の振幅が抑制されてしまう不都合も防止することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態による変調回路の構成例を示す図である。なお、図１に示す各構成のうち、アンテナ１６を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスで１チップに集積化されている。

図１において、１０Ｌ，１０ＲはＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）であり、アナログ信号として入力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号をそれぞれデジタル信号に変換する。

１１はＤＳＰであり、Ａ／Ｄ変換器１０Ｌ，１０Ｒより出力されたデジタルのＬチャネル信号およびＲチャネル信号に対して所定のデジタル信号処理を行う。このＤＳＰ１１は、当該デジタル信号処理を行う機能構成として、信号処理部２１、ＦＭ変調部２２および周波数オフセット部２３を備えている。信号処理部２１は、例えば図４に示したリミッタ／プリエンファシス回路１Ｌ，１Ｒ、ローパスフィルタ２Ｌ，２Ｒおよびステレオ信号発生部３と同様の処理を行うことにより、ステレオコンポジット信号を生成する。

すなわち、信号処理部２１は、Ａ／Ｄ変換器１０Ｌ，１０Ｒよりデジタル信号として入力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号のそれぞれに対して、振幅を制限する処理および高域の変調度を強調するための処理を行う（リミッタ／プリエンファシス処理）。そして、信号処理部２１は、その振幅制限および高域強調されたＬチャネル信号およびＲチャネル信号に対して帯域制限を施す（ローパスフィルタ処理）。さらに、信号処理部２１は、フィルタリングされたＬチャネル信号およびＲチャネル信号からステレオコンポジット信号を生成する（ステレオ信号発生処理）。

ＦＭ変調部２２は、信号処理部２１より出力されるステレオコンポジット信号に対してベースバンド周波数領域（例えば、０〜±７５ｋＨｚの何れか）でＩＱモジュレーションのＦＭ変調をかけることにより、同相信号（Ｉ信号，ＩＸ信号）およびそれに直角の位相を持つ直交信号（Ｑ信号，ＱＸ信号）を発生する。ここで、Ｘは位相が１８０度反転していることを示す。すなわち、ＩＸ信号はＩ信号の位相が１８０度反転した信号であり、ＱＸ信号はＱ信号の位相が１８０度反転した信号である。これらの同相信号および直交信号を発生するための具体的な構成については図示を省略するが、公知の信号処理を適用することが可能である。

周波数オフセット部２３は、ＦＭ変調部２２により生成された同相信号および直交信号の周波数に所定の周波数オフセットを加えることによって周波数変換を行う。ここで加えるオフセット周波数は、例えば３００ｋＨｚである。図１に示すように、周波数オフセット部２３は、第１のミキサ２３ａ、第２のミキサ２３ｂおよび三角波発生器２３ｃ，２３ｄを備えている。

第１のミキサ２３ａは、三角波発生器２３ｃより入力される同相（０°）の三角波ｃｏｓω_sｔで同相信号（Ｉ信号、ＩＸ信号）の周波数をシフトする。また、第２のミキサ２３ｂは、三角波発生器２３ｄより入力される直交（９０°）の三角波ｓｉｎω_sｔで直交信号（Ｑ信号、ＱＸ信号）の周波数をシフトする。ここで用いる三角波の周波数がオフセット周波数の３００ｋＨｚである。

三角波発生器２３ｃ，２３ｄは、例えば３００ｋＨｚの周波数で、振幅がほぼ等しく、かつ、位相が相互に９０°ずれた、同相および直交の三角波を生成し、同相の三角波を第１のミキサ２３ａに、直交の三角波を第２のミキサ２３ｂに供給する。この三角波発生器２３ｃ，２３ｄは、例えばｓｉｎテーブル情報およびｃｏｓテーブル情報を有し、これらのテーブル情報を使ってｃｏｓω_sｔの三角波とｓｉｎω_sｔの三角波とを生成する。

次いで、１２Ｉ，１２ＱはＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）であり、周波数オフセット部２３よりデジタル信号として入力される同相信号（Ｉ信号、ＩＸ信号）および直交信号（Ｑ信号、ＱＸ信号）をそれぞれアナログ信号に変換する。

１３はスイッチであり（本発明の切替部に相当）、周波数オフセット部２３により周波数オフセットされた後でＤ／Ａ変換器１２Ｑによりアナログ信号とされた直交信号（Ｑ信号とＱＸ信号）をそのまま入れ替えずに出力するか、Ｑ信号とＱＸ信号とを入れ替えて出力するかのスイッチング動作をする。このスイッチング動作の詳細については後述する。なお、本実施形態においてＩ信号とＩＸ信号はスイッチングの対象としていない。

１４はミキサ部であり、Ｄ／Ａ変換器１２Ｉ，１２Ｑによりアナログ信号に変換された同相信号（Ｉ信号、ＩＸ信号）および直交信号（Ｑ信号、ＱＸ信号）の周波数変換を行う。すなわち、ミキサ部１４は、周波数オフセット部２３により周波数オフセットされた同相信号および直交信号と、同相および直交の局部発振信号とを周波数混合して希望周波数Ｆdes（例えば、ＦＭ周波数帯域の周波数）の信号を発生する。

図１に示すように、ミキサ部１４は、第１のミキサ１４ａ、第２のミキサ１４ｂ、第１の加算器１４ｃおよび第２の加算器１４ｄを備えている。第１のミキサ１４ａは、Ｄ／Ａ変換器１２Ｉから供給されるＩ信号を同相（０°）の搬送波ｃｏｓω_cｔで変調し、その結果を第１の加算器１４ｃに出力する。第１のミキサ１４ａはまた、Ｄ／Ａ変換器１２Ｉから供給されるＩＸ信号を同相（０°）の搬送波ｃｏｓω_cｔで変調し、その結果を第２の加算器１４ｄに出力する。

第２のミキサ１４ｂは、Ｄ／Ａ変換器１２Ｑからスイッチ１３を通して供給されるＱ信号（またはＱＸ信号）を直交（９０°）の搬送波ｓｉｎω_cｔで変調し、その結果を第１の加算器１４ｃに出力する。第２のミキサ１４ｂはまた、Ｄ／Ａ変換器１２Ｑからスイッチ１３を通して供給されるＱＸ信号（またはＱ信号）を直交（９０°）の搬送波ｓｉｎω_cｔで変調し、その結果を第２の加算器１４ｄに出力する。

第１の加算器１４ｃは、ミキサ１４ａ，１４ｂによって変調されたＩ信号とＱ信号（またはＱＸ信号）とを合成し、希望周波数Ｆdesの第１のステレオＦＭ変調信号として出力する。第２の加算器１４ｄは、ミキサ１４ａ，１４ｂによって変調されたＩＸ信号とＱＸ信号（またはＱ信号）とを合成し、希望周波数Ｆdesの第２のステレオＦＭ変調信号として出力する。第１のステレオＦＭ変調信号および第２のステレオＦＭ変調信号は、位相が互いに１８０度反転した信号である。

１５は電力増幅器であり、ミキサ部１４から出力されるステレオＦＭ変調信号を増幅し、アンテナ１６を介して送信する。この電力増幅器１５は、シングル増幅タイプとしても良いし、差動増幅タイプとしても良い。シングル増幅タイプの場合は、例えば、ミキサ部１４の第１の加算器１４ｃから出力される第１のステレオＦＭ変調信号のみを入力して増幅する（第２の加算器１４ｄから出力される第２のステレオＦＭ変調信号は使用しない）。また、差動増幅タイプの場合は、ミキサ部１４から出力される第１および第２のステレオＦＭ変調信号を差動入力して増幅する。

１７はシンセサイザ部であり、ミキサ部１４内にある２つのミキサ１４ａ，１４ｂに供給する局部発振信号（搬送波）を生成する。すなわち、シンセサイザ部１７は、振幅がほぼ等しく、位相が相互に９０°ずれた、同相および直交の搬送波を生成し、同相の搬送波を第１のミキサ１４ａに、直交の搬送波を第２のミキサ１４ｂに供給する。本実施形態においてシンセサイザ部１７は、搬送波の局部発振周波数Ｆloを切り替える機能を有している。

シンセサイザ部１７は、具体的には、局部発振器（ＬＯＳＣ）３１、プログラマブルカウンタ（ＰＣ）３２、位相検波器３３およびＬＰＦ３４から成るＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路と、１／Ｋ分周器３５およびリングオシレータ３６，３７とを備えて構成されている。ここで、ＰＣ３２に対する分周比設定信号の値Ｎ（以下、プログラムカウント値Ｎと記す）を可変とすることにより、シンセサイザ部１７からミキサ部１４に供給される局部発振信号（搬送波）の局部発振周波数Ｆloを切り替えることができるように成されている。

なお、局部発振周波数Ｆloを可変とするための構成は、上述のようにＰＣ３２を利用する構成に限定されるものではない。例えば、図４に示したように、シンセサイザに対して、コイルＬ、可変容量ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１から成る負荷容量値変更部を接続し、当該可変容量ダイオードＤ１を用いて、シンセサイザで発生する搬送波の周波数を可変制御するようにしても良い。

１８はコントローラであり（本発明の制御部に相当）、シンセサイザ部１７にて発生する局部発振信号の局部発振周波数Ｆloを切り替えるようにＰＣ３２を制御する。すなわち、図示しないチャンネル操作部をユーザが操作して希望周波数Ｆdesの切り替えを指示すると、コントローラ１８はこの指示を受けて、その指示された希望周波数Ｆdesを得るのに必要な局部発振周波数Ｆloの局部発振信号を生成するために、ＰＣ３２に対して設定するプログラムカウント値Ｎを希望周波数Ｆdesに合った値に変更する。

また、コントローラ１８は、設定される希望周波数Ｆdesの値に応じて、局部発振周波数Ｆloを変更するようにＰＣ３２を制御するとともに、周波数オフセットされたＱ信号，ＱＸ信号と局部発振信号との混合位相を切り替えるようにスイッチ１３を制御する。すなわち、希望周波数Ｆdesに応じて設定されるプログラムカウント値Ｎ、ひいては局部発振周波数Ｆloの値が所定の値になると、チップ内部でデジタル信号成分により発生する妨害信号の周波数と局部発振周波数Ｆloとがほぼ一致して、キャリアリークと妨害信号とがビートを起こしてビートノイズを発生する。

このように、プログラムカウント値Ｎをどの値に設定したときにビートノイズを生じやすいかは、チップの設計時に既知である。そこで、コントローラ１８は、そのような既知のプログラムカウント値ＮをＰＣ３２に設定する際に、当該プログラムカウント値Ｎをさらに変更して局部発振周波数Ｆloが妨害信号の周波数からずれるようにするとともに、スイッチ１３を切り替えることにより、周波数オフセットされたＱ信号とＱＸ信号とを入れ替えてミキサ部１４の第２のミキサ１４ｂに供給するように制御する。

以下に、この局部発振周波数Ｆloの変更およびスイッチ１３の切り替えに関するコントローラ１８の動作を詳しく説明する。コントローラ１８は、初期状態では図５のように希望周波数Ｆdesに対して所定のオフセット周波数ΔＦだけ下側にずれた位置に局部発振周波数Ｆlo（本発明の第１の局部発振周波数に相当）を設定している。ＰＣ３２のプログラムカウント値Ｎはそのための値に設定されている。この場合ミキサ部１４は、下側変調方式にて周波数混合処理を行う。このとき、ミキサ部１４によるイメージキャンセルの周波数位置は、局部発振周波数ＦloからΔＦだけ下側にずれた位置に設定されており、当該周波数位置において生じているイメージノイズがミキシング動作によってキャンセルされる。

また、コントローラ１８は、ユーザにより設定された希望周波数Ｆdesに対応するプログラムカウント値ＮをＰＣ３２に設定する場合に、そのプログラムカウント値Ｎにより設定される第１の局部発振周波数Ｆloがデジタル信号成分による妨害信号の既知の周波数範囲と一致するときには、ＰＣ３２に対するプログラムカウント値Ｎの設定を変えることにより、シンセサイザ部１７から出力される局部発振信号の局部発振周波数を第１の局部発振周波数Ｆloから第２の局部発振周波数Ｆlo’に切り替える。例えば、図２（ａ）に示すように、希望周波数Ｆdesに対して所定のオフセット周波数ΔＦだけ上側にずれた位置に局部発振周波数Ｆlo’を設定する。この場合ミキサ部１４は、上側変調方式にて周波数混合処理を行う。

このようにすると、局部発振周波数Ｆlo’が妨害信号の周波数から遠く離れるので、妨害信号に起因するビートノイズの発生を避けることができる。ただし、ミキサ部１４によるイメージキャンセルの周波数位置が、局部発振周波数Ｆlo’からΔＦだけ下側にずれた位置に設定されているため、図２（ａ）のような周波数スペクトラムの場合、ミキサ部１４によるイメージキャンセルの周波数位置が希望波信号の周波数位置と重なってしまう。このため、当該ミキサ部１４のイメージキャンセラ機能によって希望波信号の振幅が抑制されてしまうため、出力レベルが小さくなってしまう。

そのために本実施形態では、局部発振周波数をＦloからＦlo’に切り替えるだけでなく、周波数オフセットされたＱ信号とＱＸ信号とを入れ替えてミキサ部１４の第２のミキサ１４ｂに供給するようにスイッチ１３を制御する。これにより、Ｑ信号およびＱＸ信号と、局部発振周波数がＦlo’に設定された直交の局部発振信号との混合位相を切り替える。具体的には、通常はスイッチ１３が端子ａ１，ｂ１側に設定されているのを端子ａ２，ｂ２側に切り替えることにより、通常は第１の加算器１４ｃにおいてＩ信号とＱ信号とを合成しているのをＩ信号とＱＸ信号とを合成するように切り替えるとともに、通常は第２の加算器１４ｄにおいてＩＸ信号とＱＸ信号とを合成しているのをＩＸ信号とＱ信号とを合成するように切り替える。

このようにすると、ミキサ部１４へ入力される直交信号の位相が１８０°変わるので、イメージキャンセルの周波数位置が、局部発振周波数Ｆlo’からΔＦだけ上側にずれた位置に変更され、希望波信号の振幅が抑制されてしまう不都合も防止することができる。この結果、周波数スペクトラムは図２（ｂ）のようになる。すなわち、希望周波数Ｆdesの信号の振幅が、イメージキャンセラ機能によって抑制されることなく大きくなる。また、局部発振周波数Ｆlo’からΔＦだけ上側にずれた位置に生じているイメージノイズが抑制される。

以上詳しく説明したように、本実施形態では、ＦＭ変調部２２で生成された変調信号に対して所定の周波数オフセットを加えるようにし、ユーザの選択に係る希望周波数Ｆdesに応じて、デジタル信号成分による妨害信号の周波数範囲と一致する局部発振周波数Ｆloが設定される場合には、局部発振周波数を別の周波数Ｆlo’に切り替えるとともに、周波数オフセット部２３より出力されＤ／Ａ変換器１２Ｑでアナログ化されたＱ信号とＱＸ信号とを入れ替えてミキサ部１４の第２のミキサ１４ｂに供給するようにしている。

このような構成により、妨害信号の周波数が局部発振周波数と一致し、もしくはその近傍に存在する場合には、局部発振周波数が変更されて妨害信号の周波数から遠く離れるので、キャリアリークと妨害信号とがビートを起こして発生するノイズを回避することができる。また、この場合に、ミキサ部１４での周波数混合位相が切り替えられることにより、ミキサ部１４でのイメージキャンセルの周波数位置が希望波信号の周波数位置とは異なる位置に変更され、イメージキャンセラ機能によって希望波信号の振幅が抑制されてしまう不都合も防止することができる。

なお、上記実施形態では、周波数オフセット部２３より出力されＤ／Ａ変換器１２Ｑでアナログ化されるＱ信号とＱＸ信号とを入れ替えて第１のミキサ１４ａに供給するようにしているが、この例に限定されない。例えば、周波数オフセット部２３より出力されＤ／Ａ変換器１２Ｉでアナログ化されるＩ信号とＩＸ信号とを入れ替えて第２のミキサ１４ｂに供給するようにしても良い。

また、図３に示すように、Ｑ信号とＱＸ信号との入れ替えはせず、シンセサイザ部１７より出力される直交の局部発振信号の変位角度を切り替えて第２のミキサ１４ｂに供給するようにしても良い。図３は、本実施形態による変調回路の他の構成例を示す図である。ここでは、変調回路の一部の構成のみ図示している。図３に示す例では、Ｄ／Ａ変換器１２Ｉ，１２Ｑとミキサ部１４との間にスイッチ１３は存在せず、シンセサイザ部１７のリングオシレータ３６，３７とミキサ部１４との間に別のスイッチ１３’が挿入されている。

図３に示すように、リングオシレータ３６，３７の後段側のオシレータ３７は、直交の局部発振信号として、同相の局部発振信号から位相が＋９０°ずれた正の直交局部発振信号と、同相の局部発振信号から位相が−９０°ずれた負の直交局部発振信号とを出力している。スイッチ１３’は、正および負の直交局部発振信号を適宜切り替えて第２のミキサ１４ｂに供給する。

すなわち、第１の局部発振周波数Ｆloが妨害信号の周波数範囲と一致するときに、コントローラ１８はスイッチ１３’を制御して、通常は端子ｃ１側に設定されているのを端子ｃ２側に切り替える。これにより、通常は第２のミキサ１４ｂに＋９０°の正の直交局部発振信号が供給されているのを、−９０°の負の直交局部発振信号が供給されるようにする。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、ベースバンド信号を無線高周波信号に変調するための変調回路に有用である。

本実施形態による変調回路の全体構成例を示す図である。 本実施形態の変調回路により得られる周波数スペクトラムを示す図である。 本実施形態による変調回路の他の一部構成例を示す図である。 従来の変調回路の構成例を示す図である。 従来の変調回路により得られる周波数スペクトラムを示す図である。

符号の説明

１３，１３’ スイッチ
１４ ミキサ部
１７ シンセサイザ部
１８ コントローラ
２２ ＦＭ変調部
２３ 周波数オフセット部
３１ 局部発振器（ＬＯＳＣ）
３２ プログラマブルカウンタ（ＰＣ）

Claims (5)

1. 同相信号およびそれに直角の位相の直交信号を発生する変調部と、
   上記変調部により発生された同相信号および直交信号の周波数に所定の周波数オフセットを加えることによって周波数変換を行う周波数オフセット部と、
   上記周波数オフセット部により周波数オフセットされた同相信号および直交信号と同相および直交の局部発振信号とを周波数混合して希望周波数の信号を発生するミキサ部と、
   上記同相および直交の局部発振信号を発生するものであって、上記局部発振信号の局部発振周波数を切り替える機能を有するシンセサイザ部と、
   上記周波数オフセット部により周波数オフセットされた同相信号および直交信号の一方と上記シンセサイザ部により発生された同相および直交の局部発振信号の一方との混合位相を切り替える切替部と、
   上記シンセサイザ部にて発生する局部発振信号の局部発振周波数を切り替えるように上記シンセサイザ部を制御するとともに、上記混合位相を切り替えるように上記切替部を制御する制御部とを備えたことを特徴とする変調回路。
2. 上記制御部は、希望周波数に応じて設定される第１の局部発振周波数が妨害信号の周波数範囲と一致する場合に、上記局部発振信号の局部発振周波数を上記第１の局部発振周波数から第２の局部発振周波数に切り替えるように上記シンセサイザ部を制御するとともに、上記混合位相を切り替えるように上記切替部を制御することを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
3. 上記第１の局部発振周波数は上記希望周波数よりも低い周波数であり、上記第２の局部発振周波数は上記希望周波数よりも高い周波数であることを特徴とする請求項２に記載の変調回路。
4. 上記切替部は、上記周波数オフセット部と上記ミキサ部との間に設けられ、上記周波数オフセット部により周波数オフセットされた直交信号と当該直交信号に対して位相が１８０度反転した反転直交信号とを入れ替えて上記ミキサ部に供給することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の変調回路。
5. 上記切替部は、上記シンセサイザ部と上記ミキサ部との間に設けられ、上記シンセサイザ部により生成された正の直交局部発振信号と負の直交局部発振信号とを入れ替えて上記ミキサ部に供給することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の変調回路。