JP2008532397A - 整流器およびインバータのためのトランジスタ回路装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、第１の端子（１２）、第２の端子（１４）およびこれらの第１の端子（１２）と第２の端子（１４）との間に流れる電流（ｉ_D）を調整する制御端子（１６）とを有するトランジスタ（１０）、さらに第１の端子（１２）および第２の端子（１４）に印加される差電圧（ｕ_DS）に依存して制御端子（１６）にトランジスタ制御電圧（ｕ_GS）を印加する信号処理装置（２２）、ならびにこの信号処理装置（２２）に対応付けられており、且つ少なくとも２つの動作モードを切り換える制御装置（２３）とを有するトランジスタ回路装置（１）に関する。インバータ信号（ｕ_WR）はｕ_WR＝０である場合に、ｕ_DS＜０であればトランジスタ（１０）を導通させ、ｕ_DS＞０であればトランジスタ（１０）を遮断するよう指示する。ｕ_WR＝ｕ＾_WRであればトランジスタは持続的に導通される。

Description

本発明は、請求項１の上位概念に記載されているトランジスタ回路装置、請求項１２の上位概念に記載されている少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換するための回路装置、請求項１３に記載されている少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換するための装置に関する。さらに本発明は請求項１４に記載されているトランジスタ回路装置または回路装置の使用、請求項１５に記載されている装置の使用ならびに請求項１６の上位概念に記載されているトランジスタを制御する方法に関する。

従来技術
現在では整流器およびインバータは広範な電力範囲においてスイッチオン・オフ可能な電圧制御式の複数のトランジスタから構成されている。殊に直流電圧から三相交流電圧への変換、または三相交流電圧から直流電圧への変換に関して、６パルスブリッジ回路が公知であり、このブリッジ回路においては直流電圧源をチョークコイル／インダクタンスを介して三相電圧源と接続することができる。１００Ｖ以下の電圧に関しては頻繁に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、殊にＭＯＳＦＥＴが使用される。個々のトランジスタのソース端子およびドレイン端子はダイオードと接続されており（ＭＯＳＦＥＴにおいてはこのダイオードが原則としてトランジスタ内に既に包含されている）、ダイオードは３つの交流電圧の整流を簡単なやり方でさらなる制御を要することなく実施する。直流電圧の交流電圧への変換、または交流電圧の直流電圧への変換に関しては、公知の方法（例えば基本振動クロック制御またはパルス幅変調を使用する方法）によりトランジスタをオン・オフするために、トランジスタの特別な制御が必要とされる。整流器モードにおいて並列に接続されたトランジスタのスイッチオンによってダイオードの負荷を軽減するために、有利にはインバータモードに必要とされる制御回路を使用できることが分かった。その種の方法は殊に「同期整流」として公知であり、また整流時の電圧損失を低減する。しかしながら、ダイオードならびにＭＯＳＦＥＴのスイッチオンおよびスイッチオフ時点を決定するために、殊に必要とされる保護時間を考慮して、制御に対して付加的な要求が生じることは不利である。この手間は、刊行物「Neuartige Gleichrichterprinzipien zur effizienten Speisung von Kfz-Bordnetzen aus Klauenpolgeneratoren」(U. Ammann; Diplomarbeit am Institut fuer Leistungselektronik und Regelungstechnik der Universitaet Stuttgart, 2002)およびA Smart Synchronous Rectifier for 12 V Automobile Alternators" (S. Rees, U. Ammann; Proceedings of the 34th IEEE PESC Conference 2003, S. 1516ff.; Acapulco, Mexico) から公知であるような自己制御式のトランジスタを使用する場合には低減することができるが、もっともそれと同時にインバータモードの可能性はなくなる。したがって簡単で効率的な整流器およびインバータが所望されている。

発明の利点
本発明によれば、第１の端子、第２の端子およびこれらの第１の端子と第２の端子との間に流れる電流を調整する制御端子とを有するトランジスタ、さらには第１の端子および第２の端子に印加される差電圧に依存して制御端子にトランジスタ制御電圧を印加する信号処理装置とを備えたトランジスタ回路装置においては、信号処理装置に対応付けられており、少なくとも２つの動作モードを切り換える制御装置が提案される。本明細書においてトランジスタとは電圧制御式のあらゆる半導体ゲート、すなわち印加される電圧により導通特性を制御することができるあらゆる半導体モジュールであると解される。第１の動作モードは差電圧を介してトランジスタを制御することができ、このことは前述の整流器回路およびインバータ回路において自己制御式の動作モード「同期整流」に対して使用され、すなわち交流電圧の整流時に使用される。直流電圧を逆変換するための前述の整流回路およびインバータ回路が使用される第２の動作モードにおいては、トランジスタを制御するために使用される差電圧には付加的な電圧が重畳されるか、差電圧は付加的な電圧に代替される。トランジスタが差電圧に依存しない電圧により制御され、殊にスイッチオンないし導通接続されるように第１の動作モードにおいて使用される制御を変更することが目的である。このようにして、トランジスタの自己制御式の制御もトランジスタの外部から操作される制御も実現される。その種の回路装置の利点を以下では殊に実施例を参照しながら説明する。

有利にはトランジスタがＦＥＴ、殊にＭＯＳＦＥＴとして実施されており、第１の端子はドレイン端子であり、第２の端子はソース端子であり、制御端子はゲート端子である。多数の用途に関して、トランジスタ回路装置を好適に製造することができ、それにもかかわらず著しく高い出力で動作することができる。

本発明の実施形態によれば、第１の端子と第２の端子との間に電流制御素子が配置されている。通常の場合、トランジスタは第１の端子から第２の端子に電流を流すことができる。トランジスタ、例えばＭＯＳＦＥＴがいずれにせよ構造様式に起因して既にその種の要素を有している限りにおいては、電流制御素子により第２の端子から第１の端子に電流を流すことができる。

電流制御素子がダイオードとして構成されている場合には有利である。これは確実で廉価な実現形態である。ＭＯＳＦＥＴの場合にはその種のダイオード（ボディダイオード）が既に構造に基づき包含されている。

有利には制御装置は制御信号を出力するインバータ制御装置である。インバータ回路の個々のトランジスタを制御するためにインバータ制御装置が使用される。本発明により、信号処理装置を制御するために、したがって間接的にはトランジスタを制御するために、公知のインバータ制御装置の制御信号を使用することができる。確かに制御信号を別個に形成することもできるが、既存のインバータ制御装置を使用する場合には付加的な制御回路を省略することができる。

本発明の有利な実施形態においては、制御装置が実質的に矩形の制御信号を用いて信号処理装置を制御する。このことは、制御信号が２つのレベルを有し、各レベルが前述の動作モードの一方に対応することを意味する。したがってその都度どちらかの動作モードが選択される。

有利にはトランジスタ回路装置は制御信号を差電圧に加算する加算点を有する。これによって簡単なやり方で異なる動作状態を切り換えるための制御信号を信号処理装置に供給することができる。このように構成されている加算点を有するトランジスタ回路装置の機能は実施例において詳細に説明する。

有利にはトランジスタ回路装置が実質的に一定の電圧を制御装置の制御信号に依存して一次的に差電圧に加算するための加算点を有する。このことは、簡単なやり方で異なる動作状態を切り換えるための制御信号を信号処理装置に供給する別の可能性を表す。前述の択一形態に比べて、信号処理装置の制御がインバータ制御装置の信号の質（例えばレベルの信頼性）とは切り離される。このように構成されている加算点を有するトランジスタ回路装置の機能も実施例において詳細に説明する。

有利な実施形態によれば、信号処理装置が差電圧を増幅するための増幅器を有する。増幅器を用いることにより、差電圧の期待すべき信号間隔と、制御端子においてトランジスタの適切な動作のために必要とされる信号間隔とが一致するように差電圧を増幅することができる。

有利には増幅器の後段に電圧制限器が接続されている。これによって、制御端子において最大限の所望レベルまたは許容レベルを上回る危険が生じることなく、増幅器を所望の増幅率に調整することができる。さらには、付加的な信号により制御端子における許容レベルを超える危険が生じることなく、この付加的な信号を信号処理装置に供給することができる。

有利には、制御装置を用いて操作可能であり、差電圧に依存する電圧または差電圧に依存しない電圧に制御端子を択一的に接続する切り換え装置が制御端子に対応付けられている。このようにして、動作状態を簡単に、また制御装置の制御信号の質による影響を受けることなく切り換えることができる。

さらに本発明は、第１のトランジスタ回路装置および第２のトランジスタ回路装置と、トランジスタ回路装置間に配置されている分岐箇所とを有し、少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換するための回路装置に関し、トランジスタ回路装置は１つまたは複数の請求項に記載されているトランジスタ回路装置として構成されている。また本発明は並列に接続されている前述の複数の回路装置を用いて少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換するための装置にも関する。この種の回路装置または装置を所期のように逆変換のためにのみ、または整流のためにのみ使用することができるが、本発明の全ての利点は整流器モードとインバータモードとが混在している場合にも得られる。

さらに本発明は、前述のトランジスタ回路装置および前述の回路装置の整流器回路および／またはインバータ回路への使用、また前述の装置の自動車の電気機械、殊にクローポール型発電機への使用に関する。

最後に本発明は、第１の端子、第２の端子およびこれら第１の端子と第２の端子との間に生じる電流を調整する制御端子とを有するトランジスタを制御する方法に関し、制御端子には第１の端子と第２の端子との間に印加される差電圧に依存してトランジスタ制御電圧が印加され、トランジスタ制御電圧が一時的に差電圧に依存しない電圧によって制御される。

図面
本発明を実施例に基づき詳細に説明する。ここで、
図１は差電圧と制御信号の加算部を有するトランジスタ回路装置の第１の実施例を示し、
図２は差電圧に依存する電圧または差電圧に依存しない電圧が選択的に制御端子に印加されるトランジスタ回路装置の第２の実施例を示し、
図３は、差電圧と制御信号により一時的に供給される電圧との加算部を有するトランジスタ回路装置の第３の実施例を示し、
図４は、整流および／または逆変換のための回路装置の実施例を示し、
図５は、整流および／または逆変換のための装置の実施例を示す。

実施例の説明
図１はトランジスタ回路装置１の第１の実施例を示し、このトランジスタ回路装置１はドレイン端子Ｄである第１の端子１２、ソース端子Ｓである第２の端子１４およびゲート端子Ｇである制御端子１６を備えたＭＯＳＦＥＴとして実施されているトランジスタ１０を有する。ソース端子Ｓとドレイン端子Ｄとの間には電流制御素子１８が示されている。電流制御素子１８はここではダイオード２０であり、構造様式に起因してトランジスタ１０の構造内に包含されている。トランジスタ１０にはドレイン電流ｉ_Dが流れ、またトランジスタ１０を介して、すなわちドレイン端子Ｄからソース端子Ｓでは差電圧u_DS、いわゆるドレイン・ソース電圧が降下する。さらにトランジスタ回路装置１は信号処理装置２２を有し、この信号処理装置２２には殊に差電圧u_DSが供給され、また信号処理装置２２はゲート端子Ｇにトランジスタ制御電圧u_GSを印加する。トランジスタ制御電圧u_GSに依存して公知のようにドレイン電流ｉ_Dが生じる。信号処理回路２２には、既に差電圧u_DSが印加されている加算点２４において制御装置２３、ここではインバータ制御装置２５からのインバータ信号u_WRがさらに供給される。インバータ信号u_WRはピーク値

（以下ではu＾_WRと表記する）を有する矩形信号であり、例えば公知のインバータ回路を制御するために使用される。ピーク値u＾_WRは最大限に持続的に生じているドレイン・ソース電圧よりも大きく選定されている。したがって加算点２４には電圧−u_DS＋u_WRが印加され、その値として交番的に−u_DSもしくは−u_DS＋u＾_WRが生じる。電圧−u_DS＋u_WRは増幅器２６に供給され、この増幅器は増幅率Ｋを有し、したがって電圧Ｋ・（−u_DS＋u_WR）を出力する。この電圧は増幅器２６の後段に接続されているリミッタ２８によって所定の限界値内、すなわち最小電圧値u_GSminと最大電圧値u_GSmaxとの間に維持される。リミッタ２８の出力電圧はトランジスタ制御電圧u_GSとして使用される。u_WR＝０である場合には、自己制御式のトランジスタの冒頭で述べた機能が得られる。すなわちトランジスタ１０はu_DS＞０の場合には遮断され、u_DS＜０の場合には導通される。このことは、相応の回路において、整流器モードの基礎を提供する。ｕ_WR＝u＾_WRである場合には、u＾_WRは最大差電圧u_DS（ドレイン・ソース電圧）よりも大きく選定されているので、増幅器２６の入力側には差電圧u_DSの目下の値に依存せずに正の電圧が印加される。このことは、増幅器Ｋおよび限界値u_GSminおよびu_GSmaxが適切に選定されていることを前提として、トランジスタ１０がスイッチオンされることを意味する。したがってトランジスタ回路装置１は第２の動作モードに切り換えられており、この第２の動作モードは相応の回路においてインバータモードの基礎を提供する。すなわちトランジスタ制御電圧u_GSは第１の動作モードにおいて差電圧u_DSに依存するが、この依存性は第２の動作モードにおいては前述の信号加算によって相殺され、トランジスタが持続的にスイッチオンされる。

図２は、２つの動作状態を制御する第２の実施例を示す。このために増幅器２６とリミッタ２８との間に第１のスイッチング状態Ｓ１と第２のスイッチング状態Ｓ２とを有するスイッチング回路３０が配置されている。第１のスイッチング状態Ｓ１ではスイッチング回路３０が増幅器２６をリミッタ２８に接続し、既知の第１の動作モードとなる。第２のスイッチング状態Ｓ２に切り換えられると、この実施例においてはリミッタ２８の入力側が電圧u_posを有する電圧源に接続される。差電圧u_DSに依存せずにトランジスタ１０が導通する程にトランジスタ制御電圧u_GSは大きい既知の第２の動作モードが生じる大きさに値u_posは選定されている。スイッチング回路３０はインバータ制御装置２５からの信号u_WRにより操作される。レベルが所定の閾値を下回る場合、殊にほぼ０である場合にはスイッチング状態Ｓ１にセットされ、レベルがこの閾値を上回る場合、殊にu＾_WRである場合にはスイッチング状態Ｓ２になる。殊にこの制御の利点は、インバータ制御信号が間接的にしかトランジスタ制御電圧u_GSに影響を及ぼさないので、このインバータ制御信号の質に対する要求が低いということである。

図３には第３の実施例が示されている。この第３の実施例においては、加算点３２においては差電圧u_DSとスイッチ３４により切り換え可能な電圧u_posとが加算される。この実施例においてもスイッチ３４はインバータ制御装置２５からの信号u_WRにより操作される。スイッチング状態Ｓ１においては電圧u_posが加算点３２から切り離される。この状態においては既知の第１の動作モードになる。スイッチング状態Ｓ２においては加算点３２に電圧u_posが供給される。この電圧u_posは、差電圧u_DSに依存せずにトランジスタ１０が導通される程にトランジスタ電圧u_GSが大きいように選定されている。この状態ではトランジスタ回路装置１は第２の動作モードである。第２の実施例に比べてこの変形形態は、スイッチ３４が導通状態と高抵抗状態との間で切り換えられ、他方ではスイッチング装置３０が２つの異なる導通状態の切り換えスイッチとして使用されるという利点を有する。したがってスイッチ３４を有利には半導体スイッチ、殊にＦＥＴとして実施することができる。

図４には第１のトランジスタ回路装置Ｖ_H、第２のトランジスタ回路装置Ｖ_Lおよびこれらのトランジスタ回路装置Ｖ_H，Ｖ_Lの間に配置されている分岐箇所４２を備えた、少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換するために回路装置３６の実施例が示されている。分岐路４３内にはインダクタンスＬが配置されている。回路装置３６の機能は、整流器回路および／またはインバータ回路についての当業者の知識を考慮して、またトランジスタ回路装置Ｖ_H，Ｖ_Lの機能についての前述の実施形態を考慮すれば明らかなものである。レベル変換器４４（レベルシフタ）が示唆されており、このレベル変換器４４は第１のトランジスタ回路装置Ｖ_Hに対するインバータ制御信号を適合させるために必要とされる。その種の回路装置３６（整流器分岐およびインバータ分岐）の利点は、負のドレイン電流ｉ_D,Hないしｉ_D,Lがそれぞれのトランジスタ回路装置Ｖ_H，Ｖ_Lをスイッチオンさせるので、ゲート端子Ｇのための付加的なドライバ回路が必要とされず、また整流器モードに付加的な制御の手間は必要されないことである。さらには２つの動作モード「インバータ」および「（同期）整流器」間の移行がインバータモードに対する制御命令のオン・オフによって簡単に実現される。

以下ではインバータモードでのその種の回路装置３６の利点を、交流側の誘導性負荷の基本モードでクロック制御される給電を例にして説明する。このために、第１のトランジスタ回路装置Ｖ_Hに正のドレイン電流ｉ_D,H＝ｉ₁が流れ、第２のトランジスタ回路装置Ｖ_Lが遮断される時点を考察する。負荷電流ｉ₁はトランジスタ回路装置Ｖ_Hがスイッチオフされ、続いてトランジスタ回路装置Ｖ_Lがスイッチオンされることによってコミュテートされる。従来技術によるインバータ制御においては、直流電圧u_ZKの短絡を回避するために、トランジスタ回路装置Ｖ_H，Ｖ_Lに対するスイッチオン信号間のインターロック時間の維持が必要とされる。これによりそのような場合においては、トランジスタ回路装置Ｖ_Lがスイッチオンされるまでトランジスタ回路装置Ｖ_Lにおけるボディダイオードが短時間必ず導通状態になる。基本クロックで振動する場合には、トランジスタ回路装置Ｖ_Lの後続の導電時間における負荷電流の符号が反転するので、同一の過程がトランジスタ回路装置Ｖ_Hに続くトランジスタ回路装置Ｖ_Lのコミュテートの際に行われる。すなわち従来技術によれば、インターロック時間を非常に短く、且つ非常に正確に調整できなければならない。このことは本発明による回路装置３６においては必要とされない。何故ならば、電流を受け取るスイッチング装置、すなわちトランジスタ回路装置Ｖ_H（またはＶ_L）のスイッチオンは自動的に行われるからである。（もちろん、電流を受け取るトランジスタ回路装置Ｖ_H（またはＶ_L）に対するスイッチオン信号は、トランジスタ回路装置Ｖ_H（またはＶ_L）による電流の受け取りと負荷電流ｉ₁の符号反転との間の時間に印加されるべきものであると解される。）すなわち回路装置３６により基本振動でクロック制御されるインバータとしての動作における簡単な制御も実現される。

最後に図５には、上記において詳細に説明したトランジスタ回路装置Ｖ₁〜Ｖ₆を有する３つの回路装置３６を備えた整流および／または逆変換のための装置４６が示されている。必要とされるレベル変換器はここではインバータ制御装置２５に組み込まれている。装置４６の一方の側には直流電圧u_ZKが印加され、他方の側には３つの交流電圧u₁，u₂，u₃が印加される。装置４６の機能は、整流器回路および／またはインバータ回路についての当業者の知識、またトランジスタ回路装置Ｖ₁〜Ｖ₆および回路装置３６の機能についての前述の実施形態を考慮すれば明らかなものであるので、ここでは詳細に説明しない。

本発明は殊に自動車のためのクローポール型発電機を自動車搭載電源網に接続することに適している。インバータ機能を有利にはクローポールの動作のためにスタータとして使用することができる。最適な同期整流器機能によって、エネルギ形成部の全体の効率が改善され、またいわゆるジェネレータの「初期回転数」が低減される。

差電圧と制御信号の加算部を有するトランジスタ回路装置の第１の実施例。 差電圧に依存する電圧または差電圧に依存しない電圧が選択的に制御端子に印加されるトランジスタ回路装置の第２の実施例。 差電圧と制御信号により一時的に供給される電圧との加算部を有するトランジスタ回路装置の第３の実施例。 整流および／または逆変換のための回路装置の実施例。 整流および／または逆変換のための装置の実施例。

Claims (16)

1. 第１の端子（１２）、第２の端子（１４）および該第１の端子（１２）と該第２の端子（１４）との間に流れる電流（ｉ_D）を調整する制御端子（１６）とを有するトランジスタ（１０）、さらに前記第１の端子（１２）および前記第２の端子（１４）に印加される差電圧（ｕ_DS）に依存して前記制御端子（１６）にトランジスタ制御電圧（ｕ_GS）を印加する信号処理装置（２２）を備えたトランジスタ回路装置（１）において
   前記信号処理装置（２２）に対応付けられており、且つ少なくとも２つの動作モードを切り換える制御装置（２３）が設けられていることを特徴とする、トランジスタ回路装置（１）。
2. 前記トランジスタ（１０）はＦＥＴ、例えばＭＯＳＦＥＴとして実施されており、前記第１の端子（１２）はドレイン端子（Ｄ）であり、前記第２の端子（１４）はソース端子（Ｓ）であり、前記制御端子（１６）はゲート端子（Ｇ）である、請求項１記載のトランジスタ回路装置（１）。
3. 第１の端子（１２）と第２の端子（１４）との間に電流制御素子（１８）が配置されている、請求項１または２記載のトランジスタ回路装置（１）。
4. 前記電流制御素子（１８）はダイオード（２０）として構成されている、請求項３記載のトランジスタ回路装置（１）。
5. 前記制御装置（２３）は制御信号（ｕ_WR）を出力するインバータ制御装置（２５）である、請求項１から４までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
6. 前記制御装置（２３）は実質的に矩形の制御信号（ｕ_WR）を用いて前記信号処理装置（２２）を制御する、請求項１から５までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
7. 前記制御信号（ｕ_WR）を前記差電圧（ｕ_DS）に加算する加算点（２４）が設けられている、請求項５または６記載のトランジスタ回路装置（１）。
8. 実質的に一定の電圧（ｕ_pos）を前記制御装置（２３）の制御信号（ｕ_WR）に依存して一時的に前記差電圧（ｕ_DS）に加算する加算点（３２）が設けられている、請求項１から６までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
9. 前記信号処理装置（２２）は前記差電圧（ｕ_DS）を増幅する増幅器（２６）を有する、請求項１から８までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
10. 前記増幅器（２６）の後段には電圧制限器（２８）が接続されている、請求項１から９までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
11. 前記制御端子（１６）には、前記制御装置（２３）により操作可能であり、前記差電圧（ｕ_DS）に依存する電圧または前記差電圧（ｕ_DS）に依存しない電圧（ｕ_pos）に前記制御端子（１６）に択一的に接続する切り換え装置（３０）が対応付けられている、請求項１から１０までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）。
12. 第１のトランジスタ回路装置（Ｖ_H）、第２のトランジスタ回路装置（Ｖ_L）および該第１のトランジスタ回路装置（Ｖ_H）と該第２のトランジスタ回路装置（Ｖ_L）との間に配置されている分岐位置（４２）を備えた、少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換する回路装置（３６）において、
    前記トランジスタ回路装置（Ｖ_H，Ｖ_L）は請求項１から１１までのいずれか１項により構成されていることを特徴とする、回路装置（３６）。
13. 並列に接続されている複数の回路装置（３６）を用いて少なくとも１つの電圧を整流および／または逆変換する装置（４６）において、
    前記回路装置（３６）のトランジスタ回路装置（Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃，Ｖ₄，Ｖ₅，Ｖ₆）が請求項１から１１までのいずれか１項により構成されていることを特徴とする、装置（４６）。
14. 請求項１から１１までのいずれか１項記載のトランジスタ回路装置（１）および／または請求項１２記載の回路装置（３６）の整流器回路および／またはインバータ回路への使用。
15. 自動車の電気機械、例えばクローポール型発電機への請求項１３記載の装置（４６）の使用。
16. 第１の端子（１２）、第２の端子（１４）および該第１の端子（１２）と該第２の端子（１４）との間に流れる電流（ｉ_D）を調整する制御端子（１６）とを有するトランジスタ（１０）を制御する方法であって、
    前記制御端子（１６）に、前記第１の端子（１２）と前記第２の端子（１４）との間に印加される差電圧（ｕ_DS）に依存してトランジスタ制御電圧（ｕ_GS）を印加し、前記トランジスタ制御電圧（ｕ_GS）を一時的に前記差電圧（ｕ_DS）に依存しない電圧によって制御することを特徴とする、トランジスタを制御する方法。

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