JP2008529385A - 無線通信システムにおける逆拡散データのための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、無線通信システムの受信器において使用される拡散信号を逆拡散するための方法であって、拡散信号を前処理してデータシンボルに対応する拡散チップのグループを得るステップと、拡散チップを処理して各拡散チップの同一位相成分及び直交成分を抽出するステップと、プリセット選択信号に従って逆拡散チップのグループを得るために同一位相成分及び直交成分のグループを変換して組み合わせるステップと、を含む方法を提供する。本発明は、逆拡散回路の構造を大幅に簡略化して逆拡散回路の面積を減少させる上述の方法を実施するための装置を更に提供する。

Description

本発明は、無線通信分野に関し、特に、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ（時分割同期符号分割多重アクセス）及び／又はＷＣＤＭＡ（広帯域符号分割多重アクセス）システムにおいて拡散信号を逆拡散するための方法及び装置に関する。

スペクトル拡散技術、又は、拡散技術は、近年非常に急速に発展した技術であり、軍事通信において有益な役割を果たすだけでなく、例えば衛星通信、移動体通信、マイクロ波通信、無線測位システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、グローバルパーソナル通信等、総ての通信分野において幅広く使用されている。

拡散通信は、以下のように簡単に表すことができ、即ち、情報を伝達するために必要な最も狭い帯域幅よりもかなり幅広い帯域幅を占有する信号を用いて情報を伝達するための方法であり、帯域幅は符号化及び変調方法により拡大され且つ伝達される情報にとって無関係であり、また、伝達される情報データは受信器の同じ拡散コードによって逆拡散されて復元される。拡散技術は、以下の形態で、即ち、直接シーケンススペクトル拡散（略して直接拡散（ＤＳ））、周波数ホッピング（ＦＨ）、時間ホッピング（ＴＨ）、線形周波数変調（Ｃｈｉｒｐ）、及び、ＦＨ／ＤＳ，ＴＨ／ＤＳ，ＦＨ／ＴＨ等（ＤＳ，ＦＨ，ＦＨ／ＤＳは通信では最も頻繁に使用される）のこれらの組合せの形態で使用される。

拡散通信技術は、以下のように特徴付けられる。

１．強力な抗スクランブリング能力
信号は広帯域に拡散されるため、狭帯域信号は、受信器で拡散信号の帯域幅を圧縮することによって復元される。拡散擬似ランダムコードにとって無関係なスクランブル信号は広帯域に拡散されるため、有用な信号の通信帯域幅に入るスクランブリング力が大幅に低減され、その結果、相関器の信号対干渉比が増大させられる。従って、拡散通信技術は強力な抗スクランブリング能力を有している。この能力は帯域の拡散時間に対する直接的な比率にある。即ち、スペクトルが幅広く拡散されればされるほど、抗スクランブリング能力が強くなる。

２．多重アクセス通信
拡散通信自体は、ＳＳＭＡ（スペクトル拡散多重アクセス）と称される多重アクセス通信方法である。それ自体は、異なる拡散コードを用いて異なるネットワークを形成するＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）の形態である。広帯域を占有するが、拡散システムのスペクトル利用率は単チャンネル単搬送波システムのそれよりも高い。これは、異なるネットワークが同じ周波数を同時に共有できるからである。ＣＤＭＡは、将来のグローバルパーソナル通信における多重アクセス通信の主要な形態である。

３．安全で且つ機密性がある
拡散システムは送信された情報を広帯域に拡散するため、出力密度がスペクトルの拡散と共に減少するとともに、信号がノイズによって覆い隠される場合もある。従って、拡散された信号は、強力な安全性を有するとともに、傍受したり、盗聴したり、検出したりすることがかなり困難である。送信器により使用される拡散コードと同じ拡散コードが使用されず且つそれとの同期後に関連検出が行われない場合には、拡散信号に関して何も行うことができない。拡散信号は低いスペクトル密度を有しているため、スペクトル密度がいくつかの要件を満たす限り、アメリカ合衆国、日本、欧州国等の多くの国々で認可無く特定の周波数帯域、例えばＩＳＭ周波数帯域を使用することができる。

４．マルチパス雑音除去
深刻なマルチパス雑音が存在する移動体通信や屋内通信等のいくつかの通信状況下では、システムは、妨害を受けない通信を確保するために強力な抗雑音能力を有していなければならない。拡散技術は、拡散により使用される拡散コードの関連する特性の使用によって強力なマルチパス雑音除去能力を有しているとともに、マルチパスエネルギの使用によりシステムの性能を向上させることさえできる。

拡散技術を使用するＣＤＭＡシステムは、従来のＴＤＭＡ通信システム及びＦＤＭＡ通信システムとは全く異なって動作する。直接シーケンスＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）送信器では、例えば、与えられた専用の又は共通のチャンネルにおける基本的なシンボルレートのデジタルシンボルストリームがチップレートに拡散される。この拡散動作は、チャンネル固有の拡散コード（特徴的配列と呼ばれることもある）をシンボルストリームに対して適用することを伴っており、これにより、帯域幅冗長性を加えつつその信号利得が増大させられる。

通常、データ情報を含むチャンネル化された中間信号を得るため、デジタルシンボルストリームには拡散中にチャンネルコードが乗じられる。中間信号は、その後、異なるチャンネルコードを使用して他の中間信号に対して加えられる。その後、合計された中間信号にはセルスクランブリングコードが乗じられ、それにより、拡散信号のグループが得られる。総てのチャンネルコードが互いに直交しているため、異なるユーザは異なるチャンネルコードを介して特定のタイムスロットで送信帯域幅を共有してもよい。また、受信器で適切な処理技術を適用することにより、中間信号を他から区別してもよい。

ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおいて、当初のデータは、受信器で適切なスクランブリングコード及びチャンネルコードを適用して（即ち、乗算し又はマッチングして）拡散信号を逆拡散することにより復元される。しかしながら、拡散コードが他の送受信された中間信号に対して適用される場合には、ノイズだけが生成される。従って、逆拡散演算は、受信信号と適切なデジタルコードとを比較してチャンネルから所望の情報を回復させる相関プロセスを効果的に含んでいる。

ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおいて、拡散は、物理チャンネルのデータ部分に対して適用されるとともに、二つの演算を含んでいる。第１の演算は、総てのデータシンボルを多くのチップへ変換するチャネライゼーション演算であり、これにより、信号の帯域幅が増大させられる。データシンボル一つ当たりのチップの数は拡散因子（ＳＦ）と称される。第２の演算は、スクランブリングコードが拡散信号に対して適用されるスクランブリング演算である。これらの二つの演算は、通常、合わせて拡散演算と呼ばれ、また、チャンネルコード及びスクランブリングコードは合わせて拡散コードと呼ばれている。ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステム規格では、ダウンリンク物理チャンネルがＳＦ＝１６を使用することが必要とされる。複数の並行物理チャンネルを使用して更に高いデータ転送速度をサポートすることができる。これらの並行物理チャンネルは異なるチャネライゼーションコードを使用して送信されなければならない。

信号の拡散及び逆拡散は以下の式によって表すことができる。

ここで、ｘ（ｎ）は拡散前の信号であり、ｐ（ｉ）は拡散コードであり、ｚ（ｉ）は拡散後の信号であり、［Ａ］は概算演算を示しており、戻り値がＡ以上の最も近い整数である。

従来の逆拡散方法及び装置は、多量の乗算器を必要とする。しかしながら、そのような乗算器は、複雑な構造を有するとともに、比較的大きなチップ面積を占有する。そのため、それらの乗算器を他の簡単な回路構造に取って代えることができれば、チップ面積を大幅に減少させることができるとともに、製造コストを大幅に低減することができる。従って、製造コストを著しく低減できる逆拡散方法及び装置が必要である。

本発明の目的は、従来の装置と比較して回路の面積を著しく減少させることができる逆拡散方法及び装置を提供することである。

本発明の他の目的は、複雑な回路を使用する乗算器を用いることなく簡単な回路により逆拡散機能を果たすことができる逆拡散方法及び装置を提供することである。

本発明の更なる目的は、データを並行に処理できる逆拡散方法及び装置を提供することである。

本発明の最も遠い目的は、逆拡散計算の各パイプラインごとにデータ入力ポートを１組しか必要としない逆拡散方法及び装置を提供することである。

部分的に又は完全にこれらの目的を実現するため、本発明の一態様によれば、無線通信システムの受信器における拡散信号を逆拡散するための方法であって、拡散信号を前処理して、データシンボルに対応する拡散チップのグループを得るステップと、拡散チップを処理して、各拡散チップの同一位相成分及び直交成分を抽出するステップと、プリセット選択信号に基づいて逆拡散チップのグループを得るために同一位相成分及び直交成分のグループを変換して組み合わせるステップと、を含む方法が提供される。

本発明の他の態様によれば、無線通信システムの受信器における拡散信号を逆拡散するための装置であって、拡散信号を前処理して、データシンボルに対応する拡散チップのグループを得る前処理手段と、拡散チップを処理して、各拡散チップの同一位相成分及び直交成分を抽出する抽出手段と、プリセット選択信号に基づいて同一位相成分及び直交成分のグループを変換して組み合わせることにより逆拡散チップのグループを得る選択及び処理手段と、を備える装置が提供される。

本発明の他の目的及び効果は、添付図面と併せて解釈される以下の説明、請求項の内容及び本発明の十分な理解から明らかとなり且つ理解できるようになる。

以下、添付図面を参照して本発明の好ましい実施の形態について説明する。

図１乃至図３を参照して、本発明に係る逆拡散装置及び方法の原理について更に説明する。図１は、本発明の実施の一形態に係る逆拡散装置の原理を示す構造図である。図１に示されるように、本発明に係る逆拡散装置は、プリセット手段１０と、前処理手段２０と、抽出手段３０と、選択及び処理手段４０と、加算手段５０とを備えている。

前処理手段２０は、受信した拡散信号を前処理して、データシンボルに対応するチップのグループを得る。拡散チップの長さは既知の拡散シーケンスｐ（ｉ）；｛ｉ＝１，２，．．．，ＳＦ｝の長さに等しい。抽出手段３０は、前処理手段２０から得られた拡散チップを処理して、拡散チップのそれぞれの同一位相成分及び直交成分を抽出する。この場合、同一位相成分は前述したＩ成分に対応しており、直交成分は前述したＱ成分に対応している。抽出手段３０によって得られた同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑは、一つ以上のセレクタを備える選択及び処理手段４０に対して供給される。選択及び処理手段４０は、プリセット選択信号に基づいて同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑのグループを変換して組み合わせ、逆拡散チップｒのグループを得る。選択及び処理手段４０によって得られた逆拡散チップｒは、データシンボルを復元するために加算手段５０によって加算される。

図２は、図１に示される選択及び処理手段４０の内部構造の概略図である。選択及び処理手段４０は、組合せ手段４０１とネゲート手段４０２とを備えている。ネゲート手段４０２は、同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑを受け取って、ネゲートされた信号（否定信号）−Ｉ，−Ｑを得るとともに、同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑをネゲートされた信号（否定信号）−Ｉ，−Ｑと共に組合せ手段４０１へ入力する。組合せ手段は、プリセット選択信号に基づいて、同一位相成分Ｉと直交成分Ｑとその否定信号との間のプリセット組合せ結果を計算して出力する。プリセット組合せ結果は、特定の組合せ結果の予期されるグループのうちの一つである。以下の第１及び第２の実施の形態に関して説明するように、無線通信システムがＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムである場合、既知の拡散シーケンスの各単位Ｐ（ｉ）の値は組｛１，−１，ｊ，−ｊ｝から選択され、また、予期される結果のグループは組｛Ｉ＋ｊＱ，−Ｉ−ｊＱ，−Ｑ＋ｊＩ，Ｑ−ｊＩ｝から選択される。ここで、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉはネゲートされた同一位相成分（否定同一位相成分）であり、−Ｑはネゲートされた直交成分（否定直交成分）である。

本発明の概念は、ＷＣＤＭＡ無線通信システムにおいても使用することができる。無線通信システムがＷＣＤＭＡシステムである場合、既知の拡散シーケンスの各単位Ｐ（ｉ）の値は組｛１＋ｊ，１−ｊ，１＋ｊ，−１−ｊ｝のうちの一つである。プリセット手段１０は、｛１＋ｊ，１−ｊ，１＋ｊ，−１−ｊ｝から選択されたｐ^＊（ｉ）の値に基づいて、例えば２ビット二進数によって表され得る対応するプリセット選択信号を生成する。選択及び処理手段４０は、受信プリセット選択信号に基づいて、予期される結果を出力する。予期される結果のグループが組｛（Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ＋Ｑ），（−Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ−Ｑ），（−Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ−Ｑ）｝のうちの一つであることは計算によって分かる。ここで、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉは否定同一位相成分であり、−Ｑは否定直交成分である。

そのため、拡散シーケンスｐ（ｉ）が限られた組から選択される値である場合には、逆拡散結果も限られた組から選択される値であることを予期することができる。従って、セレクタ、ネゲータ（否定素子）、加算器の組合せ計算を使用して逆拡散のための乗算を実施することができ、それにより、逆拡散回路が簡略化され、回路面積が減少される。

図３は、本発明に係る逆拡散方法のフローチャートである。最初に、ステップＳ２０において、拡散信号が前処理されて、拡散チップの一つのグループが得られる。ステップＳ３０においては、拡散チップのそれぞれの同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑが抽出され、その後、ステップＳ４０において、プリセット選択信号に基づいて同一位相成分Ｉ及び直交成分Ｑのグループが変換されて組み合わせられ、逆拡散チップのグループが得られる。そして、最後に、ステップＳ５０において、逆拡散チップが加算され、逆拡散データシンボルが得られる。

実施例１
図４は、本発明の実施例１に係る逆拡散装置の回路構造図である。以下、図４を参照しながら実施例１について更に説明する。

ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおいて、データの拡散は、二つの演算、即ち、チャネライゼーション及びスクランブリングを含んでいる。最初に、各複素数値データシンボルが実数値チャネライゼーションコードを用いて拡散される。結果として得られるシーケンスは、その後、セル固有の複素スクランブリングシーケンスによりスクランブルされる。ユーザ固有のチャネライゼーションとセル固有のスクランブリングコードとの組合せは、ユーザ及びセルに固有の拡散コードとみなすことができる。ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムのダウンリンクにおいては、スクランブリングシーケンスの長さ及びＳＦの両方が１６である。そのため、チャネライゼーションコードとスクランブリングコードとを一緒に用いて受信信号を拡散することにより当初のデータを回復するのが都合良い。

ＴＤ−ＣＤＭＡのスクランブリングコードは複素数であり、この複素数の要素は実数と虚数とが交互になっている。また、チャネライゼーションコードは常に実数である。従って、拡散コードは実数と虚数とが交互になっている。

ＴＤ−ＳＣＤＭＡにおける３ＧＰＰ規格によれば、拡散シーケンスはｐ（ｉ）；｛ｉ＝１，２，．．．，ＳＦ｝である。
ｐ（ｉ）＝（ｊ）^ｉ・ｖ_ｉ ｖ_ｉ∈｛１，−１｝；ｉ＝１，２，．．．，ＳＦ
ここで、ｊは虚数単位であり、ＳＦは拡散因子である。

拡散コード中の奇数ビットは常に虚数であり、拡散コード中の偶数ビットは常に実数である。即ち、

ここで、ｎは整数であり、
ｚ［（ｎ−１）×ＳＦ＋ｉ］＝ｗ（ｉ）＝Ｉ＋ｊＱ （３）
が受信信号であるとする。ここで、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交性分である。逆拡散において、データは、拡散コードの共役を乗算するとともに、結果の数を合計する。ｙ（ｉ）が以下のような一つの乗算の結果であるとする。

ここで、ｐ^＊（ｉ）は拡散コードｐ（ｉ）の共役である。

逆拡散のための従来の方法では、乗算結果を計算するためにＩ成分及びＱ成分が常に必要とされる。しかしながら、本発明では、乗算結果を得るために一度にＩ成分だけ又はＱ成分だけしか必要とされない。

本発明によれば、逆拡散データの実数成分を得るために、拡散シーケンスの奇数ビットとの乗算においてはＱ成分だけを入力すれば足り、また、拡散シーケンスの偶数ビットとの乗算においてはＩ成分だけを入力すれば足りる。同様に、逆拡散データの虚数成分を得るために、拡散シーケンスの奇数ビットとの乗算においてはＩ成分だけを入力すれば足り、また、拡散シーケンスの偶数ビットとの乗算においてはＱ成分だけを入力すれば足りる。

式（４）から分かるように、実施において乗算器は不要であり、また、拡散コードの共役ｐ^＊（ｉ）の符号をセレクタへの入力として使用して乗算結果を得ることができる。以下の式において、
ｓｉｇｎ［ｐ^＊（ｉ）］＝０はプラスを示し、ｓｉｇｎ［ｐ^＊（ｉ）］＝１はマイナスを示している。
ｎ＝２ｋ（ｋ∈整数）のとき、

であり、
ｎ＝２ｋ＋１（ｋ∈整数）のとき、

である。

式（５）において、ｉが偶数のとき、拡散コードの共役ｐ^＊（ｉ）の符号が０である場合には、式（４）において、乗算の結果ｙ（ｉ）の実数はＩであり、虚数はＱである。拡散コードの共役ｐ^＊（ｉ）の符号が１である場合には、式（４）において、乗算の結果ｙ（ｉ）の実数は−Ｉであり、虚数は−Ｑである。式（６）において、ｎが奇数のとき、拡散コードの共役ｐ^＊（ｉ）の符号が０である場合には、式（４）において、乗算の結果ｙ（ｉ）の実数はＱであり、虚数はＩである。拡散コードの共役ｐ^＊（ｉ）の符号が１である場合には、式（４）において、乗算の結果ｙ（ｉ）の実数はＱであり、虚数は−Ｉである。

実施の観点からは、セレクタの選択符号として拡散コードの共役の符号ビットだけが使用される。図１において、ｓ（ｉ）はｐ^＊（ｉ）の符号を意味している。

以下の式（７）は式（１）及び式（４）から得ることができ、逆拡散データの実数及び虚数の両方が二つの部分の和である。第１の部分は、拡散シーケンスの偶数ビットの乗算の合計された結果であり、第２の部分は、逆拡散シーケンスの奇数ビットの乗算の合計された結果である。

上式において、Ｒｅ［ｘ］はｘの実数を示しており、Ｉｍ［ｘ］はｘの虚数を示しており、ｉ，ｌ，ｎ，ｋは総て整数である。

上式を用いて本発明の逆拡散方法及び装置について述べる。先ず最初に、拡散コードｐ（ｉ）の共役ｐ^＊（ｉ）のｓｉｇｎ［ｉ］＝ｓｉｇｎ［ｐ^＊（ｉ）］が計算される。その後、得られた符号値はセレクタの選択エンドとしての役割を果たし、Ｑ，−Ｑ又はＩ，−Ｉはセレクタのスタンドバイ入力エンドとしての役割を果たす。このようにして、式（４）における乗算を択一セレクタによって行うことができる。

具体的には、本発明は、受信信号を逆拡散するために以下の方法を適用する。最初のステップは、二乗余弦フィルタ（ＲＣＦ）後の信号を別々に記憶することである。ｗ（ｉ）＝Ｉ（ｉ）＋ｊＱ（ｉ）が逆拡散される必要があるデータであるとすると、我々は、総てのＩ（ｉ）（ｉ＝２ｋ，ｋ∈整数）をＲＡＭ等の連続的な記憶空間内に記憶するとともに、総てのＱ（ｉ）（ｉ＝２ｋ，ｋ∈整数）及び総てのＱ（ｉ）（ｉ＝２ｋ＋１，ｋ∈整数）をそれぞれ連続的な記憶空間内に記憶する。従って、全体としてメモリの四つのブロックが必要とされる。

図４は、本発明の第１の実施例に係る逆拡散装置を示す回路構造図である。図４において、逆拡散されるべきデータは、フィルタ１０１（フィルタは二乗余弦フィルタ又はルート二乗余弦フィルタであってもよい）によってフィルタリングされてＩ成分及びＱ成分へ分けられる。シーケンスに従って、Ｉ成分及びＱ成分は、奇数成分と偶数成分、即ち、ＩｏとＩｅ，ＱｏとＱｅのそれぞれ（下付き文字としての「ｏ」は奇数シーケンス中の奇数成分を示しており、下付き文字としての「ｅ」は偶数シーケンス中の偶数成分を示している）に択一的に分けられ、これらはメモリの四つのブロック１０３ｏ，１０３ｅ，１０４ｏ，１０４ｅにそれぞれ記憶される。Ｑｏ成分は、連続して複数のセレクタ２０２の第１の入力エンド（図４に示されるように、セレクタ２０２の「１」により表されている）に入力され、また、ネゲータを通過するＱｏの結果−Ｑｏはセレクタの第２の入力エンド（図４に示されるように、セレクタ２０２の「０」により表されている）に入力される。メモリ１０３ｏ，１０３ｅ，１０４ｏ，１０４ｅは省くことができ、また、Ｉ成分及びＱ成分が回路の後続のカスケードに対して直接に出力されることに留意されたい。メモリ１０３ｏ，１０３ｅ，１０４ｏ，１０４ｅが使用される場合には、各クロック周期が成分Ｉ，Ｑの二つのグループを下方へ出力することができる。例えば、第１のクロック周期中に成分Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２が出力され、第２のクロック周期中に成分Ｉ_３，Ｑ_３，Ｉ_４，Ｑ_４が下方へ出力される。メモリ１０３ｏ，１０３ｅ，１０４ｏ，１０４ｅが省かれる場合には、各クロック周期が成分Ｉ，Ｑの二つのグループを下方へ出力することができる。例えば、第１のクロック周期中に成分Ｉ_１，Ｑ_１が出力され、第２のクロック周期中に成分Ｉ_２，Ｑ_２が下方へ出力される。｛ｐ（１），ｐ（２），ｐ（３），．．．．，ｐ（１６）｝がＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムのダウンリンクにおいて使用される拡散シーケンスであるとすると、最初に、拡散シーケンスが二つの部分、即ち、｛ｐ（１），ｐ（３），ｐ（５），．．．．，ｐ（１５）｝と｛ｐ（２），ｐ（４），ｐ（６），．．．．，ｐ（１６）｝とに分けられ、次に、｛ｐ（１），ｐ（３），ｐ（５），．．．．，ｐ（１５）｝及び｛ｐ（２），ｐ（４），ｐ（６），．．．．，ｐ（１６）｝の共役ｐ^＊（ｉ）（ｉ＝１〜１６）が計算され、その後、ｓ［ｉ］＝ｓｉｇｎ［ｐ^＊（ｉ）］（ｐ^＊（ｉ）がプラスのときにはｓ［ｉ］が０であり、ｐ^＊（ｉ）がマイナスのときにはｓ［ｉ］が１である）を得るためにｐ^＊（ｉ）の符号が計算される。ｐ^＊（ｉ）の奇数位置における符号ｓ［１］，ｓ［３］，．．．，ｓ［１５］は複数の択一セレクタ２０２の選択エンドに対して並列に入力され、Ｑ成分の奇数の成分Ｑ_１，Ｑ_３，．．．，Ｑ_２ｎ−１は連続的にセレクタ２０２の入力エンド「１」に対して入力され、ネゲータ２０１によるＱ_１，Ｑ_３，．．．，Ｑ_２ｎ−１の否定により生じる値は連続的に複数のセレクタ２０２の入力エンド「０」にそれぞれ入力される。これに対して、セレクタ２０２は、選択エンドでの符号０又は１入力に基づいて、入力エンド「０」入力及び「１」入力で信号入力を選択して出力する。各セレクタ２０２の出力は回路の上位カスケードの出力と合計され、また、合計された結果は、遅延器により１クロック周期遅延された後に回路の現在のカスケードとして出力されるとともに、次のカスケードのセレクタからの出力と更に合計され、以下同様となる。回路の最後のカスケードまで、第１の回路分岐の結果Ｒｅａｌ １が得られる。各クロック周期でＩ，Ｑ成分の二つのグループが出力される場合には、セレクタ２０２がＩ，Ｑ成分の第１のグループを受け取るため、クロック周期のＳＦ積分時間後、回路の最後のカスケードで出力される結果Ｒｅａｌ １だけが正しい結果であり、従って、クロック周期のＳＦ／２積分時間を除き他のクロック周期で出力される結果が考慮されないことに留意されたい。同様に、各クロック周期中にＩ，Ｑ成分の一つのグループが出力される場合には、セレクタ２０２がＩ，Ｑ成分の第１のグループを受け取るため、クロック周期のＳＦ積分時間後、回路の最後のカスケードで出力される結果Ｒｅａｌ １だけが正しい結果であり、従って、クロック周期のＳＦ／２積分時間を除き他のクロック周期で出力される結果は考慮されない。これは後述の表１においてより明確に表されており、それは、回路の第２乃至第４の分岐において同じケースである。

同様に、ｐ^＊（ｉ）の偶数位置における符号ｓ［２］，ｓ［４］，．．．，ｓ［１６］は複数の択一セレクタ２０２の選択エンドに対して並列に入力され、偶数のＩ成分のＩ_２，Ｉ_４，．．．．，Ｉ_２ｎ成分は、連続的に複数のセレクタ２０２の入力エンド「０」に対して入力され、その後、ネゲータ２０１によって否定された後に複数のセレクタ２０２の入力エンド「１」に対してそれぞれ連続的に入力される。これに対応して、セレクタ２０２は、選択エンドでの符号０又は１入力に基づいて、「０」又は「１」で信号入力を選択して出力する。各カスケードにおけるセレクタ２０２の出力は、回路の上位カスケードの出力と合計され、また、合計された結果は、遅延器により１クロック周期遅延された後に出力されるとともに、次のカスケードのセレクタからの出力と更に合計され、以下同様となる。回路の最後のカスケードまで、第２の回路分岐の結果Ｒｅａｌ ２が得られる。

前述した各回路が一つのセレクタ２０２と一つの加算器２０３と一つの遅延回路２０４とを備え、更に、第１及び第２の回路分岐の第１のカスケード回路で前のカスケードからの信号が現在のカスケードセレクタ２０２と合計されないため、図４に示されるように第１のカスケード回路において加算器２０３を省くことができることに留意されたい。

二つの回路分岐の結果Ｒｅａｌ １，Ｒｅａｌ ２は、逆拡散結果のＲｅａｌを得るために加算器１１２において合計される。

以下、図４に示される本発明に係る装置の虚数を計算するための回路分岐の構造について説明する。

ｐ^＊（ｉ）の奇数位置における符号ｓ［１］，ｓ［３］，．．．，ｓ［１５］は複数の択一セレクタ２０２の選択エンドに対して並列に入力され、奇数のＩ成分の成分Ｉ_１，Ｉ_３，．．．，Ｉ_２ｎ−１は、連続的に複数のセレクタ２０２の「０」入力に対して入力されるとともに、ネゲータ２０１によって否定された後に複数のセレクタ２０２の「１」入力に対してそれぞれ連続的に入力される。これに対応して、セレクタ２０２は、選択エンドでの符号０又は１入力に基づいて、「０」入力又は「１」入力で信号入力を選択して出力する。各セレクタ２０２の出力は回路の上位カスケードの出力と合計され、また、合計された結果は、遅延器により１クロック周期遅延された後に出力されるとともに、次のカスケードのセレクタからの出力と更に合計され、以下同様となる。回路の最後のカスケードまで、第３の回路分岐の結果Ｉｍａｇ １が得られる。

同様に、ｐ^＊（ｉ）の偶数位置における符号ｓ［２］，ｓ［４］，．．．，ｓ［１６］は複数の択一セレクタ２０２の選択エンドに対して並列に入力され、偶数のＩ成分の成分Ｉ_２，Ｉ_４，．．．．，Ｉ_２ｎは、連続的に複数のセレクタ２０２の「０」入力に対して入力されるとともに、ネゲータ２０１によって否定された後に複数のセレクタ２０２の「１」入力に対してそれぞれ連続的に入力される。それに応じて、セレクタ２０２は、選択エンドでの符号０又は１入力に基づいて、「０」入力又は「１」入力で信号入力を選択して出力する。各セレクタ２０２の出力は回路の上位カスケードの出力と合計され、また、合計された結果は、遅延器により１クロック周期遅延された後に出力されるとともに、次のカスケードのセレクタからの出力と更に合計され、以下同様となる。回路の最後のカスケードまで、第４の回路分岐の結果Ｉｍａｇ ２が得られる。

図４において、‘Ｒｅａｌ １’，‘Ｒｅａｌ ２’，‘Ｉｍａｇ １’，‘Ｉｍａｇ ２’は式（１０）におけるＲｅ［ｘ（ｎ）］１，Ｒｅ［ｘ（ｎ）］２，Ｉｍ［ｘ（ｎ）］１，Ｉｍ［ｘ（ｎ）］１をそれぞれ意味している。

前述した各回路が一つのセレクタ２０２と一つの加算器２０３と一つの遅延回路２０４とを備え、更に、第３及び第４の回路分岐の第１のカスケード回路で前のカスケードからの信号が現在のカスケードセレクタ２０２と合計されないため、図４に示されるように、回路の第１のカスケードにおいて加算器２０３は省くことができることに留意されたい。

二つの回路分岐からの結果Ｉｍａｇｅ １，Ｉｍａｇｅ ２は、逆拡散結果の虚数Ｉｍａｇを得るために加算器１１２において合計される。逆拡散結果のＲｅａｌとＩｍａｇとの組合せが最終的な逆拡散結果である。

実施例２
図５は、本発明の原理を他の態様から説明するための本発明の第２の実施例に係る逆拡散装置の構造図である。

図５に示されるように、逆拡散されるべきデータは、フィルタ１０１によってフィルタリングされてＩ成分及びＱ成分へ分けられる。シーケンスに従って、Ｉ成分及びＱ成分は、奇数及び偶数の成分、即ち、ＩｏとＩｅ，ＱｏとＱｅのそれぞれに択一的に分けられる。同時に、拡散コードの共役符号を計算し且つ符号を奇数位置及び偶数位置のｓ_ｅ及びｓ_ｏへそれぞれ分けるため、拡散コードの共役符号のための計算器１０２に対して拡散コードｐが入力される。

Ｑｏは複数のＡＬＵ１０５_１，１０５_３，．．．，１０５_１５に対して同時に入力される。これらのＡＬＵは、拡散コードの共役符号から奇数位置ｓ［１］，ｓ［３］，．．．，ｓ［１５］を同時に受け取るとともに、互いにカスケードされる。即ち、前のカスケードのＡＬＵの出力は、その後のカスケードのＡＬＵの入力エンドに対して接続される。第１のカスケードのＡＬＵ１０５_１の前に他のＡＬＵからの入力は存在しないため、それに対応する入力エンドへの入力は０である。同様に、Ｑｅは複数のＡＬＵ１０６_２，１０６_４，．．．，１０６_１６に対して同時に入力される。これらのＡＬＵは、拡散コードの共役符号から偶数位置ｓ［２］，ｓ［４］，．．．，ｓ［１６］を同時に受け取るとともにカスケードされる。即ち、Ｉｅは、拡散コードの共役符号から偶数位置ｓ［２］，ｓ［４］，．．．，ｓ［１６］を同時に受け取ってカスケードされる複数のＡＬＵ１０５_２，１０５_４，．．．，１０５_１６に対して同時に入力され、また、Ｉｏは、拡散コードの共役符号から奇数位置ｓ［１］，ｓ［３］，．．．，ｓ［１５］を同時に受け取ってカスケードされる複数のＡＬＵ１０６_１，１０６_３，．．．，１０６_１５に対して同時に入力される。

Ｑｏ，Ｑｅ，Ｉｏ，Ｉｅ入力の入力値がＡ、前のカスケードに接続される入力の入力値がＢ、符号ｓ入力の入力値がＣ、その出力値がＤであるとすると、以下の演算が各ＡＬＵごとに行われる。

ここで、Ｃ＝０はプラスを示しており、Ｃ＝１はマイナスを示している。

現在のカスケードの計算結果Ｄは、１クロック周期遅延された後に次のカスケードＡＬＵへ出力される。

式のうちのどの式を使用するかは、ＡＬＵの位置によって決まる。例えば、図４によれば、ＡＬＵ１０５_１，１０５_３，．．．，１０５_１５は式（９）を適用すべきであり、一方、ＡＬＵ１０５_２，１０５_４，．．．，１０５_１６，ＡＬＵ１０６_１，１０６_３，．．．，１０６_１５，ＡＬＵ１０６_２，１０６_４，．．．，１０６_１６は式（８）を適用する。

最後のカスケードＡＬＵ１０５_１５，１０５_１６から出力される結果は、それぞれＲｅａｌ １，Ｒｅａｌ ２である。二つの結果は、加算器１１２_１で合計されて、逆拡散データのＲｅａｌを得るために出力される。

最後のカスケードＡＬＵ１０６_１５，１０６_１６から出力される結果は、それぞれＩｍａｇｅ １，Ｉｍａｇｅ ２である。二つの結果は、加算器１１２_２で合計されて、逆拡散データのＩｍａｇｅを得るために出力される。

ＲｅａｌとＩｍａｇとの組合せが最終的な逆拡散結果である。

図６は、図５に係るＡＬＵの内部構造の一例を示している。各ＡＬＵの内部構造は、製造を容易にするために同一であってもよく又は類似していてもよい。図６に示されるように、ＡＬＵは、ネゲータ２０１と、択一セレクタ２０２と、加算器２０３と、遅延器２０４とを備えている。セレクタ２０２は、符号ｓの値を入力するための選択入力Ｃと、ネゲータの出力と接続される「１」入力と、ネゲータの入力と接続される「０」入力とを備えている。これに応じて、セレクタは、選択入力Ｃの値が０であるか又は１であるかどうかに基づいて、「０」入力又は「１」入力で入力される値を選択する。Ｉ／Ｑ成分の実数／虚数は、セレクタ２０２の「０」入力に接続される入力エンドＡから入力される。セレクタ２０２の出力エンドは加算器２０３の入力エンドに接続される。上位カスケードのＡＬＵからの出力は入力エンドＢを介して加算器２０３の他の入力エンドに入力され、また、加算器２０３の出力エンドは、遅延器２０４に接続されるとともに、遅延器によって１クロック周期遅延させられた後に出力Ｄから出力される。また、遅延器２０４はフリップフロップによって実施することもできる。

図７は、図６に示されるＡＬＵの内部構造の変形例であり、これについては図６及び図７と併せて説明する。図６に示されるＡＬＵの回路構造は、式（８）の計算のために使用される。式（９）の計算が行われるべき場合には、ネゲータ２０１がセレクタの「０」入力に置かれなければならず、又は、ネゲータがセレクタ２０２の入力Ｃと選択入力との間に加えられなければならない。また、図６に係るＡＬＵの構造が変形されてもよいことに留意すべきである。ネゲータ２０１がＡＬＵの外側に置かれる場合には、図４に示される構造と同様の構造が得られる。図７に示されるように、ＡＬＵは、四つの入力Ａ１，Ａ２，Ｂ，Ｃと一つの出力Ｄとからなり、以下の式に従って計算を行う。

計算結果は、１クロック周期に亘って遅延された後に出力される。

Ａ１，Ａ２は、否定Ｉ／Ｑ成分を同時に受け取る。

ＡＬＵのカスケード数は、拡散因子ＳＦによって決まる。上述した例はＳＦ＝１６に基づいて与えられるため、ＡＬＵのカスケード数は８である。本発明の原理を更に説明するため、以下では、ＡＬＵカスケード分岐の計算処理を示すべく具体的な例が与えられている。全体で四つのＡＬＵがカスケードされ、ｄがＱ又はＩの値を示し、「^＊」がセレクタの選択計算を示すものとする。

瞬間１から瞬間４まで入力されるデータがそれぞれｄ１，ｄ３，ｄ５，ｄ７であり、即ち、各瞬間にデータが入力されるとすると、各カスケードのＡＬＵの加算器からの出力結果は、以下の表において与えられる。

第１の瞬間において、上位カスケードの出力は０であり、そのため、各カスケードの加算器からの出力は、各カスケードのセレクタの出力と同じである（第１のラインに示されている）。

第２、第３、第４の瞬間において、各カスケードの加算器からの出力は、１クロック周期に亘って遅延器により遅延された後に各カスケードのＡＬＵから次のカスケードのＡＬＵへ出力されるとともに、次のカスケードのセレクタから同じ瞬間に出力される結果と合計される。従って、第４の加算器の結果が所望の結果である。

拡散コードの共役符号がｓ１，ｓ３，ｓ５，ｓ７である場合、データｄ１，ｄ３，ｄ５，ｄ７は、第４の瞬間に連続的に入力されている。第４の加算器の結果は、逆拡散によって望まれる結果、即ち、ｄ１＊ｓ１＋ｄ３＊ｓ３＋ｄ５＊ｓ５＋ｄ７＊ｓ７であり、これは式（７）の最初のラインにおける式と一致する。表１は、その後の瞬間が前の瞬間の計算結果をどのように使用するのかを示している。

第１及び第２の実施例において、各単位の四つの異なる値は、拡散シーケンスの各単位を奇数部分及び偶数部分に分け且つ拡散シーケンスの各単位の共役符号がプラスであるか又はマイナスであるかどうかを判断することにより区別される。あるいは、拡散シーケンスの各単位の値を図１に示されるプリセット手段１０によって見積もることができ、また、このとき、異なる値は、可能な値に対応する状態数を表すことができるプリセット選択信号により表される。例えば、四つの可能な値だけの場合には、値の状態を２ビット二進値によって表すことができる。以下、各構成要素間の対応する関係は、図１に示されるような関係且つ第１及び第２の実施例の各構成要素の関係を意味する。

図４及び図５に示されるフィルタ１０１及びその関連する回路は、図１に示される前処理手段２０に対応している。図４及び図５において逆拡散されるべきデータをＩ成分及びＱ成分に分けるための手段（図示せず）は、図１に示される抽出手段３０に対応している。図５に示されるＡＬＵ及び図６又は図７に示されるセレクタを含む組合せ回路は、図１に示される選択処理手段４０に対応している。図４及び図５に示される符号シーケンス［ｉ］は、図１に示される拡散シーケンスに従ってプリセット手段１０により生成されるプリセット選択信号に対応している。また、図４及び図５に示される加算器１１２は、図１に示される加算手段５０に対応している。

上記実施例に加えて、本発明には様々な変形例が存在する。例えば、所要の信号対雑音比を確保できる程度に信号状態が良好である場合には、図４に示されるフィルタ１０１を省くことができる。図４は拡散因子ＳＦ＝１６の場合を示しているが、拡散因子ＳＦは、整数乗となる通常は２である、他の値であってもよい。図４は、Ｉ，Ｑの奇数成分及び偶数成分を記憶するためにメモリの四つのブロック１０３ｏ，１０３ｅ，１０４ｏ，１０４ｅを示しているが、Ｉ，Ｑ成分の奇数及び偶数成分が異なる経路で伝達されるシーケンス中にある限りメモリを省くこともできる。第１及び第２の実施例はＴＤ−ＳＣＤＭＡ規格に基づいているが、本発明はこれに限定されない。拡散コードの値が既知の限られた組内にある場合には本発明を適用することができる。例えば、ＷＣＤＭＡ規格において、拡散コードの値は、｛１＋ｊ，１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ｝の範囲内にあり、これらの値を式（３）及び（４）に代入して以下を得ることによって取得できることは知られている。

本発明がＷＣＤＭＡ規格において適用されると、拡散コードの値に基づいて逆拡散結果として役立つように対応する要素を組｛（Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ＋Ｑ），（−Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ−Ｑ），（−Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ−Ｑ）｝から間違いなく選択できることは明らかである。

本発明の概念及び範囲から逸脱することなく多くの他の変更及び変形をなすことができる。本発明が特定の実施の形態には限定されず、本発明の範囲が添付の請求項によって規定されるべきであることは、理解されるべきである。

本発明の実施の一形態に係る逆拡散装置の原理を示す構造図である。 図１に示される選択及び処理手段の内部構造の概略図である。 本発明の実施の一形態に係る逆拡散方法のフローチャートである。 本発明の第１の実施例に係る逆拡散装置の回路構造図である。 本発明の第１の実施例に係る逆拡散装置の回路構造図である。 本発明の原理を他の態様から説明するための本発明の第２の実施例に係る逆拡散装置の構造図である。 図５に示されるＡＬＵ（数値演算ユニット）の内部構造の一例を示している。 図６に示されるＡＬＵの内部構造の変形例を示している。

Claims (22)

1. 無線通信システムの受信器において使用される拡散信号を逆拡散するための方法であって、
   （ａ）拡散信号を前処理して、データシンボルに対応する拡散チップのグループを得るステップと、
   （ｂ）拡散チップを処理して、各拡散チップの同一位相成分及び直交成分を抽出するステップと、
   （ｃ）プリセット選択信号に基づいて逆拡散チップのグループを得るために同一位相成分及び直交成分のグループを変換して組み合わせるステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記逆拡散チップのグループを合計してデータシンボルを復元するステップを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記拡散チップのグループの長さは、既知の拡散シーケンスの長さに等しいことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記プリセット選択信号は、既知の拡散シーケンスに基づく信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記組み合わせるプロセスは、同一位相成分及び直交成分をネゲートすることにより否定同一位相成分及び否定直交成分を得るステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記組み合わせるプロセスは、同一位相成分、否定同一位相成分、直交成分、否定直交成分に関してプリセット組合せ計算を行うステップを更に含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 各逆拡散チップは、予期される結果のグループから選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記無線通信システムはＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムであり、既知の拡散シーケンスの各単位の値は、組｛１，−１，ｊ，−ｊ｝から選択されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
9. 前記無線通信システムはＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムであり、予期される結果は、組｛Ｉ＋ｊＱ，−Ｉ−ｊＱ，−Ｑ＋ｊＩ，Ｑ−ｊＩ｝から選択され、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉは否定同一位相成分であり、−Ｑは否定直交成分であることを特徴とする請求項７又は８に記載の方法。
10. 前記無線通信システムはＷＣＤＭＡシステムであり、既知の拡散シーケンスの各単位の値は、組｛１＋ｊ，１−ｊ，１＋ｊ，−１−ｊ｝から選択されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
11. 前記無線通信システムはＷＣＤＭＡシステムであり、予期される結果は、組｛（Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ＋Ｑ），（−Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ−Ｑ），（−Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ−Ｑ）｝から選択され、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉは否定同一位相成分であり、−Ｑは否定直交成分であることを特徴とする請求項７又は１０に記載の方法。
12. 無線通信システムの受信器において使用される拡散信号を逆拡散するための装置であって、
    （ａ）拡散信号を前処理して、データシンボルに対応する拡散チップのグループを得る前処理手段と、
    （ｂ）拡散チップを処理して、各拡散チップの同一位相成分及び直交成分を抽出する抽出手段と、
    （ｃ）プリセット選択信号に基づいて同一位相成分及び直交成分のグループを変換して組み合わせることにより逆拡散チップのグループを得る選択及び処理手段と、
    を備えることを特徴とする装置。
13. データシンボルを復元するために前記逆拡散チップのグループを合計するための加算器を更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
14. 前記拡散チップのグループの長さは、既知の拡散シーケンスの長さに等しいことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 既知の拡散シーケンスの信号に基づいて前記プリセット選択信号を設定するためのプリセット手段を更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
16. 前記選択及び処理手段は、同一位相成分及び直交成分をネゲートすることにより否定同一位相成分及び否定直交成分を得るためのネゲート手段を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
17. 前記選択及び処理手段は、同一位相成分、否定同一位相成分、直交成分、否定直交成分に関してプリセット組合せ計算を行うための組合せ手段を更に備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. 各逆拡散チップは、予期される結果のグループから選択されることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
19. 前記無線通信システムはＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムであり、既知の拡散シーケンスの各単位の値は、組｛１，−１，ｊ，−ｊ｝から選択されることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
20. 前記無線通信システムはＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムであり、予期される結果は、組｛Ｉ＋ｊＱ，−Ｉ−ｊＱ，−Ｑ＋ｊＩ，Ｑ−ｊＩ｝から選択され、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉは否定同一位相成分であり、−Ｑは否定直交成分であることを特徴とする請求項１８又は１９に記載の装置。
21. 前記無線通信システムはＷＣＤＭＡシステムであり、既知の拡散シーケンスの各単位の値は、組｛１＋ｊ，１−ｊ，１＋ｊ，−１−ｊ｝から選択されることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
22. 前記無線通信システムはＷＣＤＭＡシステムであり、予期される結果は、組｛（Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ＋Ｑ），（−Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ−Ｑ），（−Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ−Ｑ）｝から選択され、Ｉは同一位相成分であり、Ｑは直交成分であり、−Ｉは否定同一位相成分であり、−Ｑは否定直交成分であることを特徴とする請求項１８又は２１に記載の装置。

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