JP2008523780A - 携帯用照明機器の電気回路および再充電可能な携帯用電子機器における改善 - Google Patents
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Abstract
Description
あるデザインにおいては、フラッシュライトを保持するためのバレルまたはハウジング内の電池室に、バッテリが直列に配置される。多くの場合、電気回路は、バッテリの電極から導電手段を介して確立される。この導電手段は、ランプ電球の電極に電気的に連結されている。ランプ電球を通過した後に、電気回路は、当該ランプ電球の第2の電極を介して、導電手段に電気的に接続されて続き、当該導電手段は、バッテリの他方の電極に電気的に接続される。
白熱灯電球は電球フィラメントを含んでいる。一般的に、回路は、これを開閉するスイッチを含んでいる。スイッチを操作して電気回路を閉じると、電流がランプ電球およびフィラメントを通過して流れ、白熱灯電球の場合には、これによって光が生成される。
機械的なスイッチにおける不都合の1つは、構成要素が摩耗、破壊、または酸化される傾向があり、それらは物理的に発生して、回路を破壊する。さらに、機械的なスイッチでは、自動的あるは調整されたモードで、フラッシュライトのオンオフを制御することはできない。
この変遷期におけるサージ電流は、設計された電球の限界を越えるが、電球が壊れることはない程に、当該変遷期は非常に短い。しかしながら、フィラメントに応力が作用するので、時間とともに、当該突入電流によりランプは損傷を受ける。そして、最終的には、ランプフィラメントは破壊される。
実際のところ、この一時的な変遷期において、ランプフィラメントが最終破壊されることが多い。
その大きなサイズと、アルカリ/乾電池バッテリよりも重い重量により、再充電可能な鉛酸バッテリは、通常は、壁に固定される安全照明器具、オートバイ、自動車等に使用されている。鉛酸バッテリは、一般的には、フラッシュライトのようなポータブルの照明デバイスには適さないと考えられている。
しかしながら、これらの電池には、大きな金属汚染をもたらすという不利益があり、その上、いわゆるメモリ効果を有している。このため、バッテリの寿命が短くなるのを回避するためには、充電を行う前には、未使用のすべてのパワーを放出し切ることが必要となる。
しかしながら、リチウムイオン電池は、その安全限度を越えて充電された場合、あるいは、その端子同士が短絡した場合に、爆発することがある。さらに、リチウムイオン電池は、過放電の場合に、リチウム・イオン・セルが永久破損することがある。
したがって、ほとんどのリチウムイオン電池は、過充電、過放電、および短絡に対する保護機能を有する(ビルトインタイプの)内蔵保護回路を備えたバッテリパックとして利用されている。
このバッテリパック保護回路は、短絡が検出された場合に、リチウムイオン電池パックから電流が流れることを内部で防止する。したがって、電子機器の充電端子間に短絡が発生した場合、バッテリパック保護回路が作動し、当該機器は作動を停止する。
しかしながら、デザイン上の要求から充電端子またはリングが露出していることが必要となるフラッシュライトまたは他の再充電可能な機器においては、充電端子へのアクセスを妨げることは、有益な解決策ではない。
ユーザが灯りのない領域で作業している場合、特に、法の執行や、個人的な緊急時において、そのような不用意な中断は危険である。ニッケル・カドミウム電池やニッケル−金属水素化物バッテリ等の他の再充電可能電池においては、充電回路内に単純なダイオードを置いて、充電リングまたは端子間の突発的な短絡を防止することができる。
しかし、そのような解決策は、リチウムイオン電池パックに対して実行可能ではない。かかる状況下では、単純なダイオードを使用することはできない。その理由は、リチウムイオン電池を充電する際には端子電圧を厳格に制御する必要があるのに、ダイオードの前方において電圧降下が大きく変動するからである。
したがって、露出した充電端子を備えた再充電可能な機器(フラッシュライト等)において、改善された短絡保護手段に対する要求が存在する。さらに、上述した問題の1または2以上を改善する回路を備えたフラッシュライトに対する別の要求も存在する。
直流電源および電力消費負荷を含む主電力回路と、
第1電気経路を介して上記電源の第1電極に電気的に連結された第1充電端子と、
第2電気経路を介して上記電源の第2電極に電気的に連結された第2充電端子と、
第1充電端子と第2充電端子が短絡した場合、主電力回路外の位置において、第1電気経路を開くよう構成された短絡保護回路と、を備える。
スイッチは、例えばトランジスタであって、電界効果トランジスタおよびバイポーラ・トランジスタのいずれであってもよい。好ましくは、スイッチは、pチャネルタイプの金属-酸化膜-半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)である。
第1充電端子とグラウンドの間における電圧降下が、バッテリの電圧にほぼ等しいか、それ以上である場合、スイッチは、オン状態となることを比較器から命令される。その結果、当該機器が充電器内にあれば、エネルギが充電端子から電源まで流れる。
第1充電端子とグラウンドの間における電圧降下がゼロである場合、スイッチは、オフ状態となるように命令される。したがって、充電端子間に短絡が生じた場合、スイッチはオフ状態となる(開かれる)。その結果、電源は、電力消費負荷に電力を供給し続けることができる。
充電端子間に短絡が生じた場合、短絡保護回路は、リチウムイオン電池パックに内蔵された短絡保護機能よりも早く、短絡を検出してクリアするように構成されている。このようにして、短絡保護回路は、露出した充電端子間に短絡が生じた場合、当該機器の作動が中断されないことを保証する。このことは、再充電可能なデバイスがフラッシュライトである場合、特に有利である。
電源と、
主電力回路を介して上記電源に電気的に連結されたランプと、
第1電気経路を介して上記電源の第1電極に電気的に連結された第1充電端子と、
第2電気経路を介して上記電源の第2電極に電気的に連結された第2充電端子と、
主電力回路外の位置において、第1電気経路上に配置されたスイッチを制御する論理回路と、を備える。論理回路は、第1充電端子と第2充電端子が短絡した場合に、上記スイッチに信号を送って同スイッチを開くよう構成されている。
白熱灯電球を使用する照明機器の場合、そのような回路を使用することで、当該照明機器がスイッチオンされるときにランプ電球に作用する応力が減じられ、これにより、ランプ電球の寿命が伸びる。
電源、光源、電子パワースイッチを含む主電力回路と、
パワー制御回路と、を備える。
パワー制御回路は、電子パワースイッチに電気的に連結されていて、制御信号に応答して、電子パワースイッチを通過して流れる電流を調整する。
パワー制御回路は、当該照明機器がスイッチオンされるとき、電子パワースイッチを調整して、主電力回路が安定状態に達する前おいて、主電力回路内を流れるピーク電流を制限する。電子パワースイッチは、トランジスタで構成されていてもよく、光源は、フィラメントを含んでいてもよい。
好ましくは、電子パワースイッチは、nチャネルMOSFETで構成され、パワー制御回路は、修正された制御信号をこのMOSFETのゲートに送る。照明機器は、フラッシュライトであってもよい。
この制御信号の電圧は、当該照明機器がスイッチオンされたとき、ステップ関数に従って変化する。上記修正された制御信号の電圧は、照明機器がスイッチオンされた後、時間とともに増加する。
上記修正された制御信号の電圧は、照明機器がスイッチオンされた後、時間とともに指数関数的に急増することが好ましい。
電源、ランプ、電子パワースイッチを含む主電力回路と、
電子パワースイッチに電気的に連結されていて、フラッシュライトがオン状態にあるとき、電子パワースイッチに信号を送るパワー制御回路と、を備える。
この実施形態では、電子パワースイッチが主電力回路へ流すことのできる電流量は、電子パワースイッチに与えられた信号電圧に応じて変わり、
パワー制御回路は、フラッシュライトがスイッチオンされたとき、所定時間の間に電子パワースイッチを通過して流れる電流量を増加させるよう、信号電圧を変化させるよう構成されている。
一般的には、上記所定時間は、10ミリセカンドあるいはそれよりも長く、より好ましくは、40ミリセカンドあるいはそれよりも長い。
マイクロプロセッサと、当該マイクロプロセッサと上記電源の間の電気経路の開閉を行う機械的スイッチと、をさらに含んでいてもよい。
マイクロプロセッサは、機械的スイッチから受け取った起動信号に応答して、パワー制御回路に制御信号を与える。パワー制御回路は、当該制御信号を修正して、電子パワースイッチに送る信号を生成する。
上記制御信号の電圧は、当該フラッシュライトがスイッチオンされたとき、ステップ関数に従って変化することが好ましい。電子パワースイッチに送られる信号は、時間とともに指数関数的に急増することが好ましい。
ッシュライトの各特徴のそれぞれに、あるいはその組み合わせに関連する。
さらに、この分野における当業者にとっては、本明細書における開示を読めば、本発明の1または2以上の態様が他の電子機器にも組み込み可能であることは自明である。他の電子機器とは、例えば、携帯電話、携帯ラジオ、玩具、および他の非ポータブルの照明装置である。
さらに、バレル21は、物理的に並列に配置された(横並びに配置された)2または3以上のリチウムイオン電池またはセルで構成されるバッテリパック60を収容するように構成されてもよい。各セルは、フラッシュライトの設計上の要求に応じ、電気的には、直列または並列に接続される。
さらに、図示したフラッシュライト10の実施形態では、リチウムイオン電池パック60が電源として使用されているが、本発明の他の実施形態では、他のDC電源を使用することができる。例えば、乾電池バッテリ、および他のタイプの充電式電池である。
図2に最もよく示されているように、後部キャップ22とバレル21の境界部には、リップシール等の一方向弁68が配置されて、防水シールを提供している。しかしながら、当業者には理解できるように、一方向弁68に代えて、例えばOリング等、他の形態のシール要素を使用して防水シールを形成してもよい。
一方向弁68は、後部キャップ22に形成された周方向溝70内に保持されている。さらに、一方向弁68は、フラッシュライト10内の過剰圧力を大気へと逃がすと同時に、外部からフラッシュライト10内側への流れを防ぐように、その向きが決められている。
この実施形態では、電気経路は、バレル21とリチウムイオン電池パック60のケース電極61との間に、導電部材72およびスプリング74によって形成される。スプリング74は、バレルとケース電極の間の電気経路を形成することに加えて、バッテリパック60を前方へ付勢する。これにより、バッテリパック60の中心電極63は、スプリング付勢された導体76の端部に圧接される。導体76は、保持ボルト57内を貫通するように、同保持ボルト57で支持されている。
生産を容易にするため、支持構造体28は、射出成型プラスチックで作ることが好ましい。一方、ヘッド24、フェースキャップ25、およびスリーブ50は、陽極処理アルミニウムで作るのが好ましい。
前部31は、大略カップ状の受入れ領域37を備える。中間部33(これは前部31から後方に延在する)は、大略円筒状の内部表面39を含む。後部35(これは中間部33から後方に延在する)は、ネジが切られた対向する2つのアーチ形フィンガー55を含む(そのうちの1方だけが、図2〜4の断面図中に現れている)。
図示したように、反射器30は、支持構造体28の前部31のカップ状受入れ領域37内に配置されている。反射器30の外表面およびこれに対応する支持構造体28の内表面には、それぞれ位置決め構造体32、34が配置されていて、これにより、反射器30と支持構造体28の適切な位置合わせを確保する。
支持構造体28の外表面38に周方向に延在する溝41内に、圧縮可能な止めリング40(ゴム製のOリング等)が配置されていて、支持構造体28と、ヘッド24の内表面36上に配置される構造体(例えば、周方向リップ42)との間に、締まり嵌めを構成している。
圧縮可能な止めリング40は、また、支持構造体28とヘッド24の前端との間から湿気および汚れがヘッドアセンブリ内に入ることを防止する。
この実施形態では、プリント回路基板46は、充電端子44と48の間に間置される。プリント回路基板46は、充電端子44、48と電気的に連通状態となるように構成される。同時に、プリント回路基板46は、充電端子44と48が短絡により直接電気接続しないように両者を分離している。
プリント回路基板46と充電端子44、48との間の電気的な連通は、プリント回路基板46と各充電端子44、48とのインターフェース部に導電トレースを形成することで達成されている。
この実施形態では、充電端子48は、バレル21の前端に位置している。
上記構成の結果、この実施形態では、プリント回路基板46およびスイッチ52で形成される外表面を除いて、フラッシュライト10の外表面すべてが金属で作られる(好ましくはアルミニウム)。
同様に、スイッチカバー54は、型成形されたゴムまたはラテックスで作ることが好ましい。図3および4に最も良く示されるように、スイッチカバー54は、湿気および汚れが貫通孔51を通してヘッド/スイッチアセンブリ23に入ることを防ぐように構成するのが好ましい。
しかしながら、本発明の他の実施形態では、ランプ59は、例えばLEDランプまたはアーク灯で構成されてもよい。
保持体108は、調節可能なボールハウジング102内でスライド可能であって、凹状面120を含む。凹状面120は、ボール形の調節可能な電球ホルダ104の反対側の面に対してスライド可能に当接する。
エンドキャップ106は、調節可能なボールハウジング102の後端を収容し、そこに固定される。
保持スプリング104は、固定されたエンドキャップ106とスライド可能保持体108との間に配置されて、凹状面120がボール形の調節可能な電球ホルダ104に当接するまで、保持体108をフラッシュライト10の前端に向かって付勢する。この結果、ボール形の調節可能な電球ホルダ104は、壁103の凹状面118と保持体108の凹状面120との間に調節可能に保持される。
第2端子ホルダ126は、球面の一部をなす形状のヘッド部分を含んでいる。これにより、ボール形の調節可能な電球ホルダ104は、金属部分122との組合せによって、実質的に球状の外表面を備えることとなる。
もう一方の電極端子(この実施形態では正の端子)は、第1および第2端子ホルダ124、126を貫通して延在しており、スプリング付勢導体112と当接する表面を含んでいる。
板バネ導体128は、また、プリント回路基板46上の接触パッド62において、当該プリント回路基板46と電気的に連通している。
接触ポスト116は、その前端にて、エンドキャップ106に形成した貫通孔内にスライド可能に支持されている。接触ポスト116の前端に設けたカップ状部分130は、スプリング114の一端を支持するよう構成されている。スプリング114の他端は、スプリング付勢導体112を付勢して、当該導体112を、ボール形の調節可能な電球ホルダ104の第2端子ホルダ126を貫通して延在する電極端子の露出部分に当接させる。
この実施形態においては、スプリング付勢導体112もまたカップ状であって、カップ状部分130の直径よりもやや大きい直径を有する。これにより、スプリング付勢導体112は、カップ状部分130の外周面上にスライド可能に係合することができ、これら両部材の間にスプリング114が保持される。
フィンガー55の外ネジは、バレル21の前端に形成された内ネジと係合する。ヘッド/スイッチアセンブリ23をバレル21にネジ係合させた後、保持ボルト57をフィンガー55の内ネジにネジ係合させる。
保持ボルト57は、アーチ状フィンガー55を拡げ得る形状のテーパ軸59を含んでいて、これにより、ヘッド/スイッチアセンブリ23がバレル21にロックされる。
この実施形態では、デバウンス回路500、マイクロプロセッサ制御回路600、パワー制御回路700、および短絡保護回路800は、すべてプリント回路基板46上に形成されている。しかし、他の実施形態において、他の配置とすることも可能である。
図示した実施形態では、短絡保護回路は、リチウムイオンセル88の負電極とバッテリパック60の負電極との間に配置される。
しかしながら、ビルトインタイプの短絡保護回路86は、リチウムイオンセル88の正電極とバッテリパック60の正電極との間に配置してもよい。
図1〜4に示したフラッシュライト10では、電気経路404は、ボール形の調節可能な電球ホルダ104内に配置された負電極端子、同ホルダ104の金属部分122、調節可能なボールハウジング102、板バネ導体128、接触パッド62、導電トレース406、電子パワースイッチ702、導電トレース408、バレル21、後部キャップ22内に設けた導電部材72、およびスプリング74を備える。
また、電子パワースイッチ702は、導電トレース408を介して、バレル21に電気的に連結される。導電トレース408は、プリント回路基板46上において、電子パワースイッチ702から、プリント回路基板46とバレル21の境界にまで延在する。
この信号がプリント回路基板46に伝えられると、電気経路404の開閉を指示する信号が電子パワースイッチ702に与えられ、これに従って、フラッシュライト10のオンオフが実行される。
この実施形態では、当該作動または非作動の信号は、マイクロコントローラ回路600に送られる。そして、当該回路600は、パワー制御回路700を介して、当該信号を電子パワースイッチ702に送り、これに従って開閉が行われる。
このように、この実施形態では、ユーザによるスイッチ52の操作を介して、主電力回路400が間接的に作動または非作動の状態となる。
最初にスイッチ52を押圧すると、信号は、デバウンス回路500を介してマイクロコントローラ回路600に送られる。これに応答し、マイクロコントローラ回路600は、パワー制御回路700を介して、電子パワースイッチ702に信号を送る。これに応答して、電子パワースイッチ702は、所定期間に渡たり制御された増加率で、電流がリチウムイオン電池パック60からランプ59へと流れることを許容する。
デバウンス回路500、マイクロコントローラ回路600、パワー制御回路700、および電子パワースイッチ702について、図6、7、および8を参照して、さらに詳細に説明する。
デバウンス回路500からの出力は、出力端507から提供される。出力端507は、図7に示したマイクロコントローラ回路600との電気的に連通している。
しかしながら、図6に示した構成では、抵抗器506の抵抗が10KΩで、抵抗器503の抵抗が1KΩである。また、キャパシタ502、504、および505は、それぞれ0.1μFの容量を有している。
また、マイクロコントローラ601のGNDピンは、直接グランドに接続されている。マイクロコントローラ601のVccピンは、導電トレース608を介してバッテリパック60に接続されるとともに、導電トレース612およびキャパシタ610を介してグランドに電気的に接続されている。
導電トレース608上で提供された信号は、ダイオードによってフィルタリングされたバッテリ信号であってもよい。ただし、そのようなフィルタリングは必ずしも必要ではない。フィルタリングを行う場合には、以下に説明する短絡保護回路800において行なう。
このように、例えば、フラッシュライト10がオフ状態にあってスイッチ52を押し込んで離したとき、マイクロコントローラ601は、フラッシュライト10をオンにする信号を出力ピン606に与えるようにプログラムされている。
また、スイッチ52をさらに押し込んで再度離すまでフラッシュライト10がそのままの状態を維持するように、マイクロコントローラ601がプログラムされていてもよい。他の機能をマイクロコントローラ601にプログラムすることも可能である。
例えば、スイッチ52を押圧して2秒間ホールドすることでユーザが節電モードを選択できるように、あるいは、スイッチ52を押圧して4秒間ホールドすることでユーザがストロボモードを選択できるように、マイクロコントローラ601をプログラムすることもできる。
したがてって、図示された実施形態では、マイクロコントローラ601は、パワー制御回路700に第2の制御信号を与えるための第2出力端604をさらに備えている。出力ピン604からの制御信号は、パワー制御回路700の入力端709に与えられる。
出力ピン604からの制御信号は、トレース708を通して電子パワースイッチ702へ供給される前に、パワー制御回路700内で修正される。当該修正により、電子パワースイッチ702は、マイクロコントローラ601の出力ピン604に与えられた制御信号に応答して、異なる速度で閉じる。
この実施形態では、電子パワースイッチ702は、nチャネルMOSFET705で構成されている。MOSFETのゲートは、トレース708に電気接続されている。ドレインは、入力端706を介して、バッテリパック60の中心電極63に接続されている。ソースは、グランド(例えば、バッテリパック60のケース電極61)に接続されている。
nチャネルMOSFETは、その伝達特性により、本発明においてよく機能する。すなわち、ゲート-ソース電圧がほぼ0.75ボルトよりも小さいとき、ドレイン電流が0となる(つまり、電子パワースイッチ702が開く)。
例えば、電子パワースイッチ702が主電力回路400よりも高い側に(つまり、ランプ59の手前に)配置される場合には、nチャネルMOSFETに代えて、pチャネルMOSFETを使用することが可能である。
同様に、電子パワースイッチ702に対して、他のタイプのトランジスタを使用することも可能である。例えば、JFETやDE MOSFET等の他の電界効果トランジスタや、バイポーラ接合トランジスタである。
好ましくは、パワー制御回路700は、制御信号が電子パワースイッチ702に到達したとき、瞬時に閉じられるのではなく、電子パワースイッチ702が時間とともに徐々に閉じることとなるように、マイクロコントローラ601から受け取った制御信号の少なくとも1つを修正する。
上の式において、Eは、入力端707、709に与えられる制御信号の電圧である。Tは、回路の時定数であって、式T=RCによって決まる。さらに、キャパシタが完全にチャージされるまでにほぼ5Tの時間を要するが、時間1Tの間に、キャパシタ710の両端間の電圧は、マイクロコントローラ601からの制御信号の電圧のほぼ63%に達するであろう。
このように、入力端707、709に対応する各回路経路に対して、RおよびCを適切に選択することによって、ゲート-ソース電圧が増加する速度(したがって、マイクロコントローラ601から制御信号が与えられた後、どの程度迅速に電子パワースイッチ702が閉じるのか)を制御できる。
しかし、キャパシタ710の両端間の電圧、したがって、ゲート-ソース電圧は、上式に従って3ボルトまで指数関数的に急増するだろう。以上のようにして、トレース708を通って電子パワースイッチ702に到達する制御信号の電圧を徐々に増加させることにより、ランプ59まで流れる電流が制御された速度で増加する。
したがって、ランプ59まで流れる電流の量を制御された速度で増加させることによって、ランプ59は、制御された低速下の安定した抵抗状態を維持でき、これにより、フラッシュライトがスイッチオンされるとき、バッテリパック60からの電流の通常は大きな初期サージから、ランプ59を保護することができる。
この時間の間に、キャパシタ710は、入力端707に与えられる制御信号の電圧のほぼ63%までチャージされるであろう(0.63×5=3.15ボルト)。これは、MOSFET705のゲート-ソース電圧が、トランジスタのオフ領域から、電流制限領域を経て、線形領域まで達するのに、ほぼ47ミリセカンドを要することを意味している。
この間に、突入電流をより望ましいレベルに制限しながら、ランプ59のフィラメントが加熱される。
例えば、抵抗器704を1.0KΩにセットし、キャパシタ710の容量を0.1μFのままにセットしてもよい。この組合せにより、時定数が0.0001秒(0.1ミリセカンド)のローパスフィルタ回路が構成される。したがって、この構成の下では、0.1ミリセカンドで、キャパシタ710は、入力端709に与えられた制御信号の電圧のほぼ63%までチャージされる(この実施形態では3.15ボルト)。
例えば、適当な時間ユーザがスイッチ52を押圧し続けることで節電モードが選択される場合、マイクロコントローラ601は、最初制御信号を出力ピン606から入力端707へ送り、上述したように比較的ゆっくりと、ランプ59に電圧をかける。ランプ59が点灯されフィラメントが加熱されて抵抗状態が安定した後、マイクロコントローラ601は、矩形波パルスに変調した制御信号(例えば図13に示したもの)を、出力ピン604からパワー制御回路700の入力端709に送り、そして、制御信号を出力端606に送るのを停止する。
さらに、各パルス間のサイクルタイムが短いので、ランプ59のフィラメントは、オンオフのサイクルが高周波数であることにより、好ましくない応力に帰着するほど冷えない。その結果、例えば、ランプ59が半分の電力で作動し、したがって、一定時間において通常消費されるであろうよりも半分のエネルギ消費で、フラッシュライト10が機能する。
さらに、パワー制御回路700の利点は、パワー制御回路に分配される制御信号が、(マイクロコントローラではなく)機械的なスイッチから直接やって来るフラッシュライトや、バッテリパック60に代えて、あらゆる形態のDC電源が使用されるフラッシュライトにおいて認識できる。
さらに、抵抗器701は470KΩの抵抗値を有し、キャパシタ710は0.1μFの容量値を有していた。したがって、パワー制御回路の時定数は、47ミリセカンドであった。
(1)フラッシュライトが最初にスイッチオンされたときに、フラッシュライトのマイクロコントローラ601からの制御信号の電圧が、時間とともにどのように変化したのか。
(2)パワー制御回路700からの信号の電圧(したがって、MOSFET705のゲート-ソース電圧)が、マイクロコントローラの制御信号に応答してどのように変化したのか。
(3)MOSFET705を流れる電流(したがって、フラッシュライトのランプ59に供給される電流)が、パワー制御回路からの信号に応答してどのように変化したのか。
一方、図10AのY軸は、どの信号またはカーブが参照されるのかに応じて、異なる単位または値を示す。
グラフに示されるように、制御信号1002の電圧は、基本的にステップ波に相当している。つまり、フラッシュライト10がスイッチオンされたとき、制御信号の電圧は、0ボルトの低位状態から、3ボルトの高位状態まで変化した。
この修正された制御信号の電圧は、上述した、指数関数的な急増機能を示している。電子パワースイッチ702に送られた信号電圧がこのように指数関数的に急増することにより、電子パワースイッチ702は、制御された速度で閉じられた。つまり、MOSFET705およびランプ59を通して流れる電流の変化速度およびピーク電流が減少した。
このことは、軌跡1006を、図10B中の対応する軌跡1012と比較することで理解できる。これらについて、以下に説明する。
図11Aは、軌跡1006を示しているが、時間スケールを拡大している。図11Aで使用している時間スケールは、図10Aよりも10倍大きい。したがって、図11Aにおいて垂直のグリッド線の間隔は、4ミリセカンドを表わしている。一方、図11AにおけるY軸のスケールは、図10A中の軌跡1006に対するものと同じである。
図10Aの場合と同様に、図10Bのオシロスコープ軌跡は、フラッシュライトがオフ状態からオン状態へ移行したときに計測されたもので、それぞれ、次のことを反映している。
(1)フラッシュライトが最初にスイッチオンされて、制御信号がMOSFET705のゲートに直接に供給されたとき(すなわち、パワー制御回路700をバイパスした)、フラッシュライトのマイクロコントローラからの制御信号の電圧が、時間とともにどのように変化したのか。
(2)そのような状況下において、制御信号の電圧に応答して、MOSFET705のゲート-ソ−ス電圧がどのように変化したのか。
(3)電子パワースイッチ内を流れた電流(したがって、フラッシュライトのランプに供給された電流)は、電子パワースイッチのゲートに与えられた電圧に応答して、どのように変化したのか。
図10A中のY軸と同様に、図10BのY軸は、どの信号またはカーブが参照されるのかに応じて、異なる単位または値を示す。
グラフに示されるように、制御信号1008の電圧は、基本的にステップ波に相当している。つまり、フラッシュライト10がスイッチオンされたとき、制御信号の電圧は、0ボルトの低位状態から、3ボルトの高位状態まで変化した。
しかし、制御信号1008の前端が、僅かではあるが、明らかに丸くなっている。これは、フラッシュライトがスイッチオンされた瞬間に、比較例のランプ59を通って発生した大きな突入電流の結果である。この突入電流は、バッテリパックの電圧を瞬間的に低下させた。
カーブ1002においても同様に、制御信号電圧の低下が観察される。しかしながら、カーブ1002においては、電圧低下は、制御信号の前端から離れた位置にあり、それ程大きくない。これは、本発明のパワー制御回路700を使用するフラッシュライトにおいては、ランプ59を流れるピーク電流が遅れ、また低下するからである。
マイクロコントローラ601と電子パワースイッチ702の間にパワー制御回路700が存在しないので、電子パワースイッチ702は、非導通状態からMOSFET705の伝達特性カーブ上の位置へと瞬間的に駆動された。これにより、主電力回路400内を実際に流れるよりも非常に多くの電流がMOSFET705を流れることが可能となる。
言い換えると、フラッシュライトがオフ状態からオン状態へと移行するときに、主電力回路400内を流れる電流の流れの変化速度およびピーク電流が、電子パワースイッチ702によって制限されていなかった。これによりランプ59への突入電流が大きくなり、図10Bの軌跡1012では、大きな電流スパイクが観察された。
図11Bは、時間スケールを大きくして、オシロスコープ軌跡1012を示している。図11Bでの時間スケールは、図10Bよりも10倍大きい。したがって、図11Bにおいて、垂直のグリッド線の間隔は4ミリセカンドを表わす。図11Bは、図11Aと同じ時間スケールで描いている。
一方、図11BのY軸上の電流目盛りは、図11Aで軌跡1006に対するもの、および図10B中で軌跡1012に対するものと同じである。
また、カーブ1006とカーブ1012とを比較すると、カーブ1006におけるピーク電流は、カーブ1012におけるピーク電流と比べ、より幅広で穏やかであることが分かる。これは、本発明のパワー制御回路700を使用するフラッシュライトにおいては、電子パワースイッチ702を流れる電流の変化速度が著しく減少したという事実に基づいている。
実際、異なる時定数または特徴を備えたパワー制御回路700、異なる伝達特性を備えた電子パワースイッチ702、あるいは、異なる特徴のランプが使用されるならば、異なるカーブが得られ、したがって、達成されるダンペニング効果も異なるであろう。
ストロボ・モードは、スイッチ52を押圧しておよそ4秒間ホールドし、これにより、マイクロプロセッサ601にストロボ・モードの作動信号を与えることで選択された。
各カーブ1002、1004、1006に対するY軸スケールは、図10Aにおいて対応するカーブに対するY軸スケールに相当する。しかし、図12のX軸スケールは、図10Aで用いたスケールの10分の1である。したがって、図12において垂直のグリッド線の間隔は、400ミリセカンドである。一連のストロボ・サイクルを観察できるよう、スケールを減じている。
各サイクル間の800ミリセカンドという時間は、ランプ59のフィラメントが冷えるのに必要な時間よりもずっと長く、最初に起動したとき、再び短絡のように挙動した。
この修正された制御信号の電圧は、各パルスの前端における指数関数的な急増機能、および後端における指数関数的な衰退機能を示している。指数関数的な急増機能は、抵抗器701およびキャパシタ710の組合せで構成されるRC回路の47ミリセカンドという時定数による。また、抵抗器703が1KΩしかないので、指数関数的な衰退機能における時定数が47ミリセカンドとなるのであろう。
実際、図12の時間スケールを、図10A、11Aで使用したのと同じように大きくしたならば、図12に示した軌跡1006における各電流パルスの前端は、図10A、11Aに示した軌跡1006における電流パルスの前端と同じ様に見えるだろう。
したがって、ストロボ・モードにおいてランプ59が起動される毎の、MOSFET705およびランプ59を流れる電流の変化速度およびピーク電流が減じられた。それにより、1サイクル中にランプが起動される毎の、ランプ59のフィラメントに生じる応力が減少した。
各サイクルのオフ部分において、フィラメントの温度が下がり、これによっても、フィラメントは短絡のように挙動した。
フラッシュライトがストロボ・モードで操作されるとき、このことは特に有益である。ストロボ・モードでは、ラップのパルシング発光に伴って、フィラメントに生じる応力が短時間で蓄積するからである。
この例においては、パワー制御回路700の衰退経路(decay path)の時定数がほぼ47ミリセカンドであったので、制御信号1002が高状態から低状態と切り替わった後においても、ほぼ40〜50ミリセカンドの間、MOSFET705は電流を流し続けた。
図13は、3つのオシロスコープ軌跡1014、1016、1018を描いている。図13のオシロスコープ軌跡は、図8を参照して上述したパワー制御回路700を備えたフラッシュライトにおいて、MOSFET705で構成される電子パワースイッチ702を駆動させることで得られた。
抵抗器701は、470KΩの抵抗値を有していた。抵抗器703および704は、1KΩの抵抗値を有していた。また、キャパシタ710は、0.1μFの容量値を有していた。したがって、パワー制御回路700の入力端707に相当する時定数は47ミリセカンドであった。一方、入力端709の時定数は0.1ミリセカンドであった。
(1)図1のフラッシュライトが節電モードで作動されるとき、フラッシュライトのマイクロコントローラ601の制御信号の電圧が、時間とともにどのように変化したのか。
(2)パワー制御回路700からの信号の電圧(したがって、MOSFET705のゲート-ソース電圧)が、マイクロコントローラからの制御信号に応答して、どのように変化したのか。
(3)MOSFET705を通って流れた電流(したがって、フラッシュライトのランプ59に供給された電流が、パワー制御回路からの信号に応答して、どのように変化したのか。
フラッシュライトは、最初に、出力ピン606からパワー制御回路700の入力端707に制御信号を送り、上述したように比較的ゆっくりとランプ59を起動することで、スイッチオンされる。
しかし、ランプが一旦定常状態に達すると、マイクロコントローラは、出力ピン606から制御信号を出力するのを停止して、出力ピン604からパワー制御回路700の入力端709に制御信号を出力し始める。図13のオシロスコープ軌跡は、この遷移が生じた後の期間を示している。
1/2サイクルの間、制御信号の電圧はほぼ3.6ボルトで、後の1/2サイクルの間は、制御信号の電圧は0ボルトであった。
入力端709を経てパワー制御回路700を通過した後における制御信号の電圧を描いている。軌跡1016は、また、MOSFET705のゲート-ソース電圧に相当する。
軌跡1016に対しては、Y軸と交差するグリッド線の間隔は、2アンペアを表わしている。
その理由は、各サイクルにおいて、フィラメントには約4ミリセカンドしか電力が供給されないからである。この時間は、ランプ59のフィラメントが再度短絡のように挙動する温度にまで当該フィラメントが冷えるには不十分である。
ランプはほぼ125Hzの周波数で駆動されるので、人の目には、ランプ59が薄暗いように見えるかも知れないが、ランプ59が点滅していることには気づかないだろう。
しかし、節電モードでは、各サイクルにおいて半分の電力がランプに供給されるので、その平均電力は、ピーク電力の半分となる。さらに、ランプは、通常モードで消費するエネルギの半分しか消費しない。
これは、フラッシュライトが節電モードで作動する場合、キャパシタ710が抵抗器703を通して放電されない(not drained)からである。その代り、フラッシュライトが節電モードで作動するとき、マイクロコントローラ601介してグラウンドへ至る他の経路が提供され、これにより、入力端709に対して、時定数約0.1ミリセカンドの衰退機能が維持される。
ほぼ10Hzを超える周波数でランプ59を駆動するのが望ましい場合には、グラウンドに至るこの代替的経路は必要である。10Hzは、この例において使用する抵抗値に基づいた、抵抗器701、703を介した衰退経路のほぼ限界にあたり、図示の例において実際にランプ59が駆動される125Hzよりもかなり低い。
しかしながら、充電端子44、48はフラッシュライト10の外周全体に渡って延在するので、シンプルなデザインのクレードルを備えた充電ユニットを採用してもよい。例えば、長手軸に対する半径方向位置は任意の姿勢で、フラッシュライト10を充電ユニット内に配置し、それでも、充電ユニット側の充電端子とフラッシュライト10の充電端子44、48との接触を維持できるようなデザインのクレードルが採用されてもよい。
このように、充電ユニットの充電端子との接触を形成するにおいて、隠れたプラグまたはタブがフラッシュライト内に挿入されるよう、フラッシュライト10を充電ユニット内に圧入させる必要はない。
充電端子48も短絡保護回路800に連結されている。さらに、充電端子48は、バレル21、導電部材72、およびスプリング74を介して、バッテリパック60のケース電極61に接続されている。
このように、フラッシュライトの操作中における充電端子44と48との不注意な短絡により、バッテリパック60からランプ59まで電流が遮断される恐れがなく、フラッシュライト10は安全に作動する。
特に、導体820および823が、スイッチ816の片側を充電端子44に接続している。また、導体821および824が、スイッチ816の反対側をバッテリパック60の中心電極に接続している。
必須ではないが、Vccピンはショットキー・ダイオード830を介してバッテリパック60の正端子に接続されることが好ましく、これにより、バッテリからの信号に対して基本的なフィルタリングを提供する。
好ましくは0.1μFのキャパシタ832が、比較器のVccピンおよびGNDピンと並列に配置されている。ショットキー・ダイオード830でフィルタリングされたバッテリ信号は、トレース608を介して、マイクロコントローラ601のVccピンに与えられ、マイクロコントローラに電力を供給する。
しかし、図示した実施形態においては、スイッチ816がpチャネルMOSFETであるため、スイッチ816を導通可能とするためには、負のゲート-ソース電圧が必要となる。
一方、入力端802の信号電圧が、入力端804の信号電圧よりも大きい、あるいは等しい場合には、比較器812は、出力端817に信号を出力しない(すなわち、0ボルトの信号)。この状況下では、スイッチ816は、充電端子44とバッテリパック60の中心電極63との間の電流を流すことができるだろう。何故なら、MOSFETのゲート-ソース電圧が負となるからである。
バッテリパック60が完全に充電されることを確実とするため、充電工程において抵抗器810よりも抵抗器811に大きな電圧降下が発生するように、抵抗器811は、抵抗器810より僅かに大きな抵抗を有するものを選択することが好ましい。
抵抗器811の抵抗は、抵抗器810と811を組み合わせた全抵抗の50%よりも大きく、かつ約60%よりも小さい(あるいは等しい)ことが好ましい。
好ましくは、抵抗器813および814として抵抗値の等しいものを選択し、続く平衡キャパシタ815がバッテリパック60の電圧のほぼ半分に相当するチャージを有するようにする。
これらの値の場合、一旦キャパシタ816がチャージされて、回路内が平衡状態となれば、入力804端の信号電圧は、バッテリパック60の電圧のほぼ1/2となるだろう。一方、抵抗器811における電圧降下(したがって、入力端802の信号電圧)は、充電端子44とグラウンドの間での電圧降下のほぼ55%となるだろう。
その理由は、かかる状況下においては、抵抗器811における電圧降下が、キャパシタ815に蓄えられる電圧よりも大きいからである。その結果、比較器812(この実施形態では、電圧コンパレータ)がスイッチ816に信号を送って同スイッチを閉じ、これによって、エネルギが充電端子44から電気経路820、823、824、821を通ってバッテリパック60まで流れ、バッテリパック60が充電される。
バッテリパック60に内蔵された短絡保護回路86が短絡を検知してクリアするよりも早く、比較器812は、検出した短絡に応答してスイッチ816を不能にする。その状況下では、内蔵された短絡保護回路86は機能しないので、バッテリパック60は、内部に保持する短絡保護回路86による中断を生じることなく、ランプ59にエネルギを供給し続ける。
言い換えると、フラッシュライト10が充電ユニットに置かれるまで、スイッチ816が再び開くことはない。
このように、ここでの説明は単なる例示にすぎず、特許請求の範囲で主張した本発明の範囲を制限するものではないことが、明確に理解される。
Claims (49)
- 直流電源および電力消費負荷を含む主電力回路と、
第1電気経路を介して上記電源の第1電極に電気的に連結された第1充電端子と、
第2電気経路を介して上記電源の第2電極に電気的に連結された第2充電端子と、
第1充電端子と第2充電端子が短絡した場合、主電力回路外の位置において、第1電気経路を開くよう構成された短絡保護回路と、を備えた再充電可能な電子機器。 - 上記短絡保護回路は、主電力回路外の位置において、第1電気経路上で第1充電端子と第1電極との間に配置されたスイッチを含んでいて、第1充電端子と第2充電端子が短絡した場合に当該スイッチを開く、請求項1記載の電子機器。
- 上記短絡保護回路は比較器を含んでいて、
当該比較器は、第1入力信号の電圧と第2入力信号の電圧とを比較し、比較結果に基づいて、上記スイッチの開閉を行う、請求項2記載の電子機器。 - 上記第1信号の電圧は、第1充電端子とグラウンドの間における電圧降下に比例しており、
上記第2信号の電圧は、上記電源の電圧に比例している、請求項3記載の電子機器。 - 上記比較器は、第2信号の電圧が第1信号の電圧よりも大きく、または等しくなったとき、上記スイッチに信号を送って同スイッチを開ける、請求項4記載の電子機器。
- 上記第1信号の電圧は、第1充電端子とグラウンドの間の電圧降下の50%よりも大きく、約60%よりも小さいか等しく、
上記第2信号の電圧は、上記電源の電圧の約50%である、請求項5記載の電子機器。 - 上記スイッチがトランジスタである、請求項2記載の電子機器。
- 上記スイッチがpチャネルMOSFETである、請求項2記載の電子機器。
- 上記比較器が電圧コンパレータである、請求項3記載の電子機器。
- 上記比較器がASICである、請求項3記載の電子機器。
- 上記比較器がプロセッサである、請求項3記載の電子機器。
- フラッシュライトである、請求項1記載の電子機器。
- 上記直流電源が再充電可能なリチウムイオン電池パックである、請求項1記載の電子機器。
- 電源と、
主電力回路を介して上記電源に電気的に連結されたランプと、
第1電気経路を介して上記電源の第1電極に電気的に連結された第1充電端子と、
第2電気経路を介して上記電源の第2電極に電気的に連結された第2充電端子と、
主電力回路外の位置において、第1電気経路上に配置されたスイッチを制御する論理回路であって、第1充電端子と第2充電端子が短絡した場合に、上記スイッチに信号を送って同スイッチを開く論理回路と、を備えた再充電可能なフラッシュライト。 - 上記電源を収容するバレルをさらに含み、
第2充電端子は、少なくともバレルの一部分を構成する、フラッシュライト。 - 上記論理回路は比較器を含んでいて、
当該比較器は、第1入力信号の電圧と第2入力信号の電圧とを比較し、比較結果に基づいて、上記スイッチの開閉を行う、請求項14記載のフラッシュライト。 - 上記第1信号の電圧は、第1充電端子とグラウンドの間における電圧降下に比例しており、
上記第2信号の電圧は、上記電源の電圧に比例している、請求項16記載のフラッシュライト。 - 上記比較器は、第1信号の電圧が第2信号の電圧よりも小さく、または等しくなったとき、上記スイッチに信号を送って同スイッチを開ける、請求項17記載のフラッシュライト。
- 上記第1信号の電圧は、第1充電端子とグラウンドの間の電圧降下の50%よりも大きく、約60%よりも小さいか等しく、
上記第2信号の電圧は、上記電源の電圧の約50%である、請求項18記載のフラッシュライト。 - 上記スイッチがトランジスタである、請求項14記載のフラッシュライト。
- 上記スイッチがpチャネルMOSFETである、請求項14記載のフラッシュライト。
- 上記比較器は、電圧コンパレータ、オペレーション・アンプ、ASIC、またはプロセッサのいずれかである、請求項16記載のフラッシュライト。
- 上記電源が再充電可能なリチウムイオン電池パックである、請求項14記載のフラッシュライト。
- 電源、光源、電子パワースイッチを含む主電力回路と、
電子パワースイッチに電気的に連結されていて、制御信号に応答して、電子パワースイッチを通過して流れる電流を調整するパワー制御回路と、を備える携帯用照明機器。 - 上記パワー制御回路は、当該携帯用照明機器がスイッチオンされたとき、電子パワースイッチを調整して、主電力回路が安定状態に達する前に同回路内を流れるピーク電流を制限する、請求項24記載の携帯用照明機器。
- マイクロプロセッサと、当該マイクロプロセッサと上記電源の間の電気経路の開閉を行う機械的スイッチと、をさらに含む請求項25記載の携帯用照明機器であって、
マイクロプロセッサの出力端がパワー制御回路に連結されていて、
マイクロプロセッサは、機械的スイッチから受け取った起動信号に応答して、パワー制御回路に制御信号を与え、
パワー制御回路は、当該制御信号を修正して、修正された制御信号を電子パワースイッチに送る、携帯用照明機器。 - 上記制御信号の電圧は、当該携帯用照明機器がスイッチオンされたとき、実質的にステップ関数に従って変化し、
上記修正された制御信号の電圧は、時間とともに増加する、請求項26記載の携帯用照明機器。 - 上記修正された制御信号の電圧は、時間とともに指数関数的に急増する、請求項27記載の携帯用照明機器。
- 上記電子パワースイッチがトランジスタである、請求項26記載の携帯用照明機器。
- 上記電子パワースイッチがnチャネルMOSFETで、
上記パワー制御回路は、修正された制御信号を当該MOSFETのゲートへ送る、請求項27記載の携帯用照明機器。 - 上記光源がフィラメントを含んでいる、請求項24記載の携帯用照明機器。
- フラッシュライトである、請求項24記載の携帯用照明機器。
- 電源、ランプ、電子パワースイッチを含む主電力回路と、
電子パワースイッチに電気的に連結されていて、フラッシュライトがオン状態にあるとき、電子パワースイッチに信号を送るパワー制御回路と、を備えたフラッシュライトであって、
電子パワースイッチが主電力回路へ流すことのできる電流量は、電子パワースイッチに与えられた信号電圧に応じて変わり、
パワー制御回路は、フラッシュライトがスイッチオンされたとき、所定時間の間に電子パワースイッチを通過して流れる電流量を増加させるよう、信号電圧を変化させるよう構成されている、フラッシュライト。 - 上記所定時間が10ミリセカンドよりも長い、請求項33記載のフラッシュライト。
- 上記所定時間が40ミリセカンドよりも長い、請求項33記載のフラッシュライト。
- 上記所定時間は、フラッシュライトがスイッチオンされた後、主電力回路が安定状態に達するのに要する時間よりも長い、請求項33記載のフラッシュライト。
- 上記パワー制御回路は、指数関数に従って信号電圧を変化させる、請求項33記載のフラッシュライト。
- 上記信号電圧が指数関数的に増加する、請求項37記載のフラッシュライト。
- 上記電子パワースイッチがトランジスタである、請求項33記載のフラッシュライト。
- 上記電子パワースイッチが電界効果トランジスタで、当該トランジスタのゲートに信号が送られる、請求項39記載のフラッシュライト。
- 上記電子パワースイッチがMOSFETである、請求項40記載のフラッシュライト。
- 上記ランプがフィラメントを含んでいる、請求項33記載のフラッシュライト。
- マイクロプロセッサと、当該マイクロプロセッサと上記電源の間の電気経路の開閉を行う機械的スイッチと、をさらに含む請求項33記載のフラッシュライトであって、
マイクロプロセッサの出力端がパワー制御回路に連結されていて、
マイクロプロセッサは、機械的スイッチから受け取った起動信号に応答して、パワー制御回路に制御信号を与え、
パワー制御回路は、当該制御信号を修正して、電子パワースイッチに送る信号を生成する、フラッシュライト。 - 上記制御信号の電圧は、当該フラッシュライトがスイッチオンされたとき、ステップ関数に従って変化し、
電子パワースイッチに送られる信号は、時間とともに増加する、請求項43記載のフラッシュライト。 - 上記信号の電圧は、時間とともに指数関数的に急増する、請求項44記載のフラッシュライト。
- 上記パワー制御回路はRC回路を含む、請求項45記載のフラッシュライト。
- 上記電子パワースイッチがトランジスタである、請求項46記載のフラッシュライト。
- 上記電子パワースイッチがnチャネルMOSFETで、
上記パワー制御回路は、信号を当該MOSFETのゲートへ送る、請求項49記載のフラッシュライト。 - 上記ランプがフィラメントを含んでいる、請求項43記載のフラッシュライト。
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