JP2008522575A

JP2008522575A - 電気的なエネルギ蓄積装置を充電するための装置及び方法

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Publication number: JP2008522575A
Application number: JP2007543809A
Authority: JP
Inventors: ジーヴァースファルコ; シューマッハーハルトムート
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2004-11-30
Filing date: 2005-09-12
Publication date: 2008-06-26
Also published as: WO2006058800A3; EP1817838A2; DE102004057690A1; US7893666B2; EP1817838B1; WO2006058800A2; ES2389308T3; US20080246452A1

Abstract

本発明は、電気的なエネルギ蓄積装置Ｃ_Eを充電するための装置に関する。この装置は能動的な電流制限装置２１を主電流経路内に有し、給電電流Ｉ_Vを所定の最大電流Ｉ_Mに制限する。電流変換装置２０が電流制限装置２１の下流側において電気的なエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの電圧Ｖ_Eを給電電圧Ｖ_B以上に高めるために接続されている。

Description

従来技術
本発明は、電気的なエネルギ蓄積装置を充電するための装置及び方法に関する。

本発明をエアバッグシステムの電気的なエネルギ蓄積装置を充電するための装置に関連させて説明するが、本発明はこれに制限されるものではない。

車両においては発電機およびバッテリによって一次電源が提供され、この一次電源は典型的には９Ｖ〜１８Ｖの電圧を有する。例えばエアバッグシステムのような安全性が重要な個々のシステムは固有の電気的なエネルギ蓄積装置を有する。このようにして一次エネルギ源が故障した際には、安全性が重要なシステムはさらに自身の一次機能を実施することができる。このためにエネルギ蓄積装置には十分な量のエネルギを蓄積できなければならない。エネルギ蓄積部の容量はスペースおよびコストに関する理由から任意に増大することはできないので、９Ｖ〜１８Ｖの典型的な給電電圧において実現されるものよりも多くの利用可能なエネルギ量をエネルギ蓄積装置に蓄積できるようにするために、エネルギ蓄積装置は例えば２２Ｖ〜４５Ｖの高められた電圧で充電される。さらには利用制限に基づき例えば１０Ｖよりも高い電圧がエアバッグシステムの点弧に必要とされる。

車両またはエアバッグシステムを再始動する際に、エネルギ蓄積装置は新たに充電されなければならない。図６にはエネルギ蓄積装置を充電するための装置が概略的に示されている。主電流経路は給電電流Ｉ_Vを供給するエネルギ源Ｅをエネルギ蓄積装置Ｃ_Eと接続する。主電流経路には電圧変換装置２０が配置されており、この電圧変換装置２０はエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの蓄積電圧Ｖ_Eをエネルギ源Ｅの給電電圧Ｖ_B以上に高めることができる。電圧変換装置２０の結線に関して、外部ダイオードＤ₁およびインダクタＬがエネルギ源Ｅと電圧変換装置２０との間の主電流経路内に配置されている。ダイオードＤ₁、インダクタＬおよび電圧変換装置２０は大きい抵抗を有していないので、スイッチオンの際にそれと同時にエネルギ蓄積部Ｃ_Eが空であると大きい給電電流Ｉ_Vが主電流経路に沿って流れることになる。このことは以下のような多くの理由から不利である：
１．敏感な回路を損傷させる可能性がある大きなグラウンドオフセットが生じる。
２．所定の仕様により、装置が要求できる最大電流は制限されていることが多い。
３．熱的および熱機械的な負荷が高電流により構成素子の寿命を縮める。

したがって、主電流経路内には電圧変換装置２０の下流側に抵抗Ｒ₁₄〜Ｒ₁₉が配置されている。これにより主電流経路の抵抗が高まり、スイッチオンの際の最大給電電流Ｌが制限される。抵抗Ｒ₁₄〜Ｒ₁₉において電力損失が生じるので、これらの抵抗によって電圧変換装置２０の効率が低減することは不利である。抵抗Ｒ₁₄〜Ｒ₁₉に対して並列に接続されているコンデンサＣ₄によってこの効率を高めることができる。

電圧変換装置２０のトランジスタＴ₂のクロック制御式のスイッチング特性およびそれに伴う１５０ｋＨｚ以上の範囲のノイズ信号に基づき、コンデンサＣ₂および抵抗Ｒ₁₃〜Ｒ₁₀を備えたローパスフィルタによる主電流経路のフィルタリングが必要である。このローパスフィルタは主電流経路においてエネルギ源Ｅと電圧変換装置２０の間に配置されている。

付加的な抵抗Ｒ₁₀〜Ｒ₁₉によりエネルギ蓄積部Ｃ_Ｅを充電するための装置の効率が低下し、またそれに付随する廃熱の問題が生じるだけでなく、回路全体のスペース要求も高まり、また多数の個々の構成素子による実装コストも高まることは不利である。

発明の利点
高い充電効率を有する回路が必要とされる。

本発明によればこの課題は、請求項１の特徴を備えたエネルギ蓄積部を充電するための装置および請求項１８の特徴を備えたエネルギ蓄積部を充電するための方法によって解決される。

本発明が基礎とする着想は、主電流経路内の能動的な電流制限装置が給電電流を所定の最大電流に制限するということである。主電流経路内の能動的な電流制限装置の下流側に配置されているクロック制御式の電流変換装置は、エネルギ蓄積装置の第１の電圧をエネルギ源の給電電圧以上に高める。給電電流は主電流経路と接続されているエネルギ蓄積装置から供給される。

本発明は公知の解決手段のアプローチとは異なり、電流制限装置の動的な内部抵抗が充電状態の上昇と共に、すなわちエネルギ蓄積装置の第１の電圧の上昇と共に低減し、それにもかかわらず高くあり続ける電流を流すことができるという利点を有する。したがって、エネルギ蓄積装置の充電プロセスの開始時にのみ、電流制限装置における損失電力が生じる。それと同時に能動的な電流制限装置は、エネルギ蓄積装置の充電の初期段階において所定の最大電流よりも大きい電流が流れることを阻止する。主電流経路において電圧変換装置の後段に抵抗を配置する必要はないのでこの電圧変換装置の効率は非常に高い。さらに、能動的な電流制限装置およびクロック制御式の電圧変換装置を充電するために必要とされる個別構成素子の数が減り、これらの装置および付加的に１つのインダクタおよび１つのダイオードを１つのケーシング内に一緒に集積することができる。

従属請求項には請求項１に記載されているエネルギ蓄積装置を充電するための装置の有利な実施形態および改善形態が記載されている。

有利な実施形態によれば、電流制限装置は主電流経路内に配置されている制御可能な電流源を有し、この制御可能な電流源は制御装置によって制御され、この制御装置は給電電流を検出し、制御可能な電流源を流れる給電電流を所定の最大電流に調整する。所定の最大電流を給電電圧、エネルギ蓄積装置の電圧および／またはこれらの電圧の差に基づき決定することができる。

別の殊に有利な実施形態によれば、電流制限装置が主電流経路内に配置されている第１のスイッチング素子を有し、また制御装置を有し、この制御装置は給電電流を検出し、制御信号を形成し、この制御信号は給電電流が所定の最大電流を上回ると第１のスイッチング素子を遮断し、給電電流が所定の最小電流よりも小さいと第１のスイッチング素子を導通接続する、および／または、所定の期間後に導通接続する。付加的に装置はフライホイール装置を有し、このフライホイール装置は電流制限装置と電圧変換装置の間の主電流経路の結合点を電気的なエネルギ源と接続する。この装置は、スイッチング素子の非導通状態においては給電電流が流れず、他方では導通状態においてスイッチング素子の抵抗は無視できるほどに小さいので、電流制限装置において電力損失が殆ど生じないという利点を有する。したがって有利にはこの装置では非常に僅かな程度の熱しか生じない。

別の実施形態によればフライホイール装置はダイオードを有し、このダイオードは阻止方向において主電流経路をアースと接続する。別の実施形態によれば、フライホイール装置は第３のスイッチング装置を有し、この第３のスイッチング装置は制御装置によって逆位相で第１のスイッチング素子に接続される。この第３のスイッチング装置は装置内の損失電力を前述の実施形態においてはフライホイールダイオードにおいて生じた値だけ低減する。

別の殊に有利な実施形態によれば、制御装置がエネルギ蓄積装置の第１の電圧および／または給電電圧を検出する。制御装置は、第１の電圧が第１の閾値を下回ると所定の最大電流を第１の最大電流に調節し、第１の電圧が第１の閾値を上回ると所定の最大電流を第２の最大電流に調節する。第１の最大電流は第２の最大電流よりも小さくてよい。さらには電流制限装置による給電電流の制限が行われないように第２の最大電流を大きく選択することができる。電流制限装置はエネルギ蓄積装置の充電状態が高い場合に給電電流をもはや制限せず、したがって電流制限装置においては損失電力が生じないことは有利である。

別の実施形態によれば、閾値はエネルギ源の給電電圧に相当するか、閾値は給電電圧よりも３Ｖまで小さい。

別の実施形態によれば電流制限装置は、閾値、第１および第２の最大電流および／または最小電流が維持される蓄積領域を有する。これにより装置を所定の仕様に適合させることができるので、最大電流は許容パラメータ内にある。

別の実施形態によれば、エネルギ蓄積装置の第１の電圧が第２の閾値よりも小さい場合にはクロック制御式の電圧変換装置がデアクティブにされ、第１の電圧が第２の閾値を上回る場合にはクロック制御式の電圧変換装置がアクティブにされる。第１の閾値は第２の閾値に対応していても良い。したがって電圧変換装置は有利には、クロック制御式の電圧変換装置無しでも効率的な充電が実現される程に長くデアクティブにされる。

実施形態によれば、所定の期間は発振器によって設定される。

実施形態によれば、電流制限装置は主電流経路内に配置されているＦＥＴトランジスタを有し、このＦＥＴトランジスタのゲートおよびソースは相互に絶縁されている。遮断の際にはゲートがソースではなくアースと接続される。これによってソースにおける電圧はスイッチング信号によって規定されない。制御装置は給電電流を検出し、また制御信号を形成し、この制御信号は給電電流が所定の最大電流を上回る場合には第１のスイッチング素子を遮断し、給電電流が所定の最小電流よりも小さい場合には第１のスイッチング素子をアースと接続する、および／または、所定の期間の経過後に第１のスイッチング素子をアースと接続する。電流回路におけるインダクタによって、またＦＥＴトランジスタのゲートとソースとの間のフィードバックを省略することによって、ソースにおける電位をアース電位以下に低減することができ、このようにして誘導性の電流回路における電流がアース電位に低下するまで、ＦＥＴトランジスタを動的に導通状態に維持することができる。これにより有利には、第１のスイッチング装置の遮断時にインダクタに対するフライホイール電流を供給するために必要とされるフライホイール装置を省略することができる。さらに、誘導性の電圧スパイクの発生を回避する自己制御式のスイッチオフ過程が得られる。

図面
本発明の実施例ならびに有利な実施形態を図面に示し、以下において詳細に説明する。

図面において：
図１は本発明の実施形態を概略的に示し、
図２は本発明の第２の実施形態を概略的に示し、
図３は本発明の第３の実施形態を概略的に示し、
図４は本発明の実施形態のスイッチング素子のスイッチング状態を表形式で表したものであり、
図５は本発明の実施形態の充電特性の概略図であり、
図６は従来技術による充電装置の概略図である。

実施例の説明
図面において、反対の意味で記載されていない限り、同一の参照符号は同一の構成要素または機能的に等しい構成要素を表す。

図１にはエネルギ蓄積装置Ｃ_Eを充電するための装置が概略的に示されている。エネルギ蓄積装置Ｃ_Eの電圧Ｖ_Eまたは電位はアースＧｎｄに対して測定される。エネルギ蓄積装置Ｃ_Eの典型的な容量は２〜２０ｍＦの範囲にある。電圧Ｖ_Eはエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの充電状態においては典型的に２２Ｖ〜４５Ｖの範囲にある。平方での２つの定格量、すなわち容量と電圧Ｖ_Eの積はエネルギ蓄積装置Ｃ_Eに蓄積されるエネルギ量を表す。コスト的な理由により、および／または、小型の構造様式が必要とされるために、エネルギ蓄積装置Ｃ_Eの容量を制限的にしか任意に増大することができないので、一次エネルギ源Ｅの故障時にエネルギ蓄積装置Ｃ_Eによって給電されるべき装置の基本的な機能の実施を保証する十分な量の利用可能なエネルギを提供するためには電圧Ｖ_Eが前述の大きさに達していなければならない。さらにエアバッグ制御装置は動作のために例えば１０Ｖの最小電圧を必要とする。

給電電流Ｉ_Vは一次エネルギ源Ｅから供給される。一次エネルギ源Ｅは主電流経路を介してエネルギ蓄積装置Ｃ_Eと接続されている。典型的に、一次エネルギ源Ｅの給電電圧Ｖ_Bは９Ｖ〜１８Ｖの範囲でしかなく、したがってエネルギ蓄積装置Ｃ_Eに関して要求される２２Ｖ〜４５Ｖの電圧よりも低いので、主電流経路には電圧変換装置２０が配置されている。電圧変換装置に関してはインダクタＬとそれに続くダイオードＤ₂が導通方向で主電流経路内に配置されている。インダクタＬとダイオードＤ₂の結合点を、第２のスイッチング素子Ｔ₂および抵抗Ｒ₂を介してアースＧｎｄと接続することができる。第２のスイッチング素子Ｔ₂は制御信号１０２を介して変換制御装置２によって開閉される。第２のスイッチング素子Ｔ₂をＦＥＴトランジスタとして構成することができ、この場合には制御信号１０２がゲートに印加される。バリスタＶが入力側の領域において一次エネルギ源Ｅに対して並列に接続されており、後続の回路を過電圧から保護している。

第１の充電フェーズにおいては第２のスイッチング素子Ｔ₂が閉じられている。したがって、給電電流Ｉ_VはインダクタＬおよびダイオードＤ₂を通りエネルギ蓄積装置Ｃ_Eへと流れる。給電電圧Ｖ_Bがエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの電圧に相当すると給電電流Ｉ_Vはもはや流れなくなるので、この時に第１の充電フェーズは終了する。主電流経路内の半導体構成素子を介する電圧降下を考慮すると、電圧Ｖ_Eが給電電圧Ｖ_Bよりも僅か１Ｖ〜３Ｖ低くなると第１の充電フェーズが既に終了することが分かる。第１の充電フェーズに続いて第２の充電フェーズが始まる。

第２の充電フェーズの間に第２のスイッチング素子Ｔ₂は周期的に導通接続される。これによって、交番的な電流Ｉ_LがインダクタＬを流れる。ファラデーの法則に従いインダクタＬは誘導電圧を発生させる。この誘導電圧はインダクタおよび電流変化のパラメータに依存する。電圧はインダクタＬとダイオードＤ₂との間の結合点において、給電電圧Ｖ_Bよりも高い電圧に達する。このようにしてエネルギ蓄積装置Ｃ_Eは、給電電圧Ｖ_Bよりも高い電圧Ｖ_Eで充電される。エネルギ蓄積装置Ｃ_Eから一次給電部Ｖへの電流の逆方向の流れはダイオードＤ₂によって阻止される。

電圧変換装置２０の上流側には電流制限装置２１が接続されている。電流制限装置２１は制御可能な電流源５を有し、この制御可能な電流源５は制御信号１０５を介して制御装置６によって制御される。制御装置６は給電電流Ｉ_Vの目下の値を検出する。このために主電流経路内にセンサ抵抗Ｒ₁が配置されており、制御装置６はセンサ抵抗Ｒ₁の直前の電圧Ｖ_Zおよびセンサ抵抗Ｒ₁の直後の電圧Ｖ₁を検出する。このようにして求められる抵抗Ｒ₁を介する電圧降下は目下の給電電流Ｉ_Vに対する尺度である。給電電流Ｉ_Vが所定の最大電流Ｉ_Mを上回ると、制御装置６が相応の制御信号を形成し、この制御信号は給電電流Ｉ_Vが最大電流Ｉ_Mよりも小さくなるように制御可能な電流源５の内部抵抗を高める。

図２には本発明の第２の実施形態が概略的に示されている。能動的な電流制限装置２１は主電流経路内に第１のスイッチング素子Ｔ₁を有する。第１のスイッチング素子は制御装置１と接続されている。制御装置１は、同様に主電流経路内に配置されているセンサ抵抗Ｒ₁を流れる電流を検出する。このセンサ抵抗Ｒ₁を介する電圧降下が所定の値を上回ると、すなわち給電電流Ｉ_Vの電流の流れが所定の値を上回ると、制御装置１は制御信号１００を介してスイッチング装置Ｔ₁を開き、主電流経路を流れる電流を遮断する。このようにして、給電電流Ｉ_Vは所定の最大電流Ｉ_Mを上回らないことが保証される。所定の期間の経過後に、第１のスイッチング素子Ｔ₁が再び閉じられ、給電電流Ｉ_Vは再び主電流経路を通って流れることができる。所定の期間に関するタイマは発振器３によって設定され、この発振器３は制御装置１と接続されている。

主電流経路内にはクロック制御される電圧変換装置２０に対するインダクタＬが配置されている。このインダクタＬに基づき、第１のスイッチング素子Ｔ₁をオンした際の給電電流Ｉ_Vの流れは矩形状に始まるのではなく、指数的な上昇を示す。したがって給電電流Ｉ_Vはある期間中は最大電流Ｉ_Mよりも小さく、この期間の間にエネルギ蓄積装置Ｃ_Eを充電することができる。

第１のスイッチング素子Ｔ₁が開かれ、これにより給電電流Ｉ_Vの流れが遮断されると、電流の変化により第１のスイッチング素子Ｔ₁とこのインダクタＬとの間の結合点５０における電圧電位の低下がこのインダクタＬに基づき誘起される。結合点５０はダイオードＤ₃を介して阻止方向で装置のアースＧｎｄと接続されている。装置のアースＧｎｄはまたエネルギ蓄積装置Ｃ_Eとも接続されている。インダクタＬにより誘導された電圧は結合点５０の電位をアースの電位以下に低下させるので、ダイオードＤ₃が導通接続される。これにより閉回路が生じ、この閉回路はダイオードＤ₃、インダクタＬ、ダイオードＤ₂および蓄積装置Ｃ_Eを有する。この回路においては電流Ｉ_Lが流れ、この電流Ｉ_Lはエネルギ蓄積装置Ｃ_Fをさらに充電する。この電流Ｉ_Lは誘導電圧に基づき流れる。したがってエネルギ蓄積装置Ｃ_Eはその間に電磁的なエネルギの形でインダクタＬに蓄積された量のエネルギによっても充電さる。

第１のスイッチング素子Ｔ₁はエネルギ蓄積装置における電圧電位Ｖ_Eが、給電電圧Ｖ_Bから最大で１〜３Ｖ偏差する値に達すると永続的に導通接続される。次いで第２の充電フェーズが始まり、この第２の充電フェーズにおいては電圧変換装置２０がアクティブ化され、電圧電位Ｖ_Eが給電電圧Ｖ_Bを上回る電圧に高められる。

充電フェーズの間のスイッチング素子Ｔ₁，Ｔ₂のクロック制御式の動作に基づき、電流制限装置２１の上流側には抵抗Ｒ₁₀〜Ｒ₁₃およびコンデンサＣ₂からなるローパス素子が配置されており、線路上の長波領域（１００ｋＨｚ〜３００ｋＨｚ）におけるノイズが抑制される。

図３には本発明の第３の実施形態が示されている。図２の実施形態においては、ダイオードＤ₃を介して電圧が降下したが、この電圧によりエネルギ蓄積装置Ｃ_Eが誘導電流Ｉ_Lによって充電される場合には損失が生じる。この損失を最小にするために、ダイオードＤ₃が第３のスイッチング素子Ｔ₃に置換される。この第３のスイッチング素子Ｔ₃は逆位相で第１のスイッチング素子Ｔ₁に接続される。導通状態においては第３のスイッチング素子Ｔ₃を介する電圧降下は殆ど生じないので、損失はさらに低減され、したがって充電装置の効率が高まる。

図４には第１の充電フェーズ（事前充電フェーズ）の間、また充電装置が給電電流Ｉ_Vの検出後に設定する第２の充電フェーズ（昇圧フェーズ）の間の第１のスイッチング素子Ｔ₁および第３のスイッチング素子Ｔ₃のスイッチング状態が表形式で示されている。第１のスイッチング素子Ｔ₁は、検出された給電電流Ｉ_Vが最大電流Ｉ_Mよりも小さい場合には導通接続され続ける。第１のスイッチング素子Ｔ₁は、検出された給電電流Ｉ_Vが所定の最大電流Ｉ_Mよりも大きい場合には主電流経路を遮断する（主電流経路が阻止される）。これに基づき目下の給電電流Ｉ_Vが０Ａに低下する。続く確認周期においては、第１のスイッチング素子Ｔ₁が再び導通接続される、および／または、エネルギ蓄積装置Ｃ_Eへの充電電流Ｉ_Eが所定の最小電流Ｉ_mを下回ると第１のスイッチング素子Ｔ₁が導通接続される。このために充電電流Ｉ_E、電流Ｉ_LまたはダイオードＤ₃もしくはトランジスタＴ₃を流れる電流を検出することができ、これらは第１のスイッチング素子Ｔ₁の遮断状態において等価である。第３のスイッチング素子Ｔ₃は第１のスイッチング素子Ｔ₁が遮断されている場合にのみ導通接続される。付加的にＴ₁（クロック制御式）およびＴ₃（プッシュプル）の逆位相のスイッチング状態を発振器１０３ａによって設定することができる。

付加的に図４には、昇圧装置２０内に配置されている第２のスイッチング素子のスイッチング状態が示されている。第１の充電状態（事前充電フェーズ）の間は第２のスイッチング素子Ｔ₂、したがって昇圧装置２０はアクティブではない。第２の充電状態（昇圧フェーズ）の間に第２のスイッチング素子Ｔ₂がクロック制御式に接続され、したがって昇圧装置２０の動作がアクティブになる。同様に給電電流Ｉ_Vを最大電流Ｉ_M2に制限することができる。

図５には、時間軸ｔ上に第１の充電フェーズの間のエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの充電状態ないしエネルギ蓄積装置Ｃ_Eの電圧Ｖ_Eが概略的に示されている。電位Ｖ_Eは第１の充電フェーズの間はまだ給電電圧Ｖ_Bよりも低いが、恒常的にこの給電電圧Ｖ_Bの値に近付く。中央のグラフには給電電流Ｉ_Vが時間にわたりプロットされている。給電電流Ｉ_Vは前述の第２の実施形態または第３の実施形態の方法に従い最大電流Ｉ_Mによって制限される。時点ｔ１において第１のスイッチング素子Ｔ₁が導通接続される。これに基づき電流Ｉ_LがインダクタＬを流れ、エネルギ蓄積装置Ｃ_Eを充電する。時点ｔ２では、給電電流Ｉ_Vに相当するインダクタＬを流れる電流Ｉ_Lが所定の最大電流Ｉ_Mに達する。この時点において第１のスイッチング素子Ｔ₁が遮断される。これに基づき給電電流Ｉ_Vはもはや流れない。しかしながら電流Ｉ_LはインダクタＬをさらに流れる。このフェーズにおいてはダイオードＤ₃ないし第３のスイッチング素子Ｔ₃が導通接続されている。インダクタを流れる電流Ｉ_Lは指数的に（ここでは線形に近似されている）増加する。所定の期間後に第１のスイッチング素子Ｔ₁が再び導通接続される。これに基づき給電電流Ｉ_Vおよびコイルを流れる電流Ｉ_Lは再び増加する。第１のスイッチング素子Ｔ₁が導通接続される時点を、発振器３およびこの発振器のクロック信号１０３によって設定することができる。インダクタＬを流れる電流Ｉ_Lが所定の最小電流Ｉ_mを下回ったときに、コイルを流れる電流Ｉ_Lを増加させ、第１のスイッチング素子Ｔ₁を導通接続させることも可能である。

最大電流Ｉ_Mおよび／または最小電流Ｉ_mは充電装置の用途の設定および仕様に応じて定めることができる。この所定の値を蓄積装置１の記憶装置に格納することができる。これにより充電装置をフレキシブルに使用することができる。

図示していない別の実施形態は第１のスイッチング素子Ｔ₁としてＦＥＴトランジスタを使用する。制御信号１００がゲートに印加され、また同時にアース電位Ｇｎｄと接続することができる。ゲートは電気的にソース・ドレインチャネルからは完全に絶縁されている。制御装置１から制御信号１００は出力されないことによりゲートにおける電位がアース電位である場合、このことは第１のスイッチング素子Ｔ₁の閉じられた状態に相当する。インダクタＬによって誘導される電圧は結合点５０における電位をアースＧｎｄの電位以下に降下させる。ゲートはアース電位Ｇｎｄに設定され、またこの電位は結合点５０における電位よりも高いので、第１のスイッチング素子Ｔ₁は導通接続される。このことはフライホイールダイオードＤ₃を必要としない第１のスイッチング素子Ｔ₁を介するフライホイール回路を実現する。トランジスタＴ₁の性能は誘導電圧の低減と共に低下し、これは誘導電圧の消失時間の経過後にトランジスタＴ₁が遮断されるまで続く。

本発明の本質的な利点は、電圧変換装置２０および電流制限装置２１を１つまたは２つの構成素子として製造することができ、これらの装置は動作に関してインダクタＬおよびダイオードＤ₁を除き別の構成要素を必要としないということである。このことは有利には使用されるスペースおよび実装コストを低減する。

本発明の実施形態の概略図。本発明の第２の実施形態の概略図。本発明の第３の実施形態の概略図。本発明の実施形態のスイッチング素子の表形式のスイッチング状態。本発明の実施形態の充電特性の概略図。従来技術による充電装置の概略図。

符号の説明

１制御装置、１００，１０２，１０５制御信号、１０３ａ，１０３ｂクロック信号、２電圧変換制御装置、２０電圧変換装置、２１電流制限装置、３発振器、５制御可能な電流源、５０結合点、６制御装置、Ｃ₁，Ｃ₂，Ｃ₃，Ｃ₄ コンデンサ、Ｃ_E エネルギ蓄積装置、Ｄ₁，Ｄ₂，Ｄ₃ ダイオード、Ｇｎｄアース、Ｉ₂ 電流、Ｉ_E Ｃ_Eにおける充電電流、Ｉ_L インダクタを流れる電流、Ｉ_M 最大電流、Ｉ_m 最小電流、Ｉ_V 給電電流、Ｒ₁ センサ抵抗、Ｒ₂，Ｒ₁₀〜Ｒ₁₃，Ｒ₁₄〜Ｒ₁₉ 抵抗、Ｔ₁ 第１のスイッチング素子、Ｔ₂ 第２のスイッチング素子、Ｔ₃ 第３のスイッチング素子、ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４時点、ｔ時間軸、Ｅ電気的なエネルギ源、Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ_Z 電圧、Ｖ_B 給電電圧、Ｖ_E Ｃ_Eの電圧、Ｖ_S 閾値、Ｖバリスタ

Claims

充電電流（Ｉ_E）により電気的なエネルギ蓄積装置（Ｃ_E）を充電する装置において、
前記電気的なエネルギ装置（Ｃ_E）は主電流経路を介して、給電電流（Ｉ_V）を供給する電気的なエネルギ源（Ｅ）と接続されており、
クロック制御式の電圧変換装置（２０）が前記主電流経路内に配置されており、該クロック制御式の電圧変換装置（２０）は前記電気的なエネルギ蓄積装置（Ｃ_E）の第１の電圧（Ｖ_E）を前記電気的なエネルギ源（Ｅ）の給電電圧（Ｖ_B）以上に高め、
能動的な電流制限装置（２１）が前記主電流経路内で前記クロック制御式の電圧変換装置（２０）の上流側に接続されており、該電流制限装置（２１）は前記給電電流（Ｉ_V）を所定の最大電流（Ｉ_M）に制限することを特徴とする、装置。
前記電流制限装置（２１）は前記主電流経路内に配置されている制御可能な電流源（５）を有し、該制御可能な電流源（５）は制御装置（６）によって制御され、該制御装置（６）は前記給電電流（Ｉ_V）を検出し、前記制御可能な電流源（５）を流れる前記給電電流（Ｉ_V）を所定の最大電流（Ｉ_M）に調節する、請求項１記載の装置。
前記電流制限装置（２１）は、前記主電流経路内に配置されている第１のスイッチング素子（Ｔ₁）と、前記電流制限装置（２１）と前記電圧変換装置（２０）との間の主電流経路の結合点（５０）を前記電気的なエネルギ源（Ｅ）のアース（Ｇｎｄ）と接続するフライホイール装置（Ｄ₃，Ｔ₃）と、前記給電電流（Ｉ_V）を検出し且つ制御信号（１００）を形成する制御装置（１）とを有し、前記制御信号（１００）は前記給電電流（Ｉ_V）が所定の最大電流（Ｉ_M）を上回る場合には前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を遮断し、前記充電電流（Ｉ_E）が所定の最小電流（Ｉ_M）よりも小さい場合には前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を導通接続する、および／または、所定の期間（ｄｔ）後に前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を導通接続する、請求項１記載の装置。
前記フライホイール装置（Ｔ₃，Ｄ₃）はダイオード（Ｄ₃）を有し、該ダイオード（Ｄ₃）は阻止方向において前記主電流経路をアース（Ｇｎｄ）と接続する、請求項３記載の装置。
前記フライホイール装置（Ｄ₃，Ｔ₃）は第３のスイッチング装置（Ｔ₃）を有し、該第３のスイッチング装置（Ｔ₃）は前記制御装置（１）によって逆位相で前記第１のスイッチング素子に接続される、請求項４記載の装置。
前記制御装置（１，６）は第１の電圧（Ｖ_E）および／または給電電圧（Ｖ_B）を検出する、請求項１から５までのいずれか１項記載の装置。
前記制御装置（１，６）は、前記第１の電圧（Ｖ_E）が第１の閾値（Ｖ_S1）を下回ると前記所定の最大電流（Ｉ_M）を第１の最大電流（Ｉ_M1）に調節し、前記第１の電圧（Ｖ_E）が前記第１の閾値（Ｖ_S1）を上回ると前記所定の最大電流（Ｉ_M）を第２の最大電流（Ｉ_M2）に調節する、請求項６記載の装置。
前記制御装置（１，６）は検出された給電電圧（Ｖ_B）に依存して前記所定の最大電流（Ｉ_M1）を調節する、請求項６または７記載の装置。
前記第１の最大電流（Ｉ_M1）は前記第２の最大電流（Ｉ_M2）よりも小さい、請求項７または８記載の装置。
前記電流制限装置（２１）による前記給電電流（Ｉ_V）の制限が行われない大きさに前記第２の最大電流（Ｉ_M2）を選択する、請求項７から９までのいずれか１項記載の装置。
前記閾値（Ｖ_S）は前記給電電圧（Ｖ_B）に相当する、請求項７から１０までのいずれか１項記載の装置。
前記閾値（Ｖ_S）は前記給電電圧（Ｖ_B）よりも３Ｖまで小さい、請求項７から１０までのいずれか１項記載の装置。
前記電流制限装置（２１）は、前記閾値（Ｖ_S）、前記第１および第２の最大電流および／または前記最小電流（Ｉ_m）が維持される蓄積領域を有する、請求項７から１２までのいずれか１項記載の装置。
前記第１の電圧（Ｖ_E）が前記第２の閾値（Ｖ_S2）よりも小さい場合には前記クロック制御式の電圧変換装置（２０）はデアクティブにされ、前記第１の電圧（Ｖ_E）が前記第２の閾値（Ｖ_S2）を上回る場合には前記クロック制御式の電圧変換装置（２０）はアクティブにされる、請求項２０記載の装置。
前記第２の閾値（Ｖ_S2）は前記第１の閾値（Ｖ_S1）に相当する、請求項１４記載の装置。
前記所定の期間（ｄｔ）は発振器（６）によって設定される、請求項３から１２までのいずれか１項記載の装置。
前記電流制限装置（２１）は、前記主電流経路内に配置されているＦＥＴトランジスタ（Ｔ₁）を有し、該ＦＥＴトランジスタ（Ｔ₁）のゲートおよびソースは相互に絶縁されており、前記ゲートはアース（Ｇｎｄ）とスイッチング可能に接続されており、
制御装置（１）を有し、該制御装置（１）は前記給電電流（Ｉ_V）を検出し且つ制御信号（１００）を形成し、前記制御信号（１００）は前記給電電流（Ｉ_V）が所定の最大電流（Ｉ_M）を上回る場合には前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を遮断し、前記充電電流（Ｉ_E）が所定の最小電流（Ｉ_m）よりも小さい場合には前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を導通接続する、および／または、所定の期間（ｄｔ）後に前記第１のスイッチング素子（Ｔ₁）を導通接続する、請求項１記載の装置。
前記電流制限装置（２１）および前記電圧変換装置（２０）は１つのケーシング内に集積されている、請求項１から１７までのいずれか１項記載の装置。
ローパスフィルタを形成するために、前記電流制限装置（２１）の下流側の１つまたは複数のフィルタコンデンサ（Ｃ₃）が前記主電流経路をアース（Ｇｎｄ）と接続する、請求項１から１８までのいずれか１項記載の装置。
請求項１記載の装置を用いて電気的なエネルギ蓄積装置（Ｃ_E）を充電する方法において、
電流制限装置（２１）により給電電流（Ｉ_V）を所定の最大電流（Ｉ_M）に制限するステップと、
前記電気的なエネルギ蓄積装置（Ｃ_E）の第１の電圧（Ｖ_E）を、該第１の電圧（Ｖ_E）が閾値（Ｖ_S）を上回る場合には、クロック制御式の電圧変換装置（２０）を用いて、電気的なエネルギ源（Ｅ）の給電電圧（Ｖ_B）以上に高めるステップとを有することを特徴とする、方法。
前記第１の電圧（Ｖ_E）が前記閾値（Ｖ_S）を上回る場合には、前記給電電流（Ｉ_V）の制限を終了する、請求項１９記載の方法。