JP2008516564A - 無線システム通信方法および機器 - Google Patents

Abstract

本発明の１つの態様は、ある無線網において、異なる無線網で動作するように設計されたデバイスを動作させることに関する。１つの態様において、ＧＳＭ無線網で動作するように設計されたデバイスを、ＰＨＳ無線網での通信に用いることができる。

Description

本発明は一般に無線通信に関する。

簡易型携帯電話システム（ＰＨＳ）は、既存の地上線網の上に構築することにより既存の公衆電話網を利用する、軽量移動体通信システムである。ＰＨＳ網の基地局の受信可能半径は、典型的な携帯電話網の受信可能範囲より大幅に狭いため、またＰＨＳ携帯端末が低電力送信機を用いているため、ＰＨＳは人口密集地域に最も適している。ＰＨＳはもともと１９９０年代初めに日本で配備され、携帯電話網の低価格の代替案を提供することを意図していた。しかし、その限定された移動性、劣悪な信号品質、および移動中の乗り物での限定された動作能力が多くの利用者を失望させたため、ＰＨＳは商業的に成功しなかった。

日本における芳しくない反響にも関わらず、従来の無線および地上線通信網に対する低価格の代替案を提供する目的で、ＰＨＳは近年、アジアの他の人口密集地域において配備されてきている。
しかし、ＰＨＳが日本において商業的に成功していないため、ハードウェア製造業者は、ＰＨＳのハードウェア（例えば、基地局および移動体端末チップセット）を設計しさらに開発するのに多額の資金を投入することには慎重である。したがって、かかるデバイスの設計および開発に時間と費用をかけることなく、ＰＨＳ無線システムにおいて動作可能な無線デバイスを得ることが望ましい。

本発明の１つの態様は、第１の無線標準に従った第１の無線システムにおいて動作するように設計された回路を、第１の無線標準とは異なる第２の無線標準に従って動作する第２の無線システムにおいて動作させること、を含む方法に関する。
本発明の他の態様は、第１のスロットレートで送信する第１の無線システムの無線信号のシンボル境界を決定する方法に関する。該方法は、第２のスロットレートで送信する第２の無線システムで動作するように構成されたクロック信号の回路を動作させ、該クロック信号の予め定められた数のクロックパルスをカウントしてスロット境界を推定することを含み、ここで、該クロック信号の周波数は第１のスロットレートの整数倍ではない。

本発明のさらなる態様は、第１の無線システムにおいて、第２の無線システムにおいて動作するように設計された無線デバイスを利用するための方法であって、ここで前記無線デバイスは、データレートを有するインターフェイスを介して第２要素へ信号を送信する第１要素を含み、ここで前記インターフェイスの前記データレートは、第１の無線システムのシンボルレートの整数倍ではない、前記方法に関する。前記方法は、ａ）前記インターフェイスのデータレートを決定すること；ｂ）第１の無線システムのシンボルレートを決定すること；ｃ）前記データレートと前記シンボルレートに基づいて、前記シンボルレートにおいて前記インターフェースを介して信号を発信することを可能にするサンプリングレートを決定すること；ｄ）前記サンプリングレートに基づいて、信号をサンプリングする時間間隔を決定して、前記サンプリングレートを実現すること；およびｅ）決定された時間間隔における信号値を推定するための、分数補間器（fractional interpolator）を提供すること；を含む。

本発明の１つの態様は、簡易型携帯電話システム（ＰＨＳ）の無線信号を受信する方法に関する。該方法は、受信信号を復調してベースバンド波形を生成すること：該ベースバンド波形を不整合チャネル選択フィルタを用いてフィルタリングすること；および、ベースバンド波形のコヒーレント検波を行って、ベースバンド波形から少なくとも１個のＰＨＳシンボルを抽出すること、を含む。

発明の詳細な説明
本発明の１つの態様は、ＰＨＳ網において、別の携帯電話網で動作するように設計されたハードウェア（例えば、ＧＳＭデバイス）を動作させることに関する。これは、任意の好適な方法で行うことができる。例えば、他の携帯電話網で動作するように設計されたハードウェアとは、ＰＨＳ網で動作するようにプログラムされたソフトウェアであってよい。
あるハードウェアが動作するように設計された網以外の携帯電話網で、該ハードウェアを用いることは難しく、なぜならば、前記携帯電話網は、該ハードウェアが動作するよう設計された網とは異なるタイミングスキームを用いることができるからである。

例えば、多くの携帯電話網において、移動体端末はそれらが位置するセルの基地局に合わせて同期している。このタイミング同期により、移動体端末は、その端末からのデータの受信を基地局が予期した時にデータを送信することができ、基地局がデータを送信する時に基地局からのデータの受信を予期することができる。

すなわち、例えば第１の無線システムの基地局が１０００Ｈｚのシンボルレートで移動体端末にデータを送信でき、第２の無線システムの基地局が８００Ｈｚのシンボルレートで移動体端末にデータを送信できるとする。ある移動体端末は、基地局が送信する信号のシンボル境界またはサンプリング時点（すなわち、その信号において１個のシンボルが終わって次のシンボルが始まる点）を、無線システムのシンボルレートに基づき決定することができる。移動体端末が信号のシンボル境界を決めるために誤ったシンボルレートを用いると、信号のサンプリングされた値も誤ったものとなり得る。図１は２つの異なる無線システムのシンボルレートに対する、信号１００のシンボル境界を示す。図１では、１０００Ｈｚのシンボルレートを有する無線システムのシンボル境界は実線で、８００Ｈｚのシンボルレートを有する無線システムのシンボル境界は破線で示す。１０００Ｈｚ無線システムの信号境界は１ｍｓ、２ｍｓ、３ｍｓ、４ｍｓ、５ｍｓ、６ｍｓおよび７ｍｓで生じる。８００Ｈｚ無線システムの信号境界は１．２５ｍｓ、２．５ｍｓ、３．７５ｍｓ、５ｍｓ、６．２５ｍｓおよび７．５ｍｓで生じる。したがって、もし移動体局が信号１００の値を１０００Ｈｚのシンボルレートに基づいて決定すれば、信号１００は「１１１０００１」の２進値を有し、一方、もし移動体局が信号の値を８００Ｈｚのシンボルレートに基づいて決定すれば、信号は「１１００１１」の２進値を有するであろう。

このように、図１に示すように、移動体端末にとって、意図する信号値を決定するために信号の正しいシンボル境界を決定することは重要である。したがって、本発明の１つの態様は、第１の無線システムにおいて動作するように設計されたハードウェアのタイミングスキームを修正して、該ハードウェアが第２の無線網においても正しく動作するようにすることに関する。例えば、無線信号のシンボル境界を決定するために用いるクロック信号は、無線デバイスのマスタークロックによって発生できない可能性があるため（例えば、デバイスが異なる無線システムで動作するように設計されていたとの事実のために）、該無線信号のシンボルレートよりも細かい分解能を有するクロック信号が前記無線デバイスにより生成できて、無線信号のシンボル境界を決定するために用いられる。決定されたシンボル境界は、信号の実際のシンボル境界ではない可能性があるが、許容誤差の範囲で実際のシンボル境界に十分近い。

例えば、ＧＳＭ無線システムの無線標準は、２７０．０８３ｋＨｚのシンボルレートを規定している。ＧＳＭデバイス（例えば移動体端末または基地局）は、指定の周波数で動作するマスタークロックおよび、１つまたは２つ以上のプログラマブルな整数除算器を含むことができる。異なる周波数で動作する他のクロック信号は、マスタークロック信号から、例えばプログラマブルんあ整数除算器を用いて導くことができる。多くのＧＳＭデバイスのマスタークロックは１３ＭＨｚの周波数で動作するため、２７０．０８３ｋＨｚのシンボルレートの周波数を有するクロック信号は、１３ＭＨｚのマスタークロックから、マスタークロック周波数を４８で除する整数除算器を用いて導くことができる。

同様に、ＰＨＳシステムの無線標準は、１９２ｋＨｚのシンボルレートを規定している。多くのＰＨＳデバイスのマスタークロックは１９．２ＭＨｚの周波数で動作し、シンボルレート（すなわち、１９２ｋＨｚ）の周波数でのクロック信号を、マスタークロックから、マスタークロックの周波数を１００で除することにより導くことが可能である。
しかし、ＧＳＭデバイス（例えばＧＳＭ移動体端末）をＰＨＳ無線システムで動作させようとすると、１９２ｋＨｚのＰＨＳシンボルレートは、１３ＭＨｚの周波数で動作しているＧＳＭマスタークロックから、整数除算器を用いて導くことができない可能性がある。表１に示すように、１３ＭＨｚのクロックから１９２ｋＨｚのクロックを導くには、６７．７０８３の非整数の係数による除算が必要である。

しかし、ＰＨＳおよびＧＳＭなどの無線システムにおいては、基地局と移動体端末との間の時間同期は、データをフレーム、スロットおよびシンボル単位で送信することにより得られる。すなわち、フレームは複数のスロットを含み、フレーム内の各スロットは複数のシンボルを含む。移動体端末と基地局は、フレーム境界、スロット境界およびシンボル境界に基づいて同期する。図２に示すように、ＰＨＳ無線システムにおいては、例えば１つのフレームは８個のスロットを含み、各スロットは１２０個のシンボルを含む。ＰＨＳ標準が定めたフレームレートは２００Ｈｚ（すなわち、１秒当たり２００Ｈｚ）である。したがって、スロットレートは１６００Ｈｚである。２００Ｈｚおよび１６００Ｈｚの周波数を有するクロック信号は、１９．２ＭＨｚのＰＨＳマスタークロックから整数除算器を用いて導くことができる。

ＧＳＭ無線デバイスの１つの実装において、１３ＭＨｚのＧＳＭマスタークロックを用いて、無線デバイスの他の要素のためのクロック信号を生成する、ソフトウェアタイミングエンジンを駆動することができる。ソフトウェアタイミングエンジンは６．５ＭＨｚの分解能を有することができる。
ＧＳＭデバイスをＰＨＳ無線システムにおいて用いる場合、ＰＨＳのフレームレートの周波数におけるクロックは、ソフトウェアタイミングエンジンから、例えばプログラマブルな整数除算器を用いて導くことができる。すなわち、表２に示すように、ソフトウェアタイミングエンジンの６．５ＭＨｚクロックは、係数３２，５００で除して、２００Ｈｚの周波数のクロック信号を実現することができる。

したがって、ＧＳＭデバイスは、１３ＭＨｚマスタークロック信号から導かれた２００Ｈｚクロック信号を用いて、送信された無線信号のフレーム境界を決定することができる。しかし、１６００Ｈｚ（すなわち、ＰＨＳスロットレート）の周波数を有するクロック信号は、６．５ＭＨｚクロックから整数除算器を用いて導くことはできない。
本発明の１つの態様において、ソフトウェアタイミングエンジンクロックは、送信されたＰＨＳ信号のスロット境界を決定するために用いることができる。ソフトウェアタイミングエンジンクロックは、厳密にスロット境界上のクロック端を有していない可能性があるが、クロック端は、無線標準により規定されている許容誤差の範囲であるように、スロット境界に十分近くすることができる。

すなわち、例えば、ＰＨＳスロットレートが１６００Ｈｚであるため、各ＰＨＳスロットにおいてソフトウェアタイミングエンジンクロックから４０６２．５クロックパルスがあり、ＰＨＳスロット２つ毎に８１２５パルスがある。例えば、図３に示すように、第１のＰＨＳスロット３０１および第２のＰＨＳスロット３０７は、参照番号３０３で示すような実際のスロット境界を有する。クロック信号３０９は、ソフトウェアタイミングエンジンにより生成されるクロック信号の一部である。クロック信号の４０６２番目のカウントのパルスは、実際のスロット境界３０３の直前に生じる。したがって、クロック信号３０９を用いて決定されたスロット境界（すなわち、スロット境界３０５）は、実際のスロット境界３０３の直前に生じる。しかし、クロック信号３０９のクロックパルスは０．１５３μｓ毎に生じるため、決定されたスロット境界３０５は、実際のスロット境界から高々０．１５３μｓ前（または後）である。上で述べたように、ＰＨＳシンボルレートは１９２ｋＨｚであり、ＰＨＳシンボルの長さは５．２４μｓである。そのため表３に示すように、決定されたスロット境界は、実際のスロット境界から、ＰＨＳスロットの長さの高々３％未満だけ異なる可能性がある。

携帯機器の発振器は多くの場合完全に正確ではないため（例えば結晶誤差のため）、無線システムには多くの場合、誤差に対するいくらかの許容範囲が組み込まれる。例えばＰＨＳ無線システムは、送信機に対して２５％までのシンボルピリオドの許容範囲を提供する。６．５ＭＨｚのＧＳＭタイミングエンジンクロック信号の使用から生じる、最悪でも３％未満の誤差は、十分に無線システムに組み込まれた許容範囲内である。ＧＳＭソフトウェアタイミングエンジンクロックを用いて、ＰＨＳ送信信号のスロット境界を決定することにより、ＧＳＭ無線システムで動作するように設計されたデバイスを、ＰＨＳ信号を発生するための送信機で用いることができる。

上記のように、ＰＨＳスロット２つ毎に８１２５クロックパルスがある。したがって、８１２５パルスをカウントすることにより、１つおきのＰＨＳスロットのスロット境界を決定することができる。したがって、図３の例においては、４０６２個のクロックパルスが生じた後に、４０６３個の追加のクロックパルスをカウントして、次のスロット境界を決定することができる。この方法によれば、スロット境界３０３を決定することにおける誤差は、次のスロット境界に蓄積されない。
上記の例はＧＳＭデバイスをＰＨＳ無線システムで用いることに関するが、本発明はこの点において限定されることはなく、なぜならば、無線システムのスロットレートの整数倍ではない周波数を有するクロック信号を用いて無線信号におけるスロット境界を決定するための上記の技法は、任意の無線システムで用いることができるからである。

さらに、上記の例において、ＧＳＭシステムは６．５ＭＨｚのクロック信号を用いると記載し、ＰＨＳシステムは１９．２ＭＨｚのマスタークロックを用いると記載している。ＧＳＭクロックおよびＰＨＳマスタークロック両方のクロック周波数は、発振器の誤差のために、これらの値からわずかに異なってもよいことが、理解されるべきである。
さらに本発明は、６．５ＭＨｚのクロックを用いて、１９２ＫＨｚのシンボルレートを有する無線信号におけるスロット境界を決定することには限定されない。実際、任意のクロック周波数およびスロットレートを本発明の態様において用いることができ、ここでクロック周波数は無線信号のスロットレートの整数倍ではなく、クロック周波数は、許容誤差の範囲でスロット境界を決定するのに十分な分解能を提供するものである。

さらに、上記の例において、幾つかのクロック信号は、ＧＳＭシステムおよびＰＨＳシステムのマスタークロックからプログラマブルな整数除算器を用いて導かれると記載した。しかし、本発明はこの点において限定されるものではなく、なぜならば、クロック信号は他のクロック信号から、任意の好適な方法で（例えば、除算により）導くことができるからである。さらに、整数除算器を用いる本発明の態様において、クロック信号は１つの整数除算器により除される必要はなく、なぜならば、クロック信号は任意の好適な数の整数除算器により段階的に、所望の周波数まで除すことができるからである。
さらに、上記の技法は、本発明がこの点において限定されるものではないため、基地局および移動体端末の両方で用いることができることが理解されるべきである。

第１の無線システムで動作するように設計された無線デバイスを、第２の無線システムで用いる場合に遭遇する可能性のある他の障害は、前記無線デバイスの送信路は、第１の無線システムの信号の送信を支援するように設計された周波数でクロックされることができるが、しかしこれは第２の無線システムの信号の送信には適さないことである。
この点において、本発明の１つの態様は、第２の無線システムの送信路を、第１の無線システムで動作するように設計されたデバイスに実装することに関する。

例えば、本発明の１つの態様において、図４に示す移動体端末４０１は、デジタルベースバンドプロセッサ４０３およびアナログベースバンドプロセッサ４０５を含む。デジタルベースバンドプロセッサ４０３は、インターフェイス４０７を介してアナログベースバンドプロセッサ４０５と通信することができる。デジタルベースバンドプロセッサ４０３は、例えば、デジタル信号の変調および復調、移動体端末キーボードからの入力の処理、電力管理、および他の機能などの機能を実行することができる。アナログベースバンドプロセッサ４０５は、アナログ／デジタル変換、デジタル／アナログ変換、アナログおよびデジタル信号のフィルタリングなどの機能を行い、またデジタルベースバンドプロセッサ４０３と移動体端末４０１の無線機との間のインターフェイスとして機能することができる。

信号を送信するために、信号はまずデジタルベースバンドプロセッサ４０３により処理および変調されることができる。信号は次にアナログベースバンドプロセッサ４０５へインターフェイス４０７を介して送信されることができる。アナログベースバンドプロセッサ４０５は、信号のさらなるフィルタリング、レート変換、およびデジタル／アナログ変換を行うことができ、送信のため信号を移動体端末４０１の無線ユニットへ送信する。
１つの態様において、インターフェイス４０７はＧＳＭ無線システムで動作するように設計され、したがってＧＳＭマスタークロックにより１３ＭＨｚでクロックされることができる。したがって、インターフェイス４０７は１３Ｍｂｐｓのレートでデータを送信する。信号をサンプリングするには、信号の同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）の両方をサンプリングする。これら成分サンプルの各々は８ビットを含むことができ、このため各信号サンプルにつき１６ビットとなる。したがって、表４に示すように、インターフェイス４０７のデータレートは８１２，５００サンプル／秒である。

ＧＳＭシステムにおいて、ＧＳＭ標準により指定されたシンボルレートは２７０．８３ｋＨｚ、または２７０，８３３．３シンボル／秒である。したがって、デジタルベースバンドプロセッサは２７０，８３３．３シンボル／秒のレートでデータを出力することができる。より高いシンボルレートでクロックされるインターフェイスを介してこのシンボルレートでデータを送信することは、該インターフェイスを介して１シンボル当たり複数サンプルを送信することにより実現できる。表５に示すように、１３Ｍｂｐｓリンクを介して２７０，８３３．３シンボル／秒のシンボルレートを達成するには、３サンプル／シンボルを送信すればよい。

しかし、ＰＨＳシステムにおいて、ＰＨＳ標準で指定されたシンボルレートは１９２，０００シンボル／秒である。１３Ｍｂｐｓでクロックされるインターフェイス（すなわちインターフェイス４０７）を介してこのシンボルレートでデータを送信すると、表６に示すように、該インターフェイスを介して非整数のサンプル／シンボル（すなわち、４．２３１８サンプル／シンボル）が送信されることになる。

図５は、デジタルベースバンドプロセッサ４０３の機能要素を示すブロック図である。図５に示すように、デジタルベースバンドプロセッサ４０３のモジュレータ５００は、信号の変調を行うＰｉ／４微分求積位相偏移キーイング（ＤＱＰＳＫ）ユニット５０１を含む。ルート・レイズド・コサイン（ＲＲＣ）フィルタ５０５ａおよび５０５ｂは、信号のパルス整形を行うことができ、分数補間器５０７は、フィルタ５０５ａおよび５０５ｂから出力される信号に分数補間を行うことができる。同相成分および直交成分に対して、モジュレータ５００を通る別々の信号経路（すなわち、信号経路Ａおよび信号経路Ｂ）がある。

オーバーサンプリングユニット５０３は、Ｐｉ／４−ＤＱＰＳＫユニット５０１の出力信号を４倍の係数でオーバーサンプリングすることができる。これにより、特定のシンボルレートで、該シンボルレートより高いデータレートを有するインターフェイスを介して、データの送信を可能とする。例えば、特定のシンボルレートが４シンボル／秒であり、インターフェイスのデータレートが１６サンプル／秒の場合、各シンボルが４回サンプリングされ、これらサンプルの各々がリンクを介して伝送されることができる。したがって、データはインターフェイスを介して１６サンプル／秒のレートで送信され得るが、ただし１秒あたり４個のシンボルのみが伝送される。
１つの態様において、機能要素５０１、５０３、５０５ａ、５０５ｂおよび５０７は、デジタルベースバンドプロセッサにより実行されるソフトウェアにおいて実装されてもよい。しかし本発明はこの点において限定されず、なぜならば、これらの機能が専用のハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの任意の組合せにより実施することができるからである。

したがって、例えば、規定のシンボルレートが１９２Ｋシンボル／秒であるＰＨＳ標準の場合、シンボルを係数４でオーバーサンプリングすることにより、７６８Ｋサンプル／秒のレートでインターフェイスを介してデータを送信することが可能となる。１９２Ｋシンボル／秒のシンボルレートは、５．２０８３μｓ毎に１個のシンボルの転送をもたらす。
図６は、１シンボルピリオドにわたるＰＨＳ信号波形の１例を示す。７６８Ｋサンプル／秒のレートでインターフェイスを介してシンボルを転送するには、シンボルは１．３０２１μｓ毎にサンプリングすればよく、シンボル当たり４個のサンプルとなる。例えば図６に示すように、シンボルは１．３０２１μｓ、２．６０４２μｓ、３．９０６３μｓ、および５．２０８３μｓにおいてサンプリングすることができる。

これは、種々のシンボルについて異なる数のサンプルを転送し、転送される全シンボルのシンボル当たりの平均サンプル数が４．２３１８となるようにすることにより、実現できる。例えば、幾つかのシンボルについては４サンプルをインターフェイスにわたって転送でき、他のシンボルについては５サンプルを転送できる。
表７に示すように、平均で４．２３１８サンプル／シンボルを実現するには、信号を１．２３０８μｓ毎にサンプリングすればよい。しかし、図６に示すように、信号を係数４でオーバーサンプリングすることにより、信号が１．３０２１μｓ毎にサンプリングされることになる。１．２３０８μｓ間隔の信号の値は、分数補間により決定すればよい。

この補間は図５の分数補間器５０７により行うことができる。したがって、分数補間器５０７からの出力データレートは４．２３１８サンプル／シンボルであり、これはインターフェイス４０７を介して、８１２，５００サンプル／秒のレートで、１９２，０００シンボル／秒のシンボルレートで、データの転送を可能とする。

図７は、本発明の１つの態様における、アナログベースバンドプロセッサ７０１の機能要素を示すブロック図である。アナログベースバンドプロセッサは、８Ｘ補間器７０３、デジタル／アナログ変換機（ＤＡＣ）７０５、スイッチキャパシタフィルタ７０７、およびアクティブ連続時間領域（active continuous time domain）（ＣＴ）フィルタ７０９を含む。一旦信号をインターフェイス４０７を介して受け取ると、信号はシンボル当たりのサンプル数を増加させる８Ｘ補間器７０３で処理されて、８１２，５００サンプル／秒のデータレートでの信号入力が、６，５００，０００サンプル／秒のデータレートへと増加される。この補間は、ＤＡＣ７０５が６．５ＭＨｚでクロックされるため（すなわち、ＧＳＭマスタークロック周波数を係数２で除することにより）に行われる。デジタル／アナログ変換後、信号に対してフィルタ７０７および７０９によりさらなるフィルタリングを行い、信号は次に、送信用に無線ユニットへと送信される。

１つの態様において、機能要素７０３、７０５、７０７および７０９は、アナログベースバンドプロセッサのハードウェアに実装することができる。しかし、本発明はこの点において限定されず、それは、これらの機能が専用のハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの任意の組合せにより実施することができるからである。
上に記載の例は、ＧＳＭ無線システムで動作するように設計されたデバイスを、ＰＨＳ無線システムにおいて用いることに関するが、本発明はこの点について限定されず、それは、別の無線システムで動作するように設計されたデバイスを用いて、ある無線システムに送信路を実装するための上記の技法は、任意の好適な無線システムで用いることができるからである。

さらに、上記の例において、ＧＳＭデバイスは、インターフェイス４０７をクロックするために１３ＭＨｚのマスタークロックを用いることが記載されており、ＰＨＳシステムは１９２，０００シンボル／秒のシンボルレートを有すると記載されている。しかし本発明は、インターフェイスをクロックするために１３ＭＨｚのマスタークロックを用い、ここでインターフェイスを介して伝送されるデータは１９２，０００シンボル／秒のシンボルレートを有すること、に限定されるものではない。実際、任意の好適なマスタークロック周波数およびシンボルレートを用いることができ、本発明はこの点において限定はされない。
第１の無線システムで動作するように設計されたデバイスを、第２の無線システムにおいて用いる場合に遭遇する可能性のある他の障害は、前記無線デバイスが、第２の無線システムで動作するように設計されていないハードウェアを受信路に含む可能性があることである。

例えば、図８に示すように、ＧＳＭデバイスの受信路は、受信したアナログ信号を入力としてこれをデジタル形態に変換するアナログ／デジタル変換器８００、無線システムの周波数バンドにはない受信信号の周波数成分をフィルタリングして取り除くチャネル選択フィルタ８０２、次の処理のために受信信号のサンプル数を減少させるデシメータ８０４、および受信信号の復調および検波を行うデジタルベースバンドプロセッサ８０６を含むことができる。
上で述べたように、ＧＳＭシステムにおいて、シンボルレートは２７０．８３ｋＨｚである。ＡＤＣ８００は、１３ＭＨｚのＧＳＭマスタークロック周波数でクロックされる。その結果、ＡＤＣ８００は、入力信号を１３ＭＨｚのレートでサンプリングする（すなわち、１３，０００，０００サンプル／秒）。表８に示すように、シンボルレート２７０．８３ｋＨｚのＧＳＭ信号を１３ＭＨｚのレートでサンプリングすると、ＧＳＭシンボル当たり４８サンプルが生成される。

チャネル選択フィルタ８０２は、無線システムで用いられる周波数バンドにない受信信号の周波数成分をフィルタリングして取り除き、信号をデシメータ８０４に送信する。１つの態様において、チャネル選択フィルタは、ＧＳＭ無線標準で規定されたチャネル選択の仕様に合うように、設計することができる。デシメータ８０４は、受信信号のサンプリング周波数を４８の係数で２７０，８３３サンプル／秒に減少させることにより、ＡＤＣ８００により信号に付加されたオーバーサンプリングデータを取り除く（すなわち１サンプル／シンボル）。デジタルベースバンドプロセッサは次に、ＧＳＭのシンボルレート、すなわち１サンプル／シンボルでサンプリングされたデータを処理することができる。

しかし、ＰＨＳ無線システムにおいてＧＳＭ受信路を用いることは、いくらかの性能の劣化をもたらす可能性があり、なぜならば、ＰＨＳ無線システムで用いられる復調および検知アルゴリズムが、１．５サンプル／シンボルの最小サンプリングレートを定めているためである。上で述べたように、ＰＨＳ無線システムで用いられるシンボルレートは１９２ｋＨｚである。ＰＨＳ信号はＡＤＣ８００により受信され、デジタル形態に変換されることができる。同様に上で述べたように、ＡＤＣ８００はＰＨＳ信号を１３ＭＨｚのレートでサンプリングする。表９に示すように、これにより６７．７０８３サンプル／ＰＨＳシンボルがもたらされる。

オーバーサンプリングされた信号がチャネル選択フィルタ８０２によりフィルタリングされた後、デシメータ８０４は、信号内のサンプル数を、４８の係数で１．４１０５サンプル／ＰＨＳシンボルにまで減少させる。１つの態様において、要素８００、８０２および８０４はハードウェア要素である。さらに、アナログベースバンドプロセッサをデジタルベースバンドプロセッサ８０６に結合するインターフェイス８０５は、リンク８０５を介して送信される最大ＰＨＳサンプリングレートが１．４１０５サンプル／ＰＨＳシンボルとなるようなレートで、クロックされ得る。上で示したように、このサンプル／シンボル率は、ＰＨＳ無線標準により定められている１．５サンプル／シンボルの基準を満たさない。しかし、回路がＧＳＭ無線システムで動作するように設計されているため、リンク８０５は、必要な最小ＰＨＳサンプリングレートをサポートしない可能性がある。この不十分なサンプリングレートは、続く処理において信号におけるエイリアシングおよびシンボル間干渉をもたらす可能性がある。

さらに上に記したように、チャネル選択フィルタ８０２は、ＧＳＭチャネル選択仕様を満たし、ＰＨＳチャネル選択仕様は満たさないように設計することができる。例えば、ＰＨＳ無線標準は、チャネル選択フィルタは整合フィルタでなければならないと定める。すなわち、ＰＨＳ周波数バンドの外側の周波数成分をフィルタリングして除くのに加えて、フィルタはまた、パワーに基づき信号周波数成分の重み付けをし、これにより信号対ノイズ比を増加させる。このように、整合フィルタは各フィルタバンドからの寄与を信号パワーに比例して重み付けし、これによりフィルタの周波数応答を信号の周波数スペクトルに整合させる。

しかし、チャネル選択フィルタ８０２はＧＳＭシステムで動作するように設計されているため、チャネル選択フィルタ８０２はＰＨＳシステムに関しては不整合なフィルタである可能性がある。ＰＨＳ信号をフィルタリングするための整合フィルタを用いる代わりに、不整合フィルタを用いることは、低い信号対ノイズ比をもたらし、デバイスをＰＨＳシステムで動作させる場合に、性能の劣化を引き起こす可能性がある。上で述べたように、デジタルベースバンドプロセッサは、受信信号の復調および検波を行うことができる。復調は、搬送波信号を取り除いて元の信号波形を得るプロセスである。検波は、ベースバンド波形からシンボルを抽出するプロセスである。

検波は、コヒーレントまたはノンコヒーレントに行うことができる。コヒーレント検波においては、チャネル相と減衰の推定値、および搬送周波数誤差およびタイミングの推定値を得る。この情報は、受信信号を再調整するために用いられ、次に該受信信号はＰＨＳシンボルを得るために復調することができる。一方、ノンコヒーレント検波は、チャネル相と減衰の推定値を必要とせず、したがってコヒーレント検波より簡単である。ノンコヒーレント検波は簡単であるため、実行するのにより少ない処理のリソースを消費するが、しかし元の送信されたシンボルの検波の精度は下がる可能性がある。

ＰＨＳ無線標準は、ＰＨＳ無線信号のノンコヒーレント検波を用いることを定めている。しかし、ノンコヒーレント検波を行う代わりに、デジタルベースバンドプロセッサ８０６がコヒーレント検波を行った場合、不整合フィルタ８０２を用いることによる性能の劣化およびインターフェイス８０５における不十分なサンプリングレートが補償され得る。１つの態様において、これは、信号対ノイズ比における約２ｄＢの純性能ゲインをもたらすことができる。

上で述べたように、チャネル相および減衰、搬送周波数誤差およびタイミング誤差は、コヒーレント検波を行う場合に推定できる。より高いサンプリングレートを用いて、この推定を行ってもよい。例えば図９に示すように、デジタルベースバンドプロセッサ９０１は、２７０．８３Ｋサンプル／秒または１．４１０５サンプル／ＰＨＳシンボルのレートにおいてデータを受信する。しかし、７サンプル／ＰＨＳシンボルのデータレートを用いて、チャネル推定値および搬送周波数とタイミング誤差の推定値を得ることができる。したがって、入ってくる信号は補間器９０３により係数５で補間することができ、次に分数デシメータ９０５により分数係数０．９９２４９２でデシメートして、出力データレートを７サンプル／ＰＨＳシンボルとする。

上で述べたように、ＧＳＭシステムで動作するために設計されたチップを用いているため、理想的なＰＨＳ整合フィルタは利用可能ではない可能性がある。しかし、デジタルベースバンドプロセッサの内部のフィルタは、アナログベースバンドプロセッサのフィルタも含めたフィルタ全体が理想的なＰＨＳ整合フィルタをほぼ近似するように、設計することができる。すなわち、デジタルベースバンドプロセッサ内のフィルタは信号のプレディストーション（predistortion）を行い、これによって下流にある１個または２個以上のフィルタを通った後の信号が、理想的なＰＨＳフィルタの出力を近似するようにすることができる。例えば、このプレディストーションの技法は、図５に示すＲＲＣフィルタ５０５ａおよび５０５ｂにおいて用いてもよい。このプレディストーションの技法はまた、図９の補間フィルタ９０３において用いてもよい。プレディストーションを行う技法は、「通信システム用フィルタ（Filters For Communication Systems）」の名称の、同日付で出願された代理人整理番号A0312.70551US00の仮出願に、より詳細に記載されている。

本発明の１つの態様において、デジタルベースバンドプロセッサ８０６は、ノンコヒーレント検波に対して、コヒーレント検波を行うようプログラムされたソフトウェアであってもよい。しかし、本発明はこの点において限定されず、これは、デジタルベースバンドプロセスが任意の好適な方法でコヒーレント検波を行うことができるからである。例えば、デジタルベースバンドプロセッサは、ハードウェアに組み込まれてコヒーレント検波を行ってもよい。

本発明の種々の側面は、単独で、組み合わせて、または前述の態様に特に述べられていない種々のアレンジメントで用いることができ、したがってその用途において、上に記載されたまたは図面に示された要素の詳細および配置に限定されない。本発明は別の態様も可能であり、様々な様式において実践または実施することができる。特に本発明の種々の側面は、多数の型、配置、構成および性能のプロセシングデバイスで実践することができる。デバイスの実装については限定されない。

さらに、１つの態様において記載された本発明の種々の側面は、他の態様と組み合わせて用いることができ、本明細書に具体的に記載された配置および機能の組合せには限定されない。種々の修正、改変および改良は当業者には容易である。かかる修正、改変および改良は本発明の開示の一部とすることが意図され、本発明の精神および範囲に含まれることが意図される。したがって、上の記載および図面は例示目的のみである。
クレームにおいてクレーム要素を修飾するための順序を示す用語、例えば「第１」、「第２」、「第３」などの使用は、それ自体、１つのクレーム要素の他に対するいかなる優先順位、優位もしくは順序、またはここでの方法において行為が行われる時間的な順序を暗示するものではなく、ある名称の１つのクレーム要素を、同じ名称（ただし順序を示す用語の使用を除く）の別の要素から識別するためのラベルとしてのみ用いて、クレーム要素を識別するためのものである。

また、本明細書において用いられる表現および専門用語は記述目的であり、限定するものと考えるべきではない。本明細書において、「含む（including）」、「含む（comprising）」、または「有する（having）」、「含有する（containing）」、「含む（involving）」およびこれらの変形は、その後に挙げられた項目およびこれらの均等物、さらに付加的な項目を包含することを意味する。
本発明の幾つかの態様について詳細に記載しているため、種々の改変および改良は当業者には容易である。かかる改変および改良は、本発明の精神および範囲に含むことが意図される。したがって上の記述は例示目的のみであり、限定を意図しない。本発明は、特許請求の範囲およびその均等物による規定によってのみ限定される。

本発明の１つの態様による、２つの異なるシンボルレートに従った信号のシンボル値の例を示すタイミング図である。 本発明の態様において用いるのに好適な無線通信フレームの例を示す図である。 本発明の１つの態様による、２個のＰＨＳシンボルの間のシンボル境界の選択を示す図である。 本発明の態様において用いるのに好適な無線デバイスの例のブロック図である。 本発明の１つの態様による、デジタルベースバンドプロセッサの送信路における機能ユニットのブロック図である。 本発明の１つの態様による、ＰＨＳシンボルの１例のタイミング図である。 本発明の態様において用いるのに好適な無線デバイスの送信路の１例のブロック図である。 本発明の態様において用いるのに好適な無線デバイスの受信路の１例のブロック図である。 本発明の１つの態様による、デジタルベースバンドプロセッサの受信路における機能ユニットのブロック図である。

Claims (8)

1. 第１の無線システムにおいて、第２の無線システムにおいて動作するように設計された無線デバイスを利用する方法であって、前記無線デバイスは、データレートを有するインターフェイスを介して信号を第２要素に送信する第１要素を含み、前記インターフェイスの前記データレートは、第１の無線システムのシンボルレートの整数倍ではなく、ここで前記方法は、
   ａ）前記インターフェイスのデータレートを決定すること；
   ｂ）第１の無線システムのシンボルレートを決定すること；
   ｃ）前記データレートと前記シンボルレートに基づいて、前記シンボルレートで前記インターフェースを介して信号を発信することを可能にするサンプリングレートを決定すること；
   ｄ）前記サンプリングレートに基づいて、信号をサンプリングする時間間隔を決定して、前記サンプリングレートを実現すること；および
   ｅ）決定された時間間隔における信号値を推定するための、分数補間器を提供すること；
   を含む、前記方法。
2. ｆ）推定された信号値を、インターフェイスを介して送信すること；
   をさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 第２の無線システムが、移動体通信（ＧＳＭ）無線標準用の国際標準に従って動作する、請求項１に記載の方法。
4. 第１の無線システムが、簡易型携帯電話システム（ＰＨＳ）無線標準に従って動作する、請求項１に記載の方法。
5. 無線デバイスの第１要素が、デジタルベースバンドプロセッサである、請求項１に記載の方法。
6. 無線デバイスの第２要素が、アナログベースバンドプロセッサである、請求項１に記載の方法。
7. サンプリングレートを決定する行為が、インターフェイスのデータレートを第１の無線システムのシンボルレートで除してサンプリングレートを決定することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
8. ｇ）推定された信号値を、第２要素においてインターフェイスを介して受信して、受信信号を発生すること；および
   ｈ）受信信号のデータレートを増加させる補間器を提供して、第２要素が受信信号を処理できるようにすること、
   をさらに含む、請求項２に記載の方法。

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