JP2008516466A

JP2008516466A - ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する方法及びシステム

Info

Publication number: JP2008516466A
Application number: JP2006520479A
Authority: JP
Inventors: オーリック、フィリップ; モリッシュ、アンドレアス・エフ; アエドゥドドゥラ、サンディープ
Original assignee: Mitsubishi Electric Research Laboratories Inc
Current assignee: Mitsubishi Electric Research Laboratories Inc
Priority date: 2004-10-14
Filing date: 2005-10-14
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2025-10-14
Also published as: JP4837559B2; WO2006041220A1; EP1754314A1; CN1969467B; US20060083333A1; CN1969467A; EP1754314B1; US7496153B2; DE602005015702D1

Abstract

システムは、同じワイヤレスネットワークにＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とを組み込む。送信器は、ワイヤレス通信ネットワークにおいて、現ビット各々に対し波形対の基準波形とデータ波形を生成することによりビットの系列を変調する。基準波形の位相は、前の変調されたビットによって決まり、基準波形とデータ波形の対の間の位相の差は現ビットによって決まる。

Description

本発明は、包括的には通信システムに関し、特にワイヤレス通信システムにおいて用いられる変調フォーマットに関する。

米国では、連邦通信委員会（ＦＣＣ）が、「First Report and Order」（２００２年２月１４日）において超広帯域（ＵＷＢ）信号をワイヤレス通信システムに、制限付きで免許なしで使用することを認めた。ＵＷＢ信号は、周波数範囲３．１〜１０．６ＧＨｚになければならず、且つ最小帯域幅５００ＭＨｚを有さなければならない。また、ＦＣＣの指示により、ＵＷＢ信号の電力スペクトル密度及びピーク放射電力は−４３．１ｄＢｍ／ＭＨｚ未満に制限されている。

ＵＷＢの１つの変調方法は、極めて短い、例えば１／１，０００，０００，０００秒以下のタイムパルスを用いて、波長約３００ｍｍに対応する５００ＭＨｚよりも広い帯域幅を有する信号を生成する。短パルスを用いるワイヤレスシステムは一般に、インパルス無線（ＩＲ）システムと呼ばれる。

図１Ａに示すように、４つの異なる変調技法、すなわち、パルス位置変調（ＰＰＭ）１１、パルス振幅変調（ＰＡＭ）１２、オンオフキーイング（ＯＯＫ）１３、及び二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）１４をワイヤレス通信システムに使用することができる。

利点として、ＵＷＢシステムは高速データ速度を実現し、マルチパス障害に対して耐性がある。これは、処理利得が多いことによる。さらに、ＵＷＢ技術をベースとするＩＲの利用により、低コスト、低衝撃係数、ヘテロダインのための局部発振器を必要としない低電力送受信器が可能となる。ＵＷＢ無線機器（radios）は、主にデジタル回路であるため、半導体チップに容易に集積することができる。ＵＷＢシステムでは、センサネットワークと同様に、複数のユーザが、干渉することなく同じスペクトルを同時に共用することができ、家庭及びビジネスでの高速ネットワークに理想的である。

センサネットワークでは、複数の安価な検出デバイス間で直接通信が可能であることが望ましい。ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ規格は、低電力、低データレートネットワークに対し、１Ｋｂｓ〜１Ｍｂｐｓの拡張可能なデータレートで通信するための物理層を定義している（「IEEE P802.15.4a WPAN Alternate PHY - PAR」、2003を参照）。

一般に、ＩＲシステムは、タイムホッピング（ＴＨ−ＩＲ）型か又は基準送信（transmitted-reference）（ＴＲ−ＩＲ）型である。両システムともに、持続時間の短いパルスｐ（ｔ）の系列を使用する。しかしながら、ＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲでは変調及び復調が大幅に異なり、そのためＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲは同じネットワークで互換性がない。

ＴＨ−ＩＲシステムについては、M. ウィン（Win）及びR. A. ショルツ（Scholtz）著「Ultra-Wide Band Width Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications」（IEEE Trans. On Communications, Vol. 48, No. 4 April 2000, pp. 679-691）に述べられている。ＴＨ−ＩＲシステムでは、各ビット又は各シンボルがＮ_ｆ個のパルスで表される。但し、Ｎ_ｆは正の整数である。ビット送信時間はＴ_ｓである。これはシンボル持続時間と呼ばれる。時間Ｔ_ｓはさらにフレームＴ_ｆに分割され、フレームはチップＴ_ｃに分割され、これが通常、パルス持続時間に相当する。Ｎ_ｃがフレーム内のチップ数を表し、Ｎ_ｆがシンボル内のフレーム数を表す場合、Ｔ_ｓ、Ｔ_ｆ、及びＴ_ｃは、次の式により関連する。

図１Ｂは、例としての従来技術による「０ビット」のＴＨ−ＩＲ波形１１０及び「１ビット」の波形１２０のパルス１０４のシンボル時間Ｔ_ｓ１０１、フレーム持続時間Ｔ_ｆ１０２、及びチップ持続時間Ｔ_ｃ１０３の間の関係を示す。通常、パルスは、「タイムホッピング」符号に従って、マルチユーザ干渉を最小にするようにフレームの空きチップの中で疑似ランダムに離間される。

上述したように、変調は二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）であることができる。ＢＰＳＫを用いる場合、各ビットｂは正又は負の１として表される。すなわち、ｂ∈｛−１，１｝である。送信信号は、次の形を有する。

但し、ｃ_ｊはＴＨ符号のｊ番目の値を表し、範囲は｛０，１，…，Ｎ_ｃ−１｝であり、ｂはｉ番目の変調シンボルである。さらに、ｈ_ｉ，ｊとして示されるオプションの系列を送信信号の各パルスに付加して、送信信号のスペクトルを整形するとともに、スペクトル線を低減することができる。系列ｈ_ｉ，ｊは極性スクランブル系列（polarity scrambling sequence）と呼ばれ、値＋１又は−１を有する。スペクトルのさらなる整形に、異なる振幅も可能である。

図２は、従来のコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器２００を示す。受信器は、受信アンテナ２３０に接続された増幅器２２０に結合された自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット２１０を有する。受信器はまた、同期ユニット２４０、タイミング制御ユニット２５０、チャネル推定ユニット２６０、ＭＭＳＥ等化器ユニット２７０及び復号器ユニット２８０も有する。ＲＡＫＥ受信器フィンガ２９０が加算器２９５に入力する。各ＲＡＫＥフィンガは、パルス系列発生器、相関器及び重み結合器を有する。ＲＡＫＥフィンガは、マルチパス干渉を低減する。ＵＷＢ信号のマルチパスの密度が高いため、妥当な性能を得るために必要なＲＡＫＥフィンガの数が多くなる可能性がある。加算器の出力は等化され復号される。通常のＴＨ−ＩＲ受信器は、著しく複雑である。

ＴＲ−ＩＲシステムは、ＲＡＫＥ受信器の必要性をなくす（R. ホクター（Hoctor）及びH. トムリンソン（Tomlinson）著「Delay-Hopped Transmitted-Reference RF Communications」（IEEE Conference on Ultra Wide Band Width Systems and Technologies, 2002, pp.265-269））。ＴＲ−ＩＲシステムでは、情報は系列内の連続したパルスの位相差として符号化される。ＴＲ−ＩＲシステム内の各シンボルは、一連のタイムホッピング「ダブレット」又は連続パルス対である。通常、対中の最初のパルスは「基準パルス」と呼ばれ、２番目のパルスは「データパルス」と呼ばれる。各対の２つのパルスは、固定単位の時間遅延Ｔ_ｄだけ離間される。１つの情報ビットに複数の対を送信することができる。送信波形は、次の形を有する。

但し、Ｔ_ｆ、Ｔ_ｃ、ｈ_ｉ，ｊ、及びＮ_ｆはＴＨ−ＩＲの場合と同じである。

図３は、例えばＴＨ−ＩＲ波形のパルス３０４のシンボル時間Ｔ_ｓ３０１、フレーム時間Ｔ_ｆ３０２、及び、チップ時間Ｔ_ｃ３０３の間の関係を示す。波形３１０は「０」ビットの場合であり、波形３２０は「１」ビットの場合である。

図４は、図２のＴＨ−ＩＲ受信器よりもはるかに単純な従来のＴＲ−ＩＲ受信器４００を示す。受信器は、遅延ユニット４０１、乗算ユニット４０２、積算ユニット４０３、サンプルユニット４０７、及び確定ユニット４０４を備える。受信器は本質的に、受信信号４０５に、受信信号を遅延させたもの４０６を相関付ける。明らかに、ＴＲ−ＩＲ４００受信器は、ＴＨ−ＩＲ受信器２００よりも複雑ではない。しかし、複雑さの低減により、２倍のパルス数が必要になり、且つ基準パルスに必要なエネルギーが、公称では３ｄＢ以上増すことになる。

ＴＨ−ＩＲ変調又はＴＲ−ＩＲ変調のいずれかを使用するという判断により、互換性のないシステム構造となることは明らかである。したがって、共通のワイヤレスネットワーク内でコスト、複雑性及び性能のトレードオフが可能であるように、ＴＨ−ＩＲ送受信器及びＴＲ−ＩＲ送受信器の両方で機能するシステム構造を提供することが望まれている。

本発明は、同じワイヤレスネットワークにＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とを組み込むシステム及び方法を提供する。本発明はまた、ＴＨ−ＩＲ受信器とＴＲ−ＩＲ受信器とがともに同じ信号を復調することができるように情報ビットを符号化する変調フォーマットも提供する。さらに、この変調フォーマットでは、ＴＨ−ＩＲ受信器が使用される場合に固有の３ｄＢ損失がない。本発明を、狭帯域、広帯域及び超広帯域無線システムに適用することができる。

より詳細には、方法は、ワイヤレス通信ネットワークにおいて、現ビット各々に対し波形対の基準波形、例えばパルスと、データ波形、例えば別のパルスとを生成することにより、ビットの系列を変調する。基準波形の位相は、先に変調されたビットによって決まり、基準波形とデータ波形の対の間の位相の差（極性）は現ビットによって決まる。

本発明による変調フォーマットを、コヒーレント受信器、ＲＡＫＥＴＨ−ＩＲ受信器及び差動コヒーレントＴＲ−ＩＲ受信器によって復調することができる。本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器は、情報が基準波形においても符号化されるため、従来技術によるＴＨ−ＩＲ受信器よりも性能が向上する。

本発明は、同じワイヤレスネットワークにおいてＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とがともに存在することを可能にするシステム及び方法を提供する。本発明の概念は、ＴＲ−ＩＲシステムが、情報ビットを基準パルスとデータパルスとの間の位相差として符号化する、という本発明者による観察に基づく。さらに、基準パルスの極性は、ＴＲ−ＩＲシステムの正しい動作に対して重要ではない。

したがって、本発明では、ＴＨ−ＩＲ受信器が性能を向上させて情報を復号することができるように基準パルスに冗長情報を符号化する一方で、ＴＲ−ＩＲもまたその情報を復号することができるように必要な位相差又は極性を維持する。本発明では、この変調を「ハイブリッドＩＲ」（Ｈ−ＩＲ）と呼ぶ。

図５は、本発明によるＨ−ＩＲ送信器５００を示す。送信器は、入力ビット５０１に対するプリプロセッサ５１０を有する。プリプロセッサは、遅延器５０２及び加算器５０３を有する。加算器は、各入力ビット５０１を、そのビットの遅延バージョンに加算し、その和は反転される５０４。

前処理により、２つの連続した情報ビットから一対の変調ビットが生成される。各情報ビットに対して変調ビットの２つ以上の対を使用することができる、ということが留意されるべきである。各シンボル期間中、シンボルは変調される５１１〜５１２。系列における基準波形、例えばパルス５０５は、入力ビット５０１に従ってＢＰＳＫ変調され５１１、データ波形、例えばパルス５０６は、反転された和に従ってＢＳＰＫ変調される。ホッピング系列５３０及び遅延Ｔ_ｄ５３１に従って、波形発生器５２１〜５２２が適用され、結果が結合される５４０。

送信信号ｓ（ｔ）５４１を、次の式として表すことができる。

式（４）による変調は、基準パルスとデータパルスとの位相差が従来のＴＲ−ＩＲシステムと同一であることを示す。表Ａは、前ビット及び現ビットの４つのあり得る組合せと、基準波形及びデータ波形の対応する値と、それらの位相差又は極性を示す。

現ビットが０である場合、基準パルスとデータパルスとの位相差は、前ビットの値に関わらず常に１８０°である。現ビットが１である場合、位相差は０°である。

本発明によりＴＲ−ＩＲ受信器が信号を復調することができることが明らかなはずである。しかしながら、ＴＨ−ＩＲ受信器によっても、性能を向上させて信号を復調することができる。性能の利得は、基準パルスとデータパルスとの両方において情報が符号化されるという事実に基づく。このため、ＴＨ−ＩＲ受信器は、基準パルスのエネルギーを使用して、送信ビットの値に関する判断を行うことができる（表Ａを参照）。各シンボル期間中、Ｎ_ｆ／２個の対の系列が送信される。各フレームの対は、パルスの系列として記述され、それらは各々、送信される現ビット及び前ビットによって決まるパルスの極性を有する。４つのあり得る対の組合せがある。

式における係数１／√（Ｎ_ｆＥ_ｐ）は、送信シンボルを単位エネルギーに正規化する。ここで、Ｅ_ｐはパルスのエネルギーであり、Ｎ_ｆはシンボルにおけるパルスの数である。２つの直交基底関数Ψ_０及びΨ_１を用いて、この４つの信号のセットを記述することができる、ということに留意されたい。ここでは、基底関数として

を選択する。そして、４つのあり得る対を

として表すことができる。

また、信号をベクトル

として表すことも可能である。

したがって、送信信号を以下のように記述することができる。各シンボル期間中、送信器はＮ_ｆ／２個の対の系列を送信する。４つのあり得る対は、式（７）によって与えられる。これらの対は、任意に、タイムホッピングされ極性符号とスクランブルされる。

利点として、本発明は、記憶を伴う変調フォーマットを提供する。記憶を有する変調フォーマットを、トレリス図で表すことができる。さらに、送信信号は、この時、対を表すために２つの基底信号Ψ_０（ｔ）及びΨ_１（ｔ）が使用されるため、２次元信号である。

図６は、トレリスを使用するビタビ（Viterbi）復号器６００の図を示す。トレリスは２つの状態を有し、状態０（６０１）は前の０ビットの値であり、状態１（６０２）は前の１ビットの値である。トレリスの枝は、あり得る遷移を示す。枝には、現ビットの値と送信対のベクトル表現とが付されている。例えば、現状態が０であり、「１」ビットが送信される場合、状態１への遷移が発生し、対ｓ_１＝［−１ −１］が送信される。

ハイブリッドＩＲ変調のこの説明により、信号を復調するためにコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器を使用することができることが分かる。本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器は、本発明により、シンボル波形の２次元記述と連続したシンボル間の記憶とに対応するように適合される。

図７は、本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器７００を示す。上述したように、ここではＲＡＫＥ構造７９０を使用する。しかしながら、ここでＲＡＫＥフィンガは、到来信号を２つの基底パルスΨ_０（ｔ）及びΨ_１（ｔ）の系列と相関させる。各フィンガの出力は、この時２Ｄベクトル７０１である。フィンガの出力が加算されることにより７１０、従来の最尤系列検出器（ＭＬＳＤ）７２０に対する軟入力観測値７０２が生成される。

ＭＬＳＤ検出器は、観測値７０２の所与の系列に対しトレリス６００における最もあり得るパスを確定する。ビタビ復号等、ＭＳＬＤ検出器に近い方法を使用することも可能である。

図８は、シンボル、ビット及び変調波形間の関係を示す。変調される系列８０１の６つのシンボルにｂ_０〜ｂ_５を付し、前の符号化シンボルを「０」とする。この系列例におけるシンボルは、
｛０，１，１，０，０，１｝８０２
であり、それは、基準ビット
｛−１，−１，＋１，＋１，−１，−１｝８０３
及びデータビット
｛＋１，−１，＋１，−１，＋１，−１｝８０４
と、基準パルス及びデータパルス対８０６を有する波形８０５と、に対応する。ここで、「ダウン」パルスは「−１」を符号化し、「アップ」パルスは「＋１」を符号化する。

図８から、波形８０５が上述した特性を有することが分かる。特に、各対８０６における基準パルスとデータパルスとの間の位相差は、送信されている現ビットに関する情報を含む。各対に対し、「０」ビットが送信される場合、位相差は１８０°であり、「１」ビットが送信される場合、位相差は０°である。

さらに、対の系列はまた、基準パルスの極性における前ビットに関する情報も含む。この場合もまた、これは図８から分かる。図８において、各対における基準パルスは、先に符号化されたビットの値を示す＋／−極性を有する。すなわち、前ビットが「１」であった場合、正の極性であり、前ビットが「０」であった場合、負の極性である。極性をすべて反転させることにより同じ結果が得ることができる、ということが理解されるべきである。

したがって、この波形により、同じネットワークにおいて、それぞれ図４及び図７に示すようなコヒーレント受信器と差動コヒーレント受信器とをともに使用することができる。受信器の選択は、必要な性能、実施のコスト又は所望の伝送距離等の考慮事項に基づくことができる。シンボルを送信するために複数の対が使用される場合に対する汎化は簡単である。この場合、各対は複数回繰り返され、極性スクランブル符号を使用して波形のスペクトル特性を向上させることができる。

信号例はＵＷＢシステムに対するものであるが、本発明を、狭帯域幅ワイヤレス通信システム、及びパルス以外の波形、ＣＤＭＡ、ＦＳＫ及びＰＳＫ変調を使用するＵＷＢシステムに対して使用することも可能である、ということが理解されるべきである。

本発明を好ましい実施形態の例として説明したが、本発明の精神及び範囲内で他のあらゆる適応及び変更を行うことができる、ということが理解されるべきである。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内にあるこうした変形及び変更をすべて包含することである。

従来技術による変調技法のタイミング図である。従来技術によるＴＨ−ＩＲ変調のタイミング図である。従来技術によるＴＨ−ＩＲ受信器のブロック図である。従来技術によるＴＲ−ＩＲ変調のタイミング図である。従来技術によるＴＲ−ＩＲ受信器のブロック図である。本発明によるハイブリッドＩＲ送信器のブロック図である。本発明によるビタビ復号器のトレリス図である。本発明によるハイブリッドＩＲ受信器のブロック図である。本発明によるハイブリッドＩＲ変調の図である。

Claims

現ビット各々に対して波形対の基準波形を生成することであって、前記基準波形の位相は前ビットによって決まる、基準波形を生成すること、
及び
前記現ビットに対して前記波形対のデータ波形を生成することであって、前記波形対における前記基準波形と前記データ波形との位相の差は前記現ビットによって決まる、データ波形を生成すること
を含む、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する方法。
前記前ビットが０であり、且つ前記現ビットが０である場合、前記基準波形の極性は−１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
前記前ビットが０であり、且つ前記現ビットが１である場合、前記基準波形の前記極性は−１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
前記前ビットが１であり、且つ前記現ビットが０である場合、前記基準波形の前記極性は１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
及び
前記前ビットが１であり、且つ前記現ビットが１である場合、前記基準波形の前記極性は１であり、前記データ波形の前記位相は１であることをさらに含む
請求項１記載の方法。
前記ビットの系列に対応する前記波形対の前記基準波形と前記データ波形は、前記ワイヤレス通信ネットワークにおけるタイムホッピングインパルス無線受信器及び送信基準インパルス無線受信器によって受信され且つ正しく復号される
請求項１記載の方法。
前記波形は、二相シフトキーイングによって生成される
請求項１記載の方法。
各ビットに対して複数の波形対が生成される
請求項１記載の方法。
ビットｂ_ｉに対する前記波形対に対応する送信信号ｓ（ｔ）は、

として表され、Ｎ_ｆは２であり、前記ビットを送信するための時間はシンボル持続時間Ｔ_ｓであり、ｐはパルスであり、前記シンボル持続時間は複数のフレームＴ_ｆを有し、各フレームは複数のチップＴ_ｃを有し、チップはパルス持続時間に対応し、Ｎ_ｃは各フレームにおけるチップの数であり、Ｔ_ｓ＝Ｎ_ｆＴ_ｆ＝Ｎ_ｆＮ_ｃＴ_ｃであり、各ビットｂ_ｉは、正の１又は負の１のいずれか、すなわちｂ∈｛−１，１｝として表され、ｃ_ｊは範囲｛０，１，…，Ｎ_ｃ−１｝における符号のｊ番目の値を表す
請求項１記載の方法。
前記基準波形及び前記データ波形に対して、＋１及び−１の値での極性スクランブル系列が施される
請求項１記載の方法。
前記現ビットが０である場合、前記基準波形と前記データ波形との前記位相の差は、前記前ビットの値に関わらず常に１８０°であること、
及び
前記現ビットが１である場合、前記位相の差は０°であることをさらに含む
請求項１記載の方法。
前記受信波形対は、コヒーレント受信器及び系列検出器を使用して復号される
請求項３記載の方法。
前記系列検出器は、ビタビ復号器である
請求項９記載の方法。
前記系列検出器は、最尤系列検出器である
請求項９記載の方法。
各波形はパルスである
請求項１記載の方法。
前記ワイヤレス通信ネットワークは、超広帯域幅波形を使用する
請求項１２記載の方法。
現ビット各々に対して波形対の基準波形を生成する手段であって、前記基準波形の位相は前変調ビットによって決まる、基準波形を生成する手段と、
前記現ビットに対して前記波形対のデータ波形を生成する手段であって、前記波形対における前記基準波形と前記データ波形との位相の差は前記現ビットによって決まる、データ波形を生成する手段と
を備える、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調するシステム。
前記前ビットが０であり、且つ前記現ビットが０である場合、前記基準波形の極性は−１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
前記前ビットが０であり、且つ前記現ビットが１である場合、前記基準波形の前記極性は−１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
前記前ビットが１であり、且つ前記現ビットが０である場合、前記基準波形の前記極性は１であり、前記データ波形の前記位相は−１であること、
及び
前記前ビットが１であり、且つ前記現ビットが１である場合、前記基準波形の前記極性は１であり、前記データ波形の前記位相は１であることをさらに備える
請求項１４記載のシステム。
前記波形対の前記基準波形及び前記データ波形を受信するように構成されたタイムホッピングインパルス無線受信器と、
前記波形対の前記基準波形及び前記データ波形を受信するように構成された送信基準インパルス無線受信器とをさらに備える
請求項１４記載のシステム。
前記波形は、二相シフトキーイングによって生成される
請求項１４記載のシステム。
前記ワイヤレス通信ネットワークは、超広帯域幅信号方式を使用する
請求項１４記載のシステム。
前記波形を生成する送信器をさらに備え、
前記送信器は、
前記ビットの系列を受け取るように構成された遅延器と、
現ビットの各々と前ビットの各々とを受け取るように構成され且つ和を生成する加算器と、
前記和を反転するように構成された反転器と、
前記遅延器に接続された第１の変調器及び第１の波形発生器と、
前記反転器に接続された第２の変調器及び第２の波形発生器とをさらに有する
請求項１４記載のシステム。