JP2008515346A

JP2008515346A - 位相合成ダイバシティ

Info

Publication number: JP2008515346A
Application number: JP2007534717A
Authority: JP
Inventors: チャリ、スジャイ; クリスナムーアシー、ラジェーブ
Original assignee: Tzero Technologies Inc
Current assignee: Tzero Technologies Inc
Priority date: 2004-09-29
Filing date: 2005-09-27
Publication date: 2008-05-08
Also published as: EP1800419A4; CN101057418A; EP1800419A2; WO2006039302A3; TW200629750A; US20060073802A1; KR20070058686A; WO2006039302A2; US7324794B2

Abstract

【課題】低コストの装置によって実施でき、受信信号の信号対ノイズ比及び／又は信号対干渉比を効率的に向上できる、無線ダイバシティ受信のための装置及び方法を提供する。
【解決手段】送信信号を受信する方法の実施態様が開示されている。その方法は、第１のアンテナが第１の信号を受信する過程と、第２のアンテナが第２の信号を受信する過程と、第１の信号及び第２の信号の位相関係を調整する過程と、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成する過程と、合成信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する過程とを含む。
【選択図】図３

Description

本発明は、一般にネットワーク通信に関している。更に詳しくは、本発明は、位相合成ダイバシティのための方法及び装置に関している。

家庭内ネットワークの環境は進化しており、写真、音楽、ビデオ、データ及び音声を、ネットワークで結ばれた家庭用電化製品、パーソナルコンピュータ及び携帯機器間で、家の中であればどこでも家族で共有しあえるようになってきている。消費者は、ビデオコンテンツをパーソナルコンピュータ或いは電子機器から、高精細度フラットパネルテレビ（Ｈｉｇｈ−ＤｅｆｉｎｉｔｉｏｎＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎ：ＨＤＴＶ）に、無線で配信することが可能である。これらの機能を可能にするために使用される技術は、超広帯域無線（ＵｌｔｒａＷｉｄｅｂａｎｄ：ＵＷＢ）である。ＵＷＢは、近距離のパーソナルエリアネットワークのために作られた無線技術である。

米連邦通信委員会（ＦｅｄｅｒａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＣｏｍｍｉｔｔｅｅ：ＦＣＣ）は、周波数範囲が３．１ＧＨｚ乃至１０．６ＧＨｚ、送信出力が−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚ、最小帯域幅が５００ＭＨｚを有していれば、ＵＷＢ無線送信を合法的に利用できるという指令を出している。基本的に、ＵＷＢ装置は極めて低い信号出力レベルで広帯域送信を提供する。ＵＷＢの送信信号出力レベルが低いため、送信干渉が非常に大きな問題になる。干渉は非ＵＷＢ装置及び同様のＵＷＢ装置の両者から生じる。

図１は、屋内ブロードバンド無線通信ネットワーク１００の実施例を示している。ネットワーク１００は、高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）モニタ１１０を含み、その他の装置、例えばデジタルビデオレコーダ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＲｅｃｏｒｄｅｒ：ＤＶＲ）１２０、デジタルビデオディスク（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＤｉｓｋ：ＤＶＤ）プレーヤ１４０及びコンピュータ装置１３０等とネットワークで結ばれている。

ＨＤＴＶストリーミングビデオは、広帯域幅の情報を必要とする。従って、ＨＤＴＶストリーミングビデオを配信することを含む装置のネットワークは、広帯域幅に対応できなければならない。更に、その装置のネットワークは、自己干渉及び他の無線通信信号からの干渉の両者に対して耐性がなければならない。ＵＷＢ無線信号は極めて低い出力レベルにて動作するため、干渉に対する耐性をもつことが難しい。

極めて広いデータ帯域幅にて作動するパーソナルホームネットワークは、マルチパス障害が生じることがあり、主要な（一般に、最短の）送信経路に、強め合う或いは弱め合う干渉が加えられる。マルチパス信号は、任意の位相及び振幅で乗算された主要な経路の信号の遅延波であり、符号間干渉（Ｉｎｔｅｒ−ＳｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）の原因となる。つまり、以前に送信されたシンボルの反射が、現在のシンボルの受信に干渉する。

送信出力レベルの低いＵＷＢネットワークは、干渉器のようなもの及び干渉器ではないようなものから干渉を受けやすい。ホームネットワーク内のＵＷＢ装置は、通常互いに近接して配置される結果、互いに干渉が生じる。そのような状況には、例として、望ましくないＵＷＢ発生源に極めて近接して配置されたＵＷＢ装置が、その望ましくないＵＷＢ発生源に近接していないＵＷＢ装置と通信しようとするような場合が含まれる。

ダイバシティ通信は、マルチパス及び干渉の影響を最小限にするために使用されて良い。例として、図２は、２つの受信アンテナ２２２、２２４を含むレシーバ２１０を示している。２つのアンテナ２２２、２２４の１つは、伝送路フィルタ２３０、低雑音増幅装置（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）２４０、周波数ダウンコンバータ２５０、自動ゲインコントローラ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：ＡＧＣ）２６０、ベースバンドフィルタ２７０及びアナログデジタル変換装置（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）２８０を含むレシーバチェーンに接続されている。一般に、２つの各アンテナ２２２、２２４によって受信される信号Ｓ１、Ｓ２は、異なる伝送路を移動する。従って、各受信信号Ｓ１、Ｓ２は、通常は異なる度合いのマルチパス及び干渉にさらされる。レシーバ２１０は、受信の際、信号Ｓ１、Ｓ２の１つを選択できる。本質的に、ベースバンド処理は、信号出力及び／又は伝送路応答の測定結果に基づいて、個々に各アンテナを選択することを含む。通常、最も望ましい信号出力及び伝送路応答を提供するようなアンテナが選択される。しかしながら、その選択は、信号出力、伝送路遅延拡散及び伝送路周波数選択のような、受信信号のいくつかのパラメータの組合わせに基づいていて良い。

低コストの装置によって実施でき、受信信号の信号対ノイズ比及び／又は信号対干渉比を効率的に向上できる、無線ダイバシティ受信のための装置及び方法が求められている。

本発明の実施態様は、送信信号を受信する方法を含む。第１のアンテナが第１の信号を受信する過程と、第２のアンテナが第２の信号を受信する過程と、第１の信号及び第２の信号の位相関係を調整する過程と、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成する過程と、合成信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）及び信号対干渉比（ＳＩＲ）の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する過程とを含む方法である。別の実施態様は、ＳＮＲ或いはＳＩＲのどちらかを最適化する過程を含む。

また、本発明の別の実施態様は、マルチチェーンレシーバを含む。レシーバは、第１の受信アンテナに接続された第１のレシーバチェーン及び第２の受信アンテナに接続された第２のレシーバチェーンを含む。調整可能な位相調整器は、第１のレシーバチェーンで受信された第１の信号の第１の位相を、第２のレシーバチェーンで受信された第２の信号の第２の位相に応じて調整する。プロセッサは、合成された第１及び第２の信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する。

別の実施態様は、トランシーバを含む。トランシーバは、レシーバ及びトランスミッタを含む。レシーバは、第１の受信アンテナに接続された第１のレシーバチェーン及び第２の受信アンテナに接続された第２のレシーバチェーンを含む。調整可能な位相調整器は、第１のレシーバチェーンで受信された第１の信号の第１の位相を、第２のレシーバチェーンで受信された第２の信号の第２の位相に応じて調整する。プロセッサは、合成された第１及び第２の信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する。トランスミッタは、第１のアンテナに接続された第１のトランスミッタチェーン及び第２のアンテナに接続された第２のトランスミッタチェーンを含む。また、調整可能な位相調整器は、第１のトランスミッタチェーンの第１の送信信号の第１の位相を、第２のトランスミッタチェーンの第２の送信信号の第２の位相に応じて調整する。

本発明のその他の特徴及び効果は、本発明の原理を例示する実施例を用いた以下の詳細な説明及び添付図面を参照することによって明らかとなる。

説明を目的とした図に示されているように、本発明は、低出力、高帯域送信信号の位相合成ダイバシティ受信のための装置及び方法を具現化している。

図３は、複数のアンテナを備える、別のダイバシティレシーバ３１０を図示している。このダイバシティレシーバ３１０は、通常は最大比合成（ＭａｘｉｍａｌＲａｔｉｏＣｏｍｂｉｎｉｎｇ：ＭＲＣ）を含む。一般にＭＲＣは、複数のアンテナを備えるレシーバの各アンテナによって受信された信号を個々に重み付けし、その重み付け信号を合成することを含む。通常、重み付けは、その合成された信号の信号対ノイズ比（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ：ＳＮＲ）を最大化するように選択される。マルチキャリア信号の場合、重み付けは、各サブキャリア信号に、個々に実行されて良い。

図３で示しているように、ダイバシティレシーバ３１０は、２つのレシーバチェーンを含む。第１のレシーバチェーンは、第１のアンテナ３２０、第１のフィルタ３３０、第１の増幅器３４０、第１の周波数ダウンコンバートミキサ３５０、第１の自動利得調整器（ＡＧＣ）３６０、第１のバンドパスフィルタ３７０及び第１のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３８０を含む。第２のレシーバチェーンは、第２のアンテナ３２２、第２のフィルタ３３５、第２の増幅器３４５、第２の周波数ダウンコンバートミキサ３５５、第２の自動利得調整器（ＡＧＣ）３６５、第２のバンドパスフィルタ３７５及び第２のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３８５を含む。ベースバンドプロセッサ３９０は、第１及び第２のレシーバチェーンによって受信された信号を処理する。

各レシーバチェーンは多数の構成要素を必要とするため、ダイバシティレシーバ３１０が高価であることは明らかである。より望ましいレシーバ構造は、ダイバシティレシーバ３１０の性能上の利益を大部分含みながら、よりコスト効率良く実施されるような構造である。

図４は、複数のアンテナを備える別のダイバシティレシーバ４１０を図示している。ダイバシティレシーバ４１０は、図３のダイバシティレシーバ３１０の性能上の利益を一部提供しながら、より少ない構成要素で実施される。従って、図４のダイバシティレシーバ４１０は、図３のダイバシティレシーバ３１０を実施するよりも費用がかからない。

ダイバシティレシーバ４１０は、複数の短縮レシーバチェーンを含む。第１のチェーンは、第１のアンテナ４２１、第１のフィルタ４３０、第１の増幅器４４０及び第１の周波数ダウンコンバートミキサ４５０を含む。第２のチェーンは、第２のアンテナ４３１、第２のフィルタ４３５、第２の増幅器４４５及び第２の周波数ダウンコンバートミキサ４５５を含む。図４は、２つの短縮レシーバチェーンを図示している。しかしながら、短縮レシーバチェーンは、いくつ含まれても良い。

合成器４６５は、第１及び第２のレシーバチェーンの周波数ダウンコンバート信号を受信する。ＡＧＣ４６０は、合成器４６５の合成出力の利得を制御する。バンドパスフィルタ４７０は、合成出力がＡＤＣ４８０によってデジタルビットストリームに変換される前に、合成出力をフィルタにかける。デジタルビットストリームは、ベースバンド処理回路４９０によって処理される。

第１のレシーバチェーンによって受信された信号Ｓ１は、ｅ^−ｊｗｔで表されるダウンコンバート信号により、第１の周波数ダウンコンバートミキサ４５０にて周波数ダウンコンバートされる。第２のレシーバチェーンによって受信された信号Ｓ２は、ｅ^{−ｊｗｔ＋＿}で表されるダウンコンバート信号により、第２の周波数ダウンコンバートミキサ４５５にて周波数ダウンコンバートされる。位相オフセット＿は、ベースバンド処理回路４９０によって制御される。位相オフセット＿は、絶対位相よりはむしろ、２つのレシーバチェーンのダウンコンバータ間の相対位相であることを理解されたい。別の構造は、２つのチェーン間の相対的な差異を制御する間に、両チェーンの位相オフセットを調整することを含み得る。

ダイバシティレシーバ４１０は、位相調整器４９５を介して、第１のレシーバチェーンによって受信された信号Ｓ１に応じて、第２のレシーバチェーンによって受信された信号Ｓ２の位相を調整することにより作動する。位相調整は、受信信号Ｓ１、Ｓ２のどちらかに行われて良い。

図４のＬＮＡ４４０、４４５は、振幅調整（利得調整）を含む。振幅調整は、レシーバチェーンのどちらか１つ、或いは両者に行われて良い。ＬＮＡ４４０、４４５の振幅調整は、レシーバチェーンの構成要素によって生じる振幅歪みを補償できる。

図５は、ダイバシティ受信の方法を表すフローチャートである。その方法は、第１のアンテナが第１の信号を受信することを含む第１のステップ５１０を含む。第２のステップ５２０は、第２のアンテナが第２の信号を受信することを含む。第３のステップ５３０は、第１の信号及び第２の信号の位相関係を調整することを含む。第４のステップ５４０は、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成することを含む。第５のステップ５５０は、合成信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理することを含む。

伝送路応答

図６は、所望の送信装置６２０及び干渉装置６３０から、信号を受信する受信装置６１０を図示している。受信装置６１０は、複数のアンテナ６１２、６１４を含む。複数の所望の伝送路応答Ｈ_Ｄ１、Ｈ_Ｄ２が、所望の送信装置６２０の送信アンテナ及び受信装置６１０のアンテナ６１２、６１４の間で形成される。複数の干渉伝送路応答Ｈ_Ｉ１、Ｈ_Ｉ２が、干渉装置６３０の送信アンテナ及び受信装置６１０のアンテナ６１２、６１４の間で形成される。受信装置は追加のアンテナを含むことができ、追加機器が干渉されることは明らかである。

送信装置６２０及び干渉装置６３０の伝送路応答は、学習トーンを特徴付けることによって決定されて良い。伝送路応答を決定するため、受信装置６１０が学習トーンを受信信号と比較できるように、装置６２０、６３０は、所定の学習トーンを定期的に送信する。また、装置６２０、６３０は、同期シーケンスも送信し、受信装置６１０が送信信号を同定することを可能にする。この同定は、受信装置が、干渉装置６３０の干渉信号から、送信装置の信号を分離することを可能にする。後述されるが、複数のアンテナを備えるレシーバによって受信された信号の最適な位相調整を決定するために、伝送路応答が使用されて良い。図６の受信装置６１０は、２つのアンテナ６１２、６１４を含むため、送信及び干渉装置の各装置に対応する２つの伝送路応答を含む。受信装置のアンテナの数は増加されて良く、伝送路応答の数はアンテナの数に対応して増加する。

レシーバ選択対レシーバ合成

図４のレシーバは、伝送路の特性に従って、選択ダイバシティモード或いは合成ダイバシティモードのどちらかのモードで動作させることを選択できる。一方の伝送路の信号出力が、もう一方の伝送路の信号出力より実質的に大きい場合、選択ダイバシティが最も良い受信を提供する。更に、受信信号が無相関である場合、選択ダイバシティが好ましいダイバシティ受信モードであり得る。

相関レベルは、複数のアンテナの伝送路推定の中で相互相関演算を実行することによって決定されて良い。相関が所定のスレショルドより低い場合、その伝送路を介して受信された信号は、無相関であるとされて良い。

マルチキャリア送信信号

送信信号は、直交周波数分割多重（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）信号のようなマルチキャリア信号であって良い。ＩＳＩの影響を軽減するため、ＵＷＢの実行は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式による信号送信を含む。ＯＦＤＭは、マルチキャリア変調の特殊な形式であり、複数のユーザシンボルが、異なるサブキャリアを使用して並行に送信される。サブキャリアは重複する周波数スペクトルを有しているが、特にそれらの信号波形が直交するように選択される。ＯＦＤＭシステムは、伝送路のインパルス応答の長さよりも実質的に長い持続時間を有するシンボルを送信し、それによってＩＳＩの回避を可能にする。ＯＦＤＭ変調技術は、屋内ブロードバンド無線通信において非常に有効である。図７は、ＯＦＤＭサブキャリア信号の周波数スペクトル７１０、７２０、７３０、７４０、７５０、７６０、７７０、７８０、７９０を示している。各サブキャリア７１０、７２０、７３０、７４０、７５０、７６０、７７０、７８０、７９０は、新たに生じるシンボルの線形合成により変調される。

レシーバ合成 − ＳＩＲ対ＳＮＲ

上述されたように、ダイバシティ合成は、一般に受信信号に相関があるとき、好ましいダイバシティ受信方法である。ダイバシティ合成が望ましいと判断された場合、受信したダイバシティ信号間の最適な位相関係が決定されなければならない。この決定は、受信信号が、比例的に増加するノイズによる歪み或いは信号干渉による歪みを含むか否かに依存して良い。

ＳＮＲ支配的歪み

ＳＮＲ歪みが支配的な歪みである場合、受信したダイバシティ信号の所望の位相調整は、所望の発生源から受信を行う受信アンテナの伝送路インパルス応答ｈ_Ｄ１（ｋ）及びｈ_Ｄ２（ｋ）（ｋ個のキャリアのマルチキャリア信号）によって決定されて良い。マルチバンドＯＦＤＭ送信システムの場合、伝送路推定シンボルが伝送路インパルス応答を推定するために使用されて良い。伝送路推定シンボルは、所定の或いは既知の様々な広帯域送信シーケンスが含まれる。高速フーリエ変換（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）が、受信信号に実行されて良い（信号がマルチキャリア信号の場合、サイクリックプリフィクスを排除する）。変換された信号は、送信済みの伝送路推定シンボルによって分割され、伝送路応答Ｈ_Ｄ１（ｍ）及びＨ_Ｄ２（ｍ）の周波数応答を提供する。伝送路応答Ｈ_Ｄ１（ｍ）及びＨ_Ｄ２（ｍ）の高速逆フーリエ変換（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）は、インパルス応答ｈ_Ｄ１（ｋ）及びｈ_Ｄ２（ｋ）を生成する。インパルス応答ｈ_Ｄ１（ｋ）及びｈ_Ｄ２（ｋ）は、伝送路に関する既知の情報に基づいて、所定の長さまで先端が切り取られて（窓が開けられて）良く、インパルス応答ｈ_Ｄ１（ｋ）及びｈ_Ｄ２（ｋ）の推定精度を改善する。最適位相は、次の式によって決定されて良い。

ここで、ｈ_Ｄ１（ｋ）は、所望の装置から第１のアンテナに対する信号伝送路応答である。

ｈ_Ｄ２（ｋ）は、所望の装置から第２のアンテナに対する信号伝送路応答である。

＿＝｛０，＿Δ，２＿Δ，．．．，２π−＿Δ｝は、一連の可能な位相である。

最適位相は、ベースバンドプロセッサ４９０或いは同等物によって計算されて良い。受信信号間の位相調整は、位相調整器４９５或いは同等物によって設定されて良い。位相調整は、相関性がある受信信号を論理的に効率的に合計し、より有効な信号振幅を提供する。最終的な結果として、より有効な、受信信号のＳＮＲをもたらす。２つの伝送路の位相調整済の受信信号を論理的に合成する場合、ＳＮＲの増加は３ｄＢ程度であって良い。

受信信号がＳＮＲ支配的歪み或いはＳＩＲ支配的歪みを含むか否かの判断は、レシーバがスキャンモードの間に行われて良い。つまり、非活動期間（所望の信号を受信しない）の間、レシーバは周囲騒音或いは暗騒音レベルを測定する。レシーバは周波数選択的であって良く、ノイズ及び干渉信号を識別し得る。干渉信号はバースト性があり、周波数選択的レシーバによって検出されて良い。

ＳＩＲ支配的歪み

ＳＩＲ歪みが支配的な歪みである場合、受信したダイバシティ信号の所望の位相調整は、干渉源から干渉を受ける受信アンテナの伝送路インパルス応答ｈ_Ｉ１（ｋ）及びｈ_Ｉ２（ｋ）によって決定されて良い。マルチバンドＯＦＤＭ送信システムの場合、伝送路推定シンボルは、伝送路インパルス応答を推定するために使用されて良い。伝送路推定シンボルは、所定の或いは既知の様々な広帯域送信シーケンスが含まれる。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が、受信信号に実行されて良い（信号がマルチキャリア信号の場合、サイクリックプリフィクスを排除する）。変換された信号は、送信済みの伝送路推定シンボルによって分割され、伝送路応答Ｈ_Ｉ１（ｍ）及びＨ_Ｉ２（ｍ）の周波数応答を提供する。伝送路応答Ｈ_Ｉ１（ｍ）及びＨ_Ｉ２（ｍ）の高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）は、インパルス応答ｈ_Ｉ１（ｋ）及びｈ_Ｉ２（ｋ）を生成する。インパルス応答ｈ_Ｉ１（ｋ）及びｈ_Ｉ２（ｋ）は、伝送路に関する既知の情報に基づいて、所定の長さまで先端が切り取られて（窓が開けられて）良く、インパルス応答ｈ_Ｉ１（ｋ）及びｈ_Ｉ２（ｋ）の推定精度を改善する。最適位相は、次の式によって決定されて良い。

ここで、ｈ_Ｉ１（ｋ）は、干渉装置から第１のアンテナに対する信号伝送路応答である。

ｈ_Ｉ２（ｋ）は、干渉装置から第２のアンテナに対する信号伝送路応答である。

最適位相は、ベースバンドプロセッサ４９０或いは同等物によって計算されて良い。受信信号間の位相調整は、位相調整器４９５或いは同等物によって設定されて良い。位相調整は、干渉受信信号を互いに効率的に打ち消しあわせ、最小限の有効な干渉信号振幅を提供する。最終的な結果として、より有効な、受信信号のＳＩＲをもたらす。

図８は、複数の受信アンテナの伝送路応答に基づいて行われる、受信済のダイバシティ信号の位相調整に含まれるステップを示すフローチャートである。第１のステップ８１０は、複数のダイバシティアンテナを介して複数の信号を受信することを含む。第２のステップ８２０は、受信信号がＳＮＲ支配的或いはＳＩＲ支配的であるか否かを判断することを含む。受信信号が干渉支配的（ＳＩＲの閾値がＳＮＲ未満）である場合、上述したような、干渉信号伝送路応答の最適位相調整を含む第３のステップ８３０が実行される。信号がノイズ支配的（ＳＮＲの閾値がＳＩＲ未満）である場合、上述したような、所望の信号伝送路応答の最適位相調整を含む第４のステップ８４０が実行される。第４のステップ８４０の、所望の信号伝送路応答の最適位相調整が提供する最大の応答が、いずれかの受信信号の最大信号強度より小さい場合、最大の受信信号強度を有するレシーバチェーンを選択することを含む第５のステップ８５０が実行される。更に詳しくは、ＭａｘΣ_ｋ｜ｈ_Ｄ１，ｋ＋ｈ_Ｄ２，ｋｅ^ｊ＿｜^２が、Σ_ｋ｜ｈ_Ｄ１，ｋ｜^２或いはΣ_ｋ｜ｈ_Ｄ２，ｋ｜^２のどちらかより小さい場合、大きいほうの最大伝送路応答に対応する受信信号が選択される。

歪みがＳＩＲ支配的であると判断された場合、一実施態様は、第１の信号及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギが、第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギ及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギより大きいかどうかの判断を含み、第１の信号及び第２の信号の両者を受信する。しかしながら、第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギが、第１の信号及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計、及び第２の信号の干渉伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、第１の信号を受信する。

歪みがＳＮＲ支配的であると判断された場合、一実施態様は、第１の信号及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギが、第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギ及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギより大きいかどうかの判断を含み、第１の信号及び第２の信号の両者を受信する。しかしながら、第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギが、第１の信号及び第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計、及び第２の信号の干渉伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、第１の信号を受信する。

マルチキャリア信号の位相選択

複数の信号を受信するレシーバは、周波数選択的であって良い。ＯＦＤＭ信号のように複数のキャリア信号がある場合、最適な位相選択は、ＳＮＲ及びＳＩＲの同時最適化に基づいて良い。上述したようなＳＮＲ及びＳＩＲの最適化は、マルチキャリア信号の個々のキャリアに実行されて良い。１つの位相選択が、全キャリアを合成したものを同時最適化するために行われて良い。それは、一部のキャリアがノイズ支配的であり、それ以外のキャリアが干渉支配的であっても可能である。最適な位相選択は、各個別のキャリア毎に決定されて良い。マルチキャリア信号全体を同時最適化するための位相選択は、各個別キャリアの合成の最適位相に基づいて行われて良い。つまり、位相選択は各個別のサブキャリアにとって最適ではないことがあり、むしろ位相選択は、マルチキャリアの合成を最適化することを達成しようとする。更に一般に、マルチキャリア信号の各キャリアの位相は、複数のサブキャリアによるＳＮＲの最適化、複数のサブキャリアによるＳＮＲ及びＳＩＲの同時最適化、或いは複数のサブキャリアによるＳＩＲの最適化の少なくとも１つを決定することによって調整される。

送信処理

送信信号は、受信信号のＳＮＲ及びＳＩＲの向上を提供するように位相調整されても良い。図９は、送信処理を含むトランシーバを図示している。トランシーバは、図４に図示されているような合成／選択ダイバシティレシーバが含まれるレシーバチェーン９１０を含む。また、トランシーバはトランスミッタチェーンを含み、レシーバチェーン９１０と同一の複数のアンテナが接続されて良い。図示されているように、第１の信号Ｓ１は、第１のアンテナから受信或いは送信されて良く、第２の信号Ｓ２は、第２のアンテナから受信或いは送信されて良い。

トランスミッタチェーンは、送信用のデータストリームを受信する。デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）９２０は、デジタルストリームをアナログ信号に変換し、そのアナログ信号はベースバンドフィルタ９３０によりフィルタにかけられる。ダイバシティトランスミッタは、２つの短縮トランスミッタチェーンを含む。第１のトランスミッタチェーンは、周波数アップコンバートミキサ９５０、パワーアンプ９５２及びフィルタ９５４を含む。第２のトランスミッタチェーンは、周波数アップコンバートミキサ９６０、パワーアンプ９６２及びフィルタ９６４を含む。２つの短縮トランスミッタチェーンだけが図９に示されている。しかしながら、短縮トランスミッタチェーンは何個含まれても良い。

信号Ｓ１は、アナログ信号を、第１の周波数アップコンバートミキサ９５０にて、ｅ^＋ｊｗｔで表されるアップコンバート信号により、周波数アップコンバートすることによって第１の送信チェーンで生成される。信号Ｓ２は、アナログ信号を、第２の周波数アップコンバートミキサ９６０にて、ｅ^{＋ｊｗｔ＋＿}で表されるアップコンバート信号により、周波数アップコンバートすることによって第２の送信チェーンで生成される。実際の周波数アップコンバートの実施は、通常はＩ−Ｑ変調器で変調され、Ｉ及びＱベースバンド信号は、所望の周波数のコサイン波及びサイン波のキャリア信号で変調される。位相オフセット＿は、ベースバンド処理回路４９０によって制御される。位相オフセット＿は、絶対位相というよりはむしろ、２つのトランスミッタチェーンのダウンコンバータ間の相対位相であることを理解されたい。別の構造は、２つのチェーン間の相対的な差異を制御する間に、両チェーンの位相オフセットを調整することを含み得る。

ダイバシティトランスミッタは、位相調整器４９５を介して、第１のトランスミッタチェーンによって送信される信号Ｓ１に応じて、第２のトランスミッタチェーンによって送信される信号Ｓ２の位相を調整することにより作動する。位相調整は、送信信号Ｓ１、Ｓ２のどちらかに行われて良い。

図９に図示されているように、位相調整器４９５は、トランシーバのトランスミッタ及びレシーバ部の両者の相対位相を判断できる。伝送路の相互関係が推定される場合、送信信号の相対位相の調整は、送信信号のレシーバを支援できる。つまり、受信及び送信信号が同一の伝送路を介して移動する場合、ＳＮＲを最適化するような、受信信号の位相調整は、送信信号のＳＮＲも最適化するように用いられて良い。一実施態様は、受信信号がＳＩＲを最適化するように調整された位相であれば、ＳＮＲを最適化するように調整された位相の送信信号が含まれる。従って、上述したような位相の最適化が決定されて良い。

追加トランシーバチェーンの利得調整

図９のＰＡ９５２、９６２は、振幅調整を含む。振幅調整は、どちらか１つの或いは両方のトランスミッタチェーンに行われて良い。ＰＡの振幅調整は、トランスミッタチェーンの構成要素によって生じる振幅歪みを補償し得る。

レシーバ合成により提供される特性

図１０は、いくつかの異なるレシーバ構造による、合成ダイバシティのＳＮＲ特性を示すプロットである。伝送路は、シングルタップのレイリーフェージング伝送路であると推定される。そのプロットは、非ダイバシティ受信に対するダイバシティ利得のシミュレーションを表している。ダイバシティ利得は、非ダイバシティ受信と比較してＳＮＲにおいて相対的に改善していると定義される。これらプロットでは、ＳＮＲ比は同等であると推定される。

第１の曲線１０１０は、ブラインド位相合成レシーバ（つまり、受信信号の相対位相を制御しない位相合成レシーバ）を表しており、レシーバのダイバシティ利得がプロットの横座標より大きくなる確率を示している。第２の曲線１０２０は、選択レシーバを表しており、レシーバのダイバシティ利得がプロットの横座標より大きくなる確率を示している。選択レシーバは、ブラインド位相合成レシーバに対して、明らかに性能上の利益を提供する。

第３の曲線１０３０は、１度の分解能を有する位相調整器を備える高性能の位相合成レシーバを表している。第４の曲線１０４０は、９０度の分解能を有する位相調整器を備える高性能の位相合成レシーバを表している。図示されているように、高性能の位相合成レシーバは、ブラインド位相合成レシーバ及び選択レシーバの両者に対して、少なくともいくつかの性能上の利益を提供する。第３の曲線１０３０及び第４の曲線１０４０は、高性能の位相合成レシーバの利益は、適正な粗分解能の受信信号の位相調整によって得られて良いことも示している。

図１１は、ダイバシティレシーバの実施態様のＳＩＲ特性を表すプロットである。３つの曲線１１１０、１１２０、１１３０は、異なる種類の干渉及び異なる種類の位相調整による、位相調整済のダイバシティレシーバのＳＩＲ特性を示している。その曲線は、ＳＩＲ利得がプロットの横座標より大きくなる確率を表している。第１の曲線１１１０は、長距離の非ラインオブサイトモデルに適合するようなインタレスト信号（マルチバンドＯＦＤＭ伝送路モデリング小委員会の報告書で提供されたような）及び短距離のラインオブサイトモデルに適合するような干渉信号（マルチバンドＯＦＤＭ伝送路モデリング小委員会の報告書で提供されたような）のＳＩＲ利得が、横座標より大きくなる確率を示している。第１の曲線１１１０の位相調整の分解能は１度である。第２の曲線１１２０は、長距離の非ラインオブサイトモデルに適合するようなインタレスト信号（マルチバンドＯＦＤＭ伝送路モデリング小委員会の報告書で提供されたような）及びシングルタップのレイリーフェージング伝送路に適合するような干渉信号のＳＩＲ利得が、横座標より大きくなる確率を示している。第２の曲線１１２０の位相調整の分解能は９０度である。第３の曲線１１３０は、長距離の非ラインオブサイトモデルに適合するようなインタレスト信号（マルチバンドＯＦＤＭ伝送路モデリング小委員会の報告書で提供されたような）及びシングルタップのレイリーフェージング伝送路に適合するような干渉信号のＳＩＲ利得が、横座標より大きくなる確率を示している。第２の曲線１１２０の位相調整の分解能は１度である。

複数のレシーバのアンテナを使用する装置のシステムネットワーク

図１２は、マルチキャリアの時間拡散を含む送信前処理を用いることにより、効果が得られるようなネットワーク化された電子機器を示している。ネットワークは、例えば、高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）モニタ１２１０が含まれ、デジタルビデオレコーダ（ＤＶＲ）１２２０、デジタルビデオディスク（ＤＶＤ）プレーヤ１２４０及びコンピュータ装置１１３０のような、その他の機器とネットワークで結ばれている。各機器１２１０、１２２０、１２３０、１２４０は、上述されたような位相合成ダイバシティレシーバ／トランシーバ１２５０を含む。

ネットワーク環境内において、最適な位相調整の決定は、送信信号のトランスミッタ或いはレシーバ側のどちらで行われても良い。更に、実際の位相調整は、送信或いは受信側のどちらで行われても良い。上述されたように、ノイズ歪み、干渉歪み、或いはノイズ及び干渉歪みの両者の合成を最小限にするように、調整は行われて良い。位相調整は、複数のキャリア信号で行われて良い。複数のアンテナは、トランスミッタ及びレシーバのどちらか一方、或いは両方に配置されて良い。

電子機器ネットワークの別の実施態様は、レシーバ及びトランスミッタを備える電子機器を含む。各トランスミッタは、第１の送信アンテナが接続された第１のトランスミッタチェーン及び第２の送信アンテナが接続された第２のトランスミッタチェーンを含む。調整可能な位相調整器は、第２のトランスミッタチェーンによって受信された第２の信号の第２の位相に応じて、第１のトランスミッタチェーンによって受信された第１の信号の第１の位相を調整する。プロセッサは、電子機器のレシーバからの情報に基づき、信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するような位相調整を行うように、位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する。その情報は、所望の及び望ましくない信号の推定伝送路応答を含む。その情報は、別の電子機器のレシーバ或いは、トランスミッタと同じ電子機器内のレシーバによって生成されて良い。

位相制御の決定が、別の電子機器のレシーバによって行われる場合、制御（情報）は、無線フィードバック（端末側情報も）或いは有線フィードバックを介してトランスミッタに戻るように送信されて良い。

本願明細書の説明は、トランスミッタ或いはレシーバのどちらかに複数のアンテナを有するダイバシティ通信を中心にして行われてきた。しかしながら、複数のアンテナは、トランスミッタ及びレシーバの両者に存在でき、多入力、多出力（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ：ＭＩＭＯ）通信を提供する。

更に、通信は空間多重化を含む。空間多重化は、追加の出力或いは帯域幅を消費することなく無線リンクのビットレートを増加するように、トランスミッタ及びレシーバの両者で複数のアンテナを有効に使用する送信技術である。所定の条件下で、空間多重化は、複数のアンテナによってスペクトル効率の線形増加を提供する。例として、３つのアンテナがトランスミッタ及びレシーバに使用される場合、符号化情報のシンボルであり得るストリームは、３つの独立したサブストリームに分割される。これらのサブストリームは、多重アクセスプロトコルの同一伝送路を占有する。同一伝送路であり得る多重アクセスプロトコルは、時分割多重アクセスプロトコルの同一時間スロット、周波数分割多重アクセスプロトコルの同一周波数スロット、符号分割多重アクセスプロトコルの同一符号シーケンスを含む。サブストリームは、個別に送信アンテナが使用され、無線伝送路を介して送信される。環境内の様々な散乱物体の存在によって、各信号はマルチパス伝播を生じる。

送信による合成信号は、任意の位相及び振幅で、最終的に複数の受信アンテナによって受信される。レシーバアレイにて、各受信信号の空間符号定数が推定される。空間符号定数に基づいて、信号処理技術を用いて信号を分離し、基のサブストリームに復号する。

本発明の特定の実施態様について説明及び図示してきたが、本発明はそのような説明及び図示された構成要素の特定の形態或いは配置に制限されない。本発明は、本願明細書の特許請求の範囲に記載された請求項によってのみ制限される。

家庭内無線ネットワークを示す図である。複数のアンテナを用いるダイバシティレシーバを示す図である。複数のアンテナを用いる別のダイバシティレシーバを示す図である。複数のアンテナを用いる別のダイバシティレシーバを示す図である。ダイバシティ受信方法のフローチャートである。無線でネットワークされた複数の装置及びその装置間の伝送路を示す図である。無線ネットワークのマルチキャリア信号の周波数スペクトルを示す図である。ダイバシティ受信処理の追加の実施態様を示す図である。送信処理を含むトランシーバを示す図である。ダイバシティレシーバの実施態様のＳＮＲ特性を示すグラフである。ダイバシティレシーバの実施態様のＳＩＲ特性を示すグラフである。複数のアンテナを用いるダイバシティレシーバを備える装置の無線ネットワークを示す図である。

Claims

送信信号を受信する方法であって、
第１のアンテナが第１の信号を受信する過程と、
第２のアンテナが第２の信号を受信する過程と、
前記第１の信号及び前記第２の信号間の位相関係を調整する過程と、
前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成する過程と、
前記合成信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する過程とを有することを特徴とする方法。
前記第１の信号及び前記第２の信号が、所望の信号及び少なくとも１つの干渉信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
有限数の位相調整が存在し、前記処理過程は、前記位相調整の１つを選択することを行うことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記処理過程は、前記第１のアンテナに関する伝送路応答を推定し、前記第２のアンテナに関する伝送路応答を推定することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記伝送路応答は、所望の信号発生源及び前記第１のアンテナ間、及び前記所望の信号発生源及び前記第２のアンテナ間の応答であることを特徴とする請求項４に記載の方法。
前記処理過程は、合成伝送路応答のエネルギが最大化されるまで、前記位相を調整することを更に含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
更に、前記第１の信号及び前記第２の信号の少なくとも１つの振幅を調整する過程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記振幅の調整は、前記第１のアンテナ及び前記第２のアンテナに付随するレシーバチェーンの利得変化の影響を低減することを特徴とする請求項７に記載の方法。
前記第１の信号の出力レベルの閾値が、前記第２の信号の出力レベルより大きい場合、前記第２の信号だけが受信／処理用に選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
更に、前記第１の信号及び前記第２の信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）及び信号対干渉比（ＳＩＲ）を測定する過程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲ未満である場合、前記位相は、複数の時間サンプリングによる干渉信号の伝送路応答の合計からもたらされる干渉信号のエネルギを、最小化するように調整されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲ未満である場合、前記位相は、前記ＳＩＲを最大化するように調整されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記最小化は、マルチキャリア信号のトーンの応答に基づくことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲより大きい場合、前記位相は、複数の時間サンプリングによる所望の信号の伝送路応答の合計からもたらされる所望の信号のエネルギを、最大化するように調整されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲより大きい場合、前記位相は、前記ＳＮＲを最大化するように調整されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記最大化は、マルチキャリア信号のトーンの応答に基づくことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
前記第１の信号及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギが、第１の信号のエネルギの干渉信号伝送路応答の信号エネルギ及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、前記第１の信号及び前記第２の信号を受信用に使用することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
前記第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギが、前記第１の信号及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギ及び前記第２の信号の干渉伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、前記第１の信号を受信用に使用することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
前記第１の信号及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギが、前記第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギ及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、前記第１の信号及び前記第２の信号を受信用に使用することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記第１の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギが、前記第１の信号及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の合成の合計の信号エネルギ及び前記第２の信号の干渉信号伝送路応答の信号エネルギより大きい場合、前記第１の信号を受信用に使用することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記位相は、複数のサブキャリアによるＳＮＲの最適化、複数のサブキャリアによるＳＮＲ及びＳＩＲの同時最適化、及び複数のサブキャリアによるＳＩＲの最適化の少なくとも１つを行うべく、調整されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
マルチチェーンレシーバであって、
第１の受信アンテナに接続された第１のレシーバチェーンと、
第２の受信アンテナに接続された第２のレシーバチェーンと、
前記第１のレシーバチェーンで受信された第１の信号の第１の位相を、前記第２のレシーバチェーンで受信された第２の信号の第２の位相に応じて調整するための調整可能な位相調整器と、
前記合成された第１及び第２の信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理するためのプロセッサとを含むことを特徴とするレシーバ。
前記第１の信号及び前記第２の信号は、所望の信号及び少なくとも１つの干渉信号を含むことを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
有限数の位相調整が存在し、前記処理は、前記位相調整の１つを選択することを行うことを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
前記処理は、前記第１のアンテナに関する伝送路応答を推定し、前記第２のアンテナに関する伝送路応答を推定することを含むことを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
前記伝送路応答は、所望の信号発生源及び前記第１のアンテナ間、及び前記所望の信号発生源及び前記第２のアンテナ間の応答であることを特徴とする請求項２５に記載のレシーバ。
前記処理は、前記伝送路応答が最大化されるまで、前記位相を調整することを更に含むことを特徴とする請求項２５に記載のレシーバ。
更に、前記第１の信号及び前記第２の信号の少なくとも１つの振幅を調整することを更に含むことを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
前記振幅の調整は、前記第１のアンテナ及び前記第２のアンテナに付随するレシーバチェーンの利得変化の影響を低減することを特徴とする請求項２８に記載のレシーバ。
前記第２の信号の出力レベルの閾値が、前記第１の信号の出力レベルより大きい場合、前記第２の信号だけが受信／処理用に選択されることを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
前記第１の信号及び前記第２の信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）及び信号対干渉比（ＳＩＲ）を測定することを更に含むことを特徴とする請求項２２に記載のレシーバ。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲ未満である場合、前記位相は、複数の時間サンプリングによる干渉信号の伝送路応答の合計を最小化するように調整されることを特徴とする請求項３１に記載のレシーバ。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲ未満である場合、前記位相は、前記ＳＩＲを最大化するように調整されることを特徴とする請求項３１に記載のレシーバ。
前記最小化は、マルチキャリア信号のトーンの応答に基づくことを特徴とする請求項３２に記載のレシーバ。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲより大きい場合、前記位相は、複数の時間サンプリングによる所望の信号の伝送路応答の合計を最大化するように調整されることを特徴とする請求項３１に記載のレシーバ。
前記ＳＩＲの閾値が、前記ＳＮＲより大きい場合、前記位相は、前記ＳＮＲを最大化するように調整されることを特徴とする請求項３１に記載のレシーバ。
前記最大化は、マルチキャリア信号のトーンの応答に基づくことを特徴とする請求項３２に記載のレシーバ。
前記合計が、第２の信号の伝送路応答の合計より小さい場合、前記第２のアンテナの前記第２の信号が処理されることを特徴とする請求項３４に記載のレシーバ。
前記合計が、第２の信号の伝送路応答の合計より小さい場合、前記第２のアンテナの前記第２の信号が処理されることを特徴とする請求項３４に記載のレシーバ。
マルチメディア電子機器のネットワークであって、
前記各電子機器がレシーバを備え、
前記レシーバが、
第１の受信アンテナに接続された第１のレシーバチェーンと、
第２の受信アンテナに接続された第２のレシーバチェーンと、
前記第１のレシーバチェーンで受信された第１の信号の第１の位相を、前記第２のレシーバチェーンで受信された第２の信号の第２の位相に応じて調整するための調整可能な位相調整器と、
前記合成された第１及び第２の信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理するためのプロセッサとを含むことを特徴とするネットワーク。
送信された信号を受信する方法であって、
第１のアンテナが第１の信号を受信する過程と、
第２のアンテナが第２の信号を受信する過程と、
前記第１の信号及び前記第２の信号の位相関係を調整する過程と、
前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成する過程と、
前記合成信号の信号対ノイズ比を最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する過程とを含むことを特徴とする方法。
送信された信号を受信する方法であって、
第１のアンテナが第１の信号を受信する過程と、
第２のアンテナが第２の信号を受信する過程と、
前記第１の信号及び前記第２の信号の位相関係を調整する過程と、
前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を合成する過程と、
前記合成信号の信号対干渉比を最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理する過程とを含むことを特徴とする方法。
トランシーバであって、
レシーバと、
トランスミッタとを含み、
前記レシーバが、
第１のアンテナに接続された第１のレシーバチェーンと、
第２のアンテナに接続された第２のレシーバチェーンと、
前記第１のレシーバチェーンで受信された第１の受信信号の第１の位相を、前記第２のレシーバチェーンで受信された第２の受信信号の第２の位相に応じて調整するための調整可能な位相調整器と、
前記合成された第１及び第２の受信信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の受信信号及び第２の受信信号を処理するためのプロセッサとを備え、
前記トランスミッタが、
前記第１のアンテナに接続された第１のトランスミッタチェーンと、
前記第２のアンテナに接続された第２のトランスミッタチェーンとを備え、
前記調整可能な位相調整器は、また、前記第１のトランスミッタチェーンの第１の送信信号の第１の位相を、前記第２のトランスミッタチェーンの第２の送信信号の第２の位相に応じて調整することを特徴とするトランシーバ。
前記信号対ノイズ比は、前記トランスミッタにおいて最適化されることを特徴とする請求項４３に記載のトランシーバ。
前記信号対干渉比は、前記レシーバにおいて最適化されることを特徴とする請求項４３に記載のトランシーバ。
前記信号対ノイズ比は、前記トランスミッタにおける位相合成によって最適化されることを特徴とする請求項４４に記載のトランシーバ。
前記信号対干渉比は、前記レシーバおける位相合成によって最適化されることを特徴とする請求項４５に記載のトランシーバ。
マルチチェーントランスミッタであって、
第１のアンテナに接続された第１のトランスミッタチェーンと、
第２のアンテナに接続された第２のトランスミッタチェーンと、
前記第１のトランスミッタチェーンの第１の送信信号の第１の位相を、前記第２のトランスミッタチェーンの第２の送信信号の第２の位相に応じて調整するための調整可能な位相調整器と、
前記第１及び第２の送信信号のレシーバからのフィードバックを受信する位相調整制御器とを含み、
前記フィードバックは、前記レシーバにおいて処理を行うことによって生成され、かつ前記合成された第１及び第２の受信信号の信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の受信信号及び第２の受信信号を処理することを含むことを特徴とするトランスミッタ。
電子機器のネットワークであって、
前記各電子機器はレシーバ及びトランスミッタを備え、
前記各トランスミッタは、
第１の送信アンテナに接続された第１のトランスミッタチェーンと、
第２の送信アンテナに接続された第２のトランスミッタチェーンと、
前記第１のトランスミッタチェーンで受信された第１の信号の第１の位相を、前記第２のトランスミッタチェーンで受信された第２の信号の第２の位相に応じて調整するための調整可能な位相調整器と、
前記電子機器のレシーバからの情報に基づき、信号対ノイズ比及び信号対干渉比の少なくとも１つを最適化するように前記位相調整を行うべく、前記位相調整済の第１の信号及び第２の信号を処理するためのプロセッサとを含むことを特徴とするネットワーク。
前記情報は、所望の信号及び望ましくない信号の推定伝送路応答を含むことを特徴とする請求項４９に記載のネットワーク。
前記レシーバからの前記情報は、別の電子機器のレシーバによって生成され、少なくとも１つの無線接続及び有線接続を介して前記トランスミッタにフィードバックすることを特徴とする請求項４９に記載のネットワーク。
前記レシーバからの前記情報は、前記トランスミッタと同様に共通のトランシーバ内部に物理的に配置されたレシーバによって生成されることを特徴とする請求項４９に記載のネットワーク。