JP2008512078A - 巻線型回転子同期電動機を制御するための方法 - Google Patents

Abstract

巻線型回転子同期電動機の制御のための方法であって、前記電動機の動作を示す複数の電磁パラメータ（０、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）を測定するステップと、固定子電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）を得るために前記電動機の固定子上に電圧を発生させるステップと、回転子電流（Ｉｅ）を得るために前記回転子上に更なる電圧をさらに発生させるステップと、を含み、前記発生および前記更なる発生の前に、前記パラメータが、前記固定子電流および前記回転子電流に対する基準（ＩｄＲＥＦ、ＩｑＲＥＦ、ＩｅＲＥＦ）を算出するために処理され、前記基準は、所定の供給された固定子電流によって最大達成可能なトルクの前記電動機による発生に一致する。
【選択図】 図８

Description

本発明は、巻線型回転子同期電動機の制御のための方法に関し、特に、しかし限定することなく、電気自動車、例えばフォークリフトトラックの牽引、および自動機械、工作機械、巻上げ機械、産業用ロボットの用途、および船舶推進に適している電動機に関する。

電気自動車は、適切な電力コンバータに接続される種々の構成（内部磁石、ハイブリッド電動機、など）を有する、直流電動機あるいは誘導電動機−あるいは永久磁石同期電動機に基づく駆動装置を使用することが公知である。これらの種類の駆動装置において、低速で高トルクに到達する能力は、電動機固定子巻線に高電流を注入することによってだけ得られることができる。

最大トルクは、電子コンバータから得られる最大電流によって主に制限される。

この制限は、静止電力変換装置のアンペアあたりの高コストおよびピーク電流および過負荷時間に関するその制限された過負荷能力に起因している。

電力電子変換装置の大型化が、電動機に高電流を注入し、および低速で所望の性能に到達するために通常使用される方法である。

この解決策は、しばしば非常に高コストに至り、低電圧（＜１００Ｖ）で一群の標準鉛蓄電池によって駆動される大型電気自動車のための駆動装置の実現を阻止する可能性がある。

広い速度範囲にわたって一定の出力動作を得る可能性が、内部永久磁石同期電動機（英語で「内部永久磁石同期電動機」を表す頭字語ＩＰＭ−ＳＭによって示す）の様々な構成に対して研究されてきた。

これらの種類の電動機では、高速まで一定の出力動作を可能にする機械パラメータは、低速で高トルクに到達するのに必要な機械パラメータと一致しない。

いくつかの解決策が、低速で高トルクを得る能力を損なうことなく、定出力領域を拡大するために提示された。

上述した解決策は、２−部品回転子から構成されるハイブリッド機械を含み、および表面磁石部品および磁気抵抗部品、永久表面磁石によって発生される励起のレベルを変化させる固定子内に配置される界磁巻線、磁束通路を短絡させる回転子の両側の可動部品を備え、永久磁石によって生成される固定子による磁束−鎖交を低下させる。

広い速度範囲にわたる一定出力動作が必要な産業応用において、内部永久磁石同期電動機（ＩＰＭ−ＳＭ）に対する代替案は、巻線型回転子同期電動機（「巻線型回転子同期電動機」に対する英語の頭字語「ＷＲ−ＳＭ」として示す）によって代表される。

特に、同期電動機は、船舶推進および圧延機駆動装置におけるような、大規模駆動装置に使用される。これらの電動機は、それらの高効率、高過負荷能力および弱め界磁領域における十分な性能の理由で使用される。

図１は、速度の関数におけるトルクおよび出力についての、ＷＲ−ＳＭの期待性能とＩＰＭ−ＳＭの期待性能との間の比較を示す。比較のために、両方の電動機が、同じ定格出力および同じ定格電流を有するとみなす。

図１に示すように、ＷＲ−ＳＭに基づく駆動装置は、電気自動車で典型的な低速での高起動トルクに対する必要条件および広い速度範囲にわたって定出力の動作に対する必要条件を満たすのに適している。

電気車両におけるＷＲ−ＳＭに基づく牽引システムの使用が、ＷＯ９０１３４５４内に提案されている。

しかし、この特許文献は、ＷＲ−ＳＭの瞬時値における制御法を提案してはいない。

本発明の一目的は、巻線型回転子同期電動機の制御のための一方法を得ることである。

更なる一目的は、巻線型回転子同期電動機の動作を、瞬間瞬間ごとに制御されるようにする一方法を得ることであり、巻線型回転子同期電動機が、低動作速度で高起動トルクおよび高速で一定の出力動作を得るような方法で、電気自動車を駆動するために配置される。

本発明に従って、巻線型回転子同期電動機を制御するための一方法が提供され、前記電動機の動作を示す複数の電磁構成要素を測定するステップと、固定子電流を得るために前記電動機の固定子上に電圧を発生させるステップと、回転子電流を得るために前記回転子上に更なる電圧をさらに発生させるステップと、を含み、前記方法は、前記発生および前記更なる発生の前に、前記固定子電流に対する基準および前記回転子電流に対する基準を算出するために前記構成要素を処理するステップ、を更に含み、前記基準は、供給される固定子電流のアンペアあたり得られる最大トルクの前記電動機による発生に一致することを特徴とする。

本発明により、電動機の全動作磁界における、固定子電流のアンペアあたり最大トルクを得ることが可能な、巻線型回転子同期電動機を制御するための一方法を得ることが可能である。

この方法は、線形状態における瞬間的な機械値の研究に基づく。磁気回路の飽和状態において、したがって、非線形状態において動作する実機械に対する線型モデルの適用が、各動作点に対して実施される線形化処置によって可能である。この方法は、機械固定子磁束を推定するための磁束推定器を使用する。推定された磁束は、線型モデルに挿入されるべきパラメータを算出するために使用される。線型モデルの等式を用いて、最適供給条件が、各機械動作点に対して識別され、最適供給条件は、そこで存在している動作条件に対応する。

本発明により、特に電気自動車の牽引に適している巻線型回転子同期電動機の使用に基づく電気駆動装置を製作することが可能である。

本発明に従う方法によって制御されるＷＲ−ＳＭに基づく駆動装置は、励磁巻線に過負荷をかけ、かつ固定子電流を許容できる値に保つことによって、低速で高トルクを発生させることが可能であり、したがって、固定子に供給する静止電力変換装置の過剰な大型化を回避することが可能である。

さらに、励磁電流を調節する可能性は、この機械が理論的に無限の速度まで定出力で動作することを可能にする。

ＷＲ−ＳＭ機械のこれらのトルク供給機能は、さらに、電気牽引必要条件を満たす。

上に開示された駆動装置は、回転子上の励磁巻線、励磁巻線に供給するためのブラシスリップリングおよび励磁電流を調整するための直流／直流チョッパーを必要とする。これらの部品は、統合された技術に基づいており、駆動装置のコストの顕著な増大を引き起こさない。

詳細な開示において使用される主要なシンボルが、以下にリストされる。
名称集（瞬時の値で）：
−Ｖ_ｒ ［Ｖ］ インバータが固定子に印加することができる最大相電圧の構成部分、
−ｐ 機械の極性の対の数、
−Ｍ_ｓｅ ［Ｈ］ 固定子巻線と回転子巻線の間の相互誘導の最大値、
−ｉ_ｅ ［Ａ］ 励磁電流、
−Ｉ_ＲＥＦ ［Ａ］ 固定子電流の構成部分の基準、
−θ ［ｒａｄ］ 回転子と同期している基準系ｄｑの電気的位置、
−ω ［ｒａｄ／ｓ］ 回転子の電気速度、
−ｉ_ａ， ｉ_ｂ， ｉ_ｃ ［Ａ］ 固定子相の電流、
−ｉ_ｄ， ｉ_ｑ ［Ａ］ 回転二相基準系ｄｑにおける固定子電流の成分、
−ｉ_ｄ ^ｓ， ｉ_ｑ ^ｓ ［Ａ］静止二相基準系ｄｑ^ｓにおける固定子電流の成分、
−ｉ_ｄＲＥＦ， ｉ_ｑＲＥＦ ［Ａ］ 基準系ｄｑにおける固定子電流の成分の基準、
−Φ_ｄ、Φ_ｑ ［Ｗｂ／ｍ^２］ 基準系ｄｑにおける間隙磁束の成分、
−ｉ_ｅＲＥＦ ［Ａ］ 励磁電流の基準、
−Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑ ［Ｈ］ 基準系ｄｑにおける「等価インダクタンス」パラメータ、
−ｒ_ｓ ［Ω］ 固定子相抵抗、
−Ｖ_ｄ ^ｓ， Ｖ_ｑ ^ｓ ［Ｖ］ 静止基準系ｄｑ^ｓにおける基準固定子電圧の成分。

開示の最初の部分は、線形巻線型回転子非同期電動機の理論的な解析に費やされる。

記載のこの部分において、線形ＷＲ−ＳＭの解析が、同期回転ｄ−ｑ基準系を使用して実施される。

ｄ軸が回転子極と整列配置されているとみなして、および固定子抵抗を無視して、ＷＲ−ＳＭ機械の固定子電圧等式は、

ここで、ｄ−軸およびｑ−軸と関連する鎖交磁束は、

ＷＲ−ＳＭによって発生するトルクの表式は、

ここで、初項は励起磁束によるトルクを示し、一方、２番目の項は、電動機異方性によるトルク寄与である。

上で述べたように、この機械の研究は、ｉ_ｄ−ｉ_ｑ平面上で展開される。この平面上で、電流供給および電圧供給によって設定される限界は、次のように示されることができる。

この電動機と関連するインバータから電流を供給する容量上の限界が次に示され、

ここで、Ｉ_ｒはインバータによって供給される定格固定子相電流の構成部分である。

最大利用可能な電圧によって設定される限界は以下に示されることができ、

ここで、Ｖ_ｒはインバータが電動機に印加することができる最高電圧の大きさである。

電流限界（５）は、ｉ_ｄ−ｉ_ｑ平面原点の中心におかれる円を規定する。電圧限界（６）は楕円を規定し、以下の座標の中心におかれる、

ｉ_ｄおよびｉ_ｑ方向の半軸で、それぞれ、

に等しい。

この機械ではＬ_ｄ＞Ｌ_ｑなので、楕円は図２に示すように位置を定められる。

（７）において、楕円中心の位置が励磁電流に依存することは注意されよう。励磁電流が増減されるにつれて、中心はそれぞれ、負のｉｄの方向にあるいは原点の方へ動く。

励磁電流の所定の値に対して、回転速度を増加することによって、それがその原点内にしぼむまで、電圧楕円はより小さくなる。

ｉ_ｄ−ｉ_ｑ平面上で、トルク表現式（４）は双曲線によって表され、以下の漸近線を有する、

Ｌ_ｄ＞Ｌ_ｑなので、垂直漸近線は半平面ｉ_ｄ＜０上に位置され、その位置は励磁電流に依存する。

所定のトルク値が、電流円および電圧楕円によって規定される境界の内側に位置する、固定子電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の任意の組合せに対して得られることができる。

電圧楕円の中心の位置は、最大回転速度を規定する。もし中心が電流円の内側に位置するならば、回転速度は理論的に無限である（ω_ＭＡＸ＝∞）。もし中心が電流円の外側に配置されるならば、最大理論速度はより小さな電圧楕円と電流円の交点と一致し、
および、次式で与えられ、ｉ_ｄ＝−Ｉ_ｒ、ｉ_ｑ＝０で

励磁電流の制御は、広い速度範囲にわたって機械の最高の性能を得るために、楕円の中心およびトルク漸近線を動かすことを可能にする機械の最高の性能は、いくつかの点で規定されることができ、例えば
−最高効率における動作、
−アンペアあたり最大トルクにおける動作、
−最大力率における動作。

任意の回転速度に対して固定子電流のアンペアあたり最大トルクを与える制御技術が以下に例示される。

低速で、アンペアあたり最大トルクは、その最大値（ｉ_ｅ＝ｉ_ｅＭ）に等しい励磁電流で、常に得られる。

図３ａ、３ｂおよび３ｃは、励磁電流の異なる値に対して得られるトルク双曲線を示す。

励磁電流が多くなればなるほど、同じ固定子電流によって発生することができるトルクが大きくなる。これらの項において、図３ｃは低速における機械に対する最高の動作条件を表す。

高速で、アンペアあたり最大トルクでの機械の動作は、力率１動作条件を達成するために励磁電流を調整することによって得られることができる。

任意の与えられた速度値に対する最高トルクを発生させるｉ_ｄ、ｉ_ｑおよびｉ_ｅの組合せは、機械の規格化されたｐ．ｕ．（単位あたり）表示を用いて見つけることができる。 ｐ．ｕ．表示での電流成分は、〜ｉ_ｄ＝ｉ_ｄ／Ｉ_ｒおよび〜ｉ_ｑ＝ｉ_ｑ／Ｉ_ｒである。

以下に、固定子電流の大きさがインバータの定格電流と等しいとみなして解析が実施される［４］。従って、ｐ．ｕ．電流成分は、次のようになり、

ここで、θは固定子電流を表すベクトルの位相角である。

分析展開に対して、以下の量が定義される

突極性比率 （１３）

楕円の中心の〜ｉ_ｄ座標 （１４）
ａ＝１で、楕円の中心は、軸〜ｉ_ｄによる電流限界を表す円の交点と一致し、一方、ａ＜１およびａ＞１で、楕円の中心は、それぞれ電流限界円を表す円の内側および外側にある。

トルク表現式（４）は、

として書き直されることができる。

（１５）において（１１）−（１４）を置換すると、

をもたらす。（１６）からトルクが次のように表現されることができ、

ここで

および

は、正規化トルクである。（６）に（１１）−（１４）および（１９）を導入することによってｐ．ｕ．表示における電圧限界を表す楕円の等式が、

になり、ここで

以下に、巻線型回転子同期電動機の３つの異なる動作領域、すなわち、低速動作領域、高速動作領域、および低速動作領域と高速動作領域との間に挿入される遷移速度領域、が調査される。

Ａ．低速領域
励磁電流の最大値（ｉ_ｅ＝ｉ_ｅＭ）に対して、電圧境界を表す楕円は、〜ｉ_ｄ＝−ａ_Ｍの中心におかれ、ここで

この励磁電流によって、最大トルクを与える電流ベクトル角度θ_Ｂは、
ｄｔ／ｄθ＝０
と設定することによって得られ、

が導かれ、ここで

θ_Ｂに対して（２３）を解き、かつ（１９）内に代入すると、最大トルクｔ_Ｂを与える。
（２０）内に（２３）を代入すると、

（２５）を（２１）に等しくすると、最大トルクｔ_Ｂが得られることができる最高速度ω_Ｂを与える。図５のｐ．ｕ．グラフ内に示される点Ｂは、この機械の基本動作点を表す。

Ｂ．高速領域
角速度がω_Ｂを超える場合、利用可能な電圧によって設定される限界のために、何の更なる最大トルクｔ_Ｂも得られることができない。しかし、任意の角速度ω＞ω_Ｂに対して、最大トルクを発生することを可能にする適切なθ値およびａ値によって規定される、電機子電流成分と励磁電流の組合せを見いだすことが可能である。電圧限界を考慮に入れて、この動作条件は力率１で達成されることが確認された。

恒常的な条件でのベクトルグラフを参照して、図４内に示されるように、力率１動作条件は、以下の等式によって表されることができる

（２６）に電流限界ｉ_ｄ＝Ｉ_ｒｃｏｓθおよびｉ_ｑ＝Ｉ_ｒｓｉｎθを挿入することによって

が導かれる。
θに対して（２７）を解くことによって、任意の角速度ω＞ω_Ｂで力率１を確実にする電機子電流ベクトルの位相角θ_Ｈを決定することが可能である。解は、

（２７）から、対応する励磁電流は、

（１４）に（２９）を代入すると、

トルクは、（１９）に（２８）および（３０）を導入することによって算出されることができる。結果として生じるトルクは一定出力動作と一致することを確認することが可能である。さらに、パラメータａ_Ｈは、ω→∞に対して漸近の値ａ_Ｈ＝１を想定し、それは、電圧楕円の中心が、電流円上に配置される（すなわちａ_Ｈ＝１→Ｍ_ｓｅｉ_ｅＨ ＝Ｌ_ｄＩ_ｒ）ことを意味する。

Ｃ．遷移速度領域
力率１の機械動作は、励磁電流の最大値によって低速で妨げられる。（２９）から分かるように、速度が低くなればなるほど、励磁電流はより大きくなる。
一般に、最大励磁電流は、ω_Ｂと比べて大きな速度ω_Ｃで到達される。
したがって、ω_Ｂとω_Ｃの間の速度範囲は、そこにおいて、力率１動作は、達成されることができないが、制御技術の開示を完成するためにさらに調査されなければならない。
この速度範囲において、一定のトルクと一定の出力動作の間の遷移領域とみなされ、最高の性能は、電圧楕円との交点によって規定される電流限界円の点で得られる。電流ベクトル角度が（２０）から算出されることができ、

が得られる。

一例として、図５はｒ＝３、ａ_Ｍ＝１．８による機械に対するｐ．ｕ．座標内の動作条件を表す。点Ｂはｂ_Ｂ＝６．４２によって得られ、一方、力率１動作はｂｃ＝４．９５未満のｂの値に対して得られる。非常に高速度で、励磁電流はａ_Ｈ＝１に対応する値に低下する。

機械動作の実施例
最も典型的な機械構成要素の挙動を示すために、ゼロから最大機械速度までの数値シミュレーションが実施された。

機械パラメータは、下の表内に与えられる。

図６は、上から下まで、速度の関数として、トルク、出力、固定子電流角度および励磁電流を示す。

図７は、一定トルク動作領域と一定出力動作領域との間の遷移速度範囲における、トルク、出力、力率および供給電圧を示す。

図６において、励磁電流が、遷移領域の端部と一致する点Ｃまで、その最大値に保たれ、その後、より高速度で低下することがわかる。

図７で、遷移範囲において、力率が０．８５から１まで上昇することがわかる。出力が点Ｃに対応する速度と比べて大きな速度に対して一定であるのに対して、トルクは、点Ｂに対応する速度より低い速度に対して一定である。一定速度におけるＷＲ−ＳＭの動作は、無限の速度まで理論的には拡張する。

制御法の説明
図８は、本発明に従う方法の相を例示する流れ図を示す。
この流れ図は、電磁構成要素の獲得、基準系の変換および瞬時速度の測定に関する第１の部分（以下部分１）、電磁構成要素の基準値の発生に関する第２の部分（以下部分２）および磁束および電流調整の推定に関する第３の部分（以下部分３）、を備える。上記の３つの部分が、以下に詳細に調査される。

部分１−基準系の獲得および変換
図９内に示される図を参照して、取得された固定子電流が、静止二相基準系ｄ_ｑ ^ｓおよび回転子と同期している二相回転系ｄ_ｑにおいて、以下に示される行列ＤおよびＴによって変換される。

回転基準系ｄ_ｑの位置は、角度θによって回転子位置によって識別される。
電気度での回転子の位置が、適切な測定変換部（エンコーダ）で測定される。
下で開示される計算式にしたがって、速度が位置の時間的微分として算出される。

システムが離散的なので、計算は有限の階差で実施される。
ｋ番目の間隔で、以下の速度が、算出され、

ここで、
ω_ｋ 計算間隔ΔＴ内の平均速度
ΔＴ 計算間隔、計算周期Ｔ_ｃの全体の倍数に等しい、それで、ΔＴ＝ＮＴ_ｃ
Δθ_ｋ 間隔ＡＴ内に起こった回転
したがって、

部分２−基準の発生
このブロックは、機械制御策を含む。
図１１を参照して、インバータが電動機に適用することが可能な回転速度ωおよび最高電圧Ｖ_ｒの関数において、この機械が必要基準Ｉ_ＲＥＦに等しい構成部分固定子電流を吸収し、かつ最大発生可能なトルクを生成する、算出された機械電流ｉ_{ｄｑＲＢＦ}、ｉ_ｅＲＥＦの組合せがある。

機械電流の発生のための定電流装置および部分３内の機械パラメータの推定のための定電流装置によって使用される固定子電流ｉ_{ｄｑＲＥＦ}および回転子電流ｉ_ｅＲＥＦの基準が、生成される。

基準を算出するために、部分３で算出される推定された機械パラメータＬ_ｄ，Ｌ_ｑおよび推定された磁束Φ_ｄｑが使用される。

この制御策は、上に報告された等式（１）−（３１）に記載の同期機の線型モデルについての知識に基づいている。

実機械は、磁気回路の飽和の状態でおよびしたがって、非線形状態で動作する。

飽和の状態で動作する機械のモデルは、部分３にある推定器ブロックによって算出される仮想値を使用して、パラメータの値が瞬時に更新される線型モデルを用いて、得られる。 パラメータの推定値は、機械の実際の動作条件に依存する。

飽和状態で動作している機械は、したがって推定された変数パラメータによる線型モデルによって表される。

即座に、利用可能な電圧Ｖ_ｄｃおよび回転速度ωに従い、飽和状態における機械のモデルを用いて、機械の動作フィールドは、上で調査された３つの動作領域に分離される、すなわち、
１）低速動作領域
２）中速動作領域
３）高速動作領域。

低速動作領域では、励磁電流の値は、最大許容値ｉ_ｅ＝ｉ_ｅＭに一致する。

最大トルクにおける唯一の動作点が点Ｂであり、図５内に示される。

この領域内の動作は、速度ω_Ｂまで可能である。

中速動作領域では、励磁電流の値は、最大可能値ｉ_ｅ＝ｉ_ｅＭに等しい。

各速度に対して、軌跡ｉｄｑがあり、−そこにおいて、トルクが最大である−図５内に示される点ＢとＣの間に含まれる円弧によって描かれる。

この領域内の動作は、速度ω_Ｂ＜ω＜ω_Ｃまで可能である。

高速動作領域において、励磁電流の値ｉ_ｅおよび固定子電流成分の値ｉ_ｄｑは、固定子電流あたりの最大トルクを得るような方法で調整される。

調整は、機械の力率１動作に一致する。

この領域内の動作は、ω_Ｃと比べて大きな速度に対して可能である。この領域内の動作は、何の速度上限も有しない。

３つの領域の制御策の取扱いは、図１１のブロック図に従って生じる。

２つの選択ブロックがあり、インバータの直接供給電圧Ｖ_ｄｃ、速度ωおよび固定子電流の構成部分の基準Ｉ_ＲＥＦに従い、機械が機能する動作領域が識別される。

動作領域に、および存在する制約（電圧限界、固定子電流限界、回転子電流限界）に依存して、電動機動作の任意の瞬間において、上記の分析表現式を用いて、制約に対応し、かつ最大トルクを発生する供給ｉ_ｄｑ、ｉ_ｅの構成を識別することが可能である。

高速動作領域において、力率１動作が設定され、励磁電流の細密調整が、系の性能を改善するために実施され、部分３内に例示される推定器によって推定されるパラメータにおける不正確性を克服する。

この細密調整は、補正値を図１１内の図に従って算出される励磁電流の値に追加することから成る。

細密調整は、固定子電流と固定子電圧を表すベクトルが同期している、あるいは等価モードにあり、固定子電流と固定子磁束を表すベクトルが、直角位相にある状態に到達する原理に基づく。回転二相基準系ｄｑにおける後者の条件は、以下の条件によって表現される

等式（３２）は、磁気固定子エネルギーＥ_ｍｓを表す。
Ｅ_ｍｓ＝０の設定演算は、固定子電流によって電動機に無効電力を供給しないことに一致する。
Ｅ_ｍｓ＝０演算は、計算値Ｅ_ｍｓに適用する比例積分調整器（ＰＩ）を用いて得られる。

励磁電流ｉ_ｅの補正値が、上に開示された計算系を使用して得られる結果に追加され、および、図１２内に示されるように、その寄与は飽和器によって制限される。

部分３−磁束推定器および定電流装置
この部分の推定器ブロックにおいて、固定子Φ_ｄ、Φ_ｑによる磁束−鎖交の成分が、推定される。一度磁束が知られると、パラメータ「仮想インダクタンス」Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑの値が算出される。これらのパラメータは、部分２において、同期機の非線形モデルに使用される。

推定器ブロックにおいて、固定子内に誘導される逆起電力が、算出される。この値は、固定子電流の最適調整を可能にするために調節ブロックによって使用される。

調整器ブロックにおいて、インバータが固定子に印加しなければならない電圧、および部分１で算出される基準値で電流の制御を可能にする電圧の基準値が、さらに、算出される。

磁束推定器の演算原理が、以下に例示される。
二相静止基準系ｄｑ^ｓにおける固定子による磁束−鎖交の推定は、以下の等式に基づく。

あるいは、以下を導き出して

ディジタル制御系での推定器の導入は、（３４）が離散的な形式で表現されることが必要である。

ｋ番目のサイクルで、次のサイクル（ｋ＋１）の磁束値の計算が、なされる。この計算から生じる磁束値は、次いで部分２内の仮想インダクタンスに関してその後のサイクルで使用される。

等式（３５）において、
−現在の瞬間の磁束の値Φ^ｓ _{ｄｑ（ｋ）}および現在の瞬間に印加される電圧の値Ｖ^ｓ _{ｄｑ（ｋ）}が、部分３内の前の瞬間（ｋ−ｌ）において算出される。
−電流ｉ^ｓ _{ｄｑ（ｋ）}は、現在の瞬間になされる測定から導き出す。

磁束の推定を安定させるために、「通常動作磁束」の値を表す項が、導入される。

この補正は、通常動作中に、推定器の結果が「通常動作磁束」の値に収束しなければならないという事実に基づく。

「通常動作磁束」の値Φ^ｓ _ｄｑωは、静止二相基準系で以下のように算出される

推定器（３４）の等式は、したがって、以下のように変更されなければならない

パラメータＧは、推定器の応答に影響する。高Ｇ値は、より安定した、かつより正確でない応答を生じる。低Ｇ値は、より安定していない、かつより正確な応答を決定する。

磁束推定器を作るために使用される離散的な等式は、

推定された磁束は、変換行列［Ｔ］によって、回転二相基準系ｄｑで示される

推定された磁束に対応する「仮想インダクタンス」の値は、以下に与えられる

ここでＮ_ｄ（ｋ）、Ｎ_ｑ（ｋ）は軸ｄおよび軸ｑの等価電流である。

ｉ’_{ｅＲＥＦ（ｋ）}は、固定子に関する回転子電流の基準である。
磁束推定器ブロック図が、図１４に示される。

本発明は、非制限的な実例としてそのいくつかの実施態様を例示する添付の図面を参照して、より十分に理解されることができ、かつ実施されることができる。
ＷＲ−ＳＭの機能とＩＰＭ−ＳＭの機能の間の比較を示すグラフ。 Ｍ_ｓｅｉ_ｅ＜Ｌ_ｄＩ_ｒの平面ｉ_ｄ−ｉ_ｑ上のＷＲ−ＳＭの動作限界を示す図。 励磁電流ｉ_ｅの異なる値に対して得られるトルク双曲線を示すグラフ。 励磁電流ｉ_ｅの異なる値に対して得られる電圧限界曲線を示すグラフ。 励磁電流ｉ_ｅの異なる値に対して得られる電流限界曲線を示すグラフ。 ＷＲ−ＳＭの力率１動作のベクトルグラフ。 正規化平面〜ｉ_ｄ，〜ｉ_ｑ上の、ｒ＝３による機械の動作条件のグラフ。 機械の回転速度の関数として、トルク、出力、固定子電流角度および励磁電流を示すグラフ。 遷移領域における機械の回転速度に従う固定子のトルク、出力、力率および供給電圧を示すグラフ。 巻線型回転子同期電動機の制御位相を示すブロック図。 巻線型回転子同期電動機の電磁構成要素の基準系の変換を例示する図。 上記の方法によって使用される基準の計算を例示する図。 巻線型回転子同期電動機の動作領域の選択を示すブロック図。 励磁電流の細密調整を例示する図。 電磁構成要素の推定および調整を例示する図。 磁束の推定器の演算を例示する図。

Claims (23)

1. 巻線型回転子同期電動機の制御のための方法であって、前記電動機の動作を示す複数の電磁構成要素を測定するステップと、固定子電流を得るために前記電動機の固定子上に電圧を発生させるステップと、回転子電流を得るために前記回転子上に更なる電圧をさらに発生させるステップと、を含み、それが、前記発生および前記更なる発生の前に、前記固定子電流に対する基準および前記回転子電流に対する基準を算出するために前記構成要素を処理するステップ、をさらに含み、前記基準は、供給される固定子電流のアンペアあたりに得られる最大トルクの前記電動機による前記発生に一致している、ことを特徴とする方法。
   
2. 前記構成要素が、少なくとも前記固定子電流、前記回転子電流、供給電流および前記回転子の角度位置を備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
   
3. 前記算出するステップが、前記回転子の回転速度限界値を識別するステップを含み、その値より下に、予め設定された最大回転子電流値に対する、および前記固定子電流の指定された振幅に対する、および前記電動機に適用可能な最大固定子電圧値に対する、前記電動機によって発生される前記最大トルクがある、ことを特徴とする請求項１、あるいは請求項２に記載の方法。
   
4. 請求項３に記載の方法であって、かつ、前記限界値と前記回転子の前記回転速度の測定値を比較するステップを更に含む、方法。
   
5. 請求項４に記載の方法であって、かつ、もし前記測定値が前記限界値未満であるならば、前記回転子電流の基準を前記予め設定された最大回転子電流値に等しく設定するステップを更に含む、方法。
   
6. 請求項５に記載の方法であって、かつ、トルクが前記固定子電流の前記指定された振幅に対して最大である前記固定子電流成分の値を算出するステップを更に含む、方法。
   
7. 請求項６に記載の方法であって、かつ、前記固定子電流の前記成分の基準を前記値に等しく設定するステップを更に含む、方法。
   
8. もし前記測定値が前記限界値より大きいならば、前記固定子電流の前記指定された振幅に対する、および前記電動機に適用可能な前記最大固定子電圧値に対する、前記電動機の力率１動作条件に対応する、前記回転子電流の更なる値、および前記固定子電流の前記成分の更なる値を算出するステップが供される、ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
   
9. 前記動作条件が、前記磁気固定子磁束と前記固定子電流が互いに直角の場合に生じる、ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
   
10. 請求項８あるいは９に記載の方法であって、かつ、前記予め設定された最大回転子電流値と前記更なる回転子電流値をさらに比較するステップを更に含む、方法。
    
11. 請求項１０に記載の方法であって、かつ、もし前記更なる回転子電流値が前記予め設定された最大回転子電流値未満であるならば、前記回転子電流の基準を前記更なる値に等しく設定し、かつ前記固定子電流成分の基準を前記更なる値に等しく設定するステップを更に含む、方法。
    
12. 請求項１０に記載の方法であって、かつ、もし回転子電流の前記更なる値が前記最大予め設定された回転子電流値より大きいならば、前記回転子電流の基準を前記予め設定された最大回転子電流値に等しく設定するステップを更に含む、方法。
    
13. 請求項１２に従う方法であって、かつ、前記予め設定された最大回転子電流値に対して、および前記固定子電流の前記指定された振幅に対して、および前記電動機に適用可能な前記最大固定子電圧値に対して、前記力率が最大である前記固定子電流成分のなお更なる値を算出するステップを更に含む、方法。
    
14. 請求項１３に従う方法であって、かつ、前記固定子電流成分の基準を、前記なお更なる値に等しく設定するステップを更に含む、方法。
    
15. いずれかの先行する請求項に記載の方法であって、かつ、前記電動機が動作する前記異なる飽和条件に対して前記電動機の前記磁気回路の前記機能を推定するステップを更に含む、方法。
    
16. 前記推定するステップは、前記異なる飽和条件を示すパラメータを規定するステップを含む、ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
    
17. 処理するステップが、前記示すパラメータを使用するステップを含む、ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
    
18. 前記示すパラメータが、前記固定子電流の成分と、対応する固定子磁束成分との間にリンクを定義する、ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
    
19. 前記推定するステップが、前記電動機の前記固定子磁束の指示を得るために前記電磁構成要素および前記基準を処理するステップを含む、ことを特徴とする請求項１５ないし１８のいずれかひとつに記載の方法。
    
20. 前記発生は、インバータ種類コンバータを使用して得られる、ことを特徴とするいずれかの先行する請求項に記載の方法。
    
21. 前記更なる発生は、チョッパーによって得られる、ことを特徴とするいずれかの先行する請求項に記載の方法。
    
22. プログラムがコンピューターシステムによって実行される場合、前記先行する請求項に記載の方法を実施するためのコードを備えるプログラム。
    
23. コンピュータによって読取り可能な、かつ、請求項２２において定義されるプログラムを実施する支持体。

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