CN101103518A - 控制转子绕组式同步电动机的方法 - Google Patents

Abstract

一种控制转子绕组式同步电动机的方法，其包括：测量多个指示所述电动机的操作的电磁参数(O，Ia、Ib、Ic)，在所述电动机的定子上产生电压以得到定子电流(Ia、Ib、Ic)，在所述转子上再产生另一电压以得到转子电流(Ie)，在所述产生和所述再产生之前处理所述参数以计算所述定子电流以及所述转子电流的基准值(I_dREF，I_qREF，I_eREF)，所述基准值对应于在给定的供给定子电流下所述电功机产生最大可得到的转矩。

Description

控制转子绕组式同步电动机的方法

技术领域

本发明涉及控制转子绕组式同步电动机的方法，该电动机尤其但不排它地适用于牵引电动车辆例如叉车，并且适用于在自动机械、机床、起重机、工业机器人中使用以及适用于船舶推进。

已知电动车辆使用基于直流电动机、感应电动机或永磁同步电动机的发动机，其中这些电动机具有和适当的功率转换器耦合的不同配置(内磁铁，混合电动机，等等)。在这些类型的发动机中，只能通过对电动机转子绕组注入高电流得到低速度下达到高转矩的能力。

最大转距主要是由能从电子转换器得到的最大电流限制的。

这种限制是由于电子功率转换器每安培的高成本以及它在峰值电流和过载时间上的受到限制的过载能力造成的。

通常采用的把高电流注入到电动机中从而在低速度下达到期望的性能的方法是加大电子功率转换器的尺寸。

这种解决办法常常导致非常高的成本，这会使人对通过一组低压(＜100伏)标准铅酸性蓄电池供能的重型电动车辆实现发动机感到灰心。

已经对内永磁同步电动机(首字母缩写IPM-SM代表英文中的“内永磁同步电动机”)的不同配置研究了在大的速度范围上得到不变的功率操作的可能性。

在这些类型的电动机中，能一直到高速度上达到不变功率运行的机器参数是不和低速度下达到高转矩所需的机器参数匹配的。

已经提出一些在不折衷低速下得到高转矩的能力的情况下延长不变功率区的办法。

上述解决办法包括由两部分转子构成的混合机，其包括表面磁铁部分和磁阻部分、位于定子中的用来改变表面永磁铁产生的激励水平的磁场绕组以及位于转子二侧上的短路磁通路径的以便减小永磁铁产生的对定子的磁通匝连数的可动部分。

在要求大速度范围上的不变功率运行的工业应用中，一种对内磁铁同步电动机的替代解决办法是通过转子绕组式同步电动机(用“转子绕组式同步电动机的首字母缩写“WR-SM”表示”)代表的。

尤其是，对大的发动机，例如船舶推进以及在轧钢机发动机中，采用同步电动机。由于它们的高效率、高过载能力以及磁场减弱区中的良好性能采用这样的电动机。

图1示出在作为速度的函数的转矩和功率上WR-SM和IPM-SM的期望性能之间的比较。对于该比较，假定这二种电动机的额定功率相同并且额定电流相同。

如图1中所示，基于WR-SM的发动机适用于满足电动车辆典型的低速度下高起动转矩的要求并且适用于大速度范围上不变功率的操作。

在WO 9013454中提出电动车辆中基于WR-SM的牵引系统。

但是，该专利资料没有提出对WR-SM的瞬时值的控制方法。

发明内容

本发明的一个目的是得到一种控制转子绕组式同步电动机的控制方法。

另一个目的是得到一种能时时刻刻控制转子绕组式同步电动机的操作的方法，该转子绕组式同步电动机设置成以在低运行速度下得到高起动转矩以及高速下不变功率运行的方式下驱动电动车辆。

依据本发明，提供一种控制转子绕组式同步电动机的方法，其包括，测量多个指示所述电动机的操作的电磁实体(entity)、产生所述电动机的定子上的电压以得到定子电流以及再产生所述转子上的电压以得到转子电流，其特征在于所述方法还包括，在所述产生和所述再产生之前，处理所述各实体以计算所述定子电流以及所述转子电流的基准值，所述基准值对应于在提供每安培的定子电流下所述电动机产生能达到的最大转矩。

由于本发明，能得到一种控制转子绕组式同步电动机的方法，该方法能在该电动机的操作范围内得到每安培定子电流的最大转矩。

该方法基于研究线性状态下的瞬时电动机值。把线性模型应用到在磁路的饱和状态下运行的实际机器上，从而能在非线性条件下对每个操作点实现线性化过程。该方法利用磁通估计器估计机器定子的磁通。估计的磁通用于计算要插入到该线性模型中的参数。利用该线性模型的方程组为每个机器操作点确定最优供给条件，该最优供给条件遵守该点上现有的操作条件。

由于本发明，有可能基于采用特别适于牵引电动车辆的转子绕组式同步电动机制造出电发动机。

基于通过依据本发明的方法控制的WR-SM的发动机能通过对激励绕组过载并把定子电流保持在允许值上在低速度下产生高转矩，由此避免对定子供能的电子功率转换器的尺寸过分地大。

此外，调节激励电流的可能性能使机器在理论上不受限制的速度范围内在不变的功率下操作。

WR-SM机器的这些转矩传递特性还满足电牵引要求。

上面公开的发动机需要位于转子上的激励绕组、对该激励绕组供电的汇流电刷环以及用于调节激励电流的直流/直流斩波器。这些元件是基于统一技术的并且不会明显增加发动机的成本。

附图说明

通过参照以不受限制的例子的方式示出一些实施例的附图能更好地理解和实现本发明，附图中：

图1的曲线示出WR-SM和IPM-SM的特性之间的对比；

图2示出WR-SM在i_d-i_q平面上的M_sei_e＜L_dI_r的操作限制；

图3a、3b、3c示出激励电流i_e不同值下得到的转矩双曲线、电压限制曲线和电流限制曲线；

图4是WR-SM的单位功率因数运算的向量图；

图5是r＝3的机器在归一化平面

上的操作条件；

图6示出作为机器转动速度的函数的转矩、功率、定子电流角和激励电流；

图7示出依据机器在过渡区的转动速度的转矩、功率、功率因数和定子的供给电压；

图8的方块图示出转子绕组式同步电动机的各个控制阶段；

图9示出转子绕组式同步电动机的电磁变量的参照系统的变换；

图10示出上述方法采用的对参照的计算；

图11的方块图示出对转子绕组式同步电动机的运行区的选择；

图12示出对激励电流的精细调整；

图13示出对电磁实体的估计和调节；

图14示出磁通估计器的操作。

具体实施方式

下面列出详细公开中使用的主要符号。

术语表(瞬时值)：

Vr[伏]变流器可施加到定子上的最大相电压的模数；

P机器的极对的数量；

Mse[亨]定子绕组和转子绕组间的互感的最大值；

i_e[安]激励电流

I_REF[安]定子电流模数的基准；

θ[弧度]和转子同步的参照系统的电位置；

ω[弧度/秒]转子的电速度

i_a，i_b，i_c[安]定子各相的电流

i_d，i_q[安]转动二相参照系统dq中定子电流的分量；

i_d ^s，i_q ^s[安]固定二相参照系统dq^s中定子电流的分量；

i_dREF，i_qREF[安]参照系统dq中定子电流各分量的基准；

Φ_d，Φ_q[韦伯/米²]参照系统dq中间隙磁通的分量；

I_eREF[安]激励电流的基准；

L_d，L_q[亨]参照系统dq中的“等效电感”参数；

r_s[欧]定子相电阻；

v_d ^s，v_q ^s[伏]固定参照系统dq^s中基准定子电压的分量。

本公开的第一部分对线性转子绕组式异步电动机进行理论分析。

在说明书的这一部分里利用同步转动d-q参照系统进行线性WR-SM的分析。

设想d轴和转子极(pole)对齐并且忽略定子电阻，WR-SM机的定子电压方程组为

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=\frac{{\mathrm{d\Φ}}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_q\\ v_q=\frac{{\mathrm{d\Φ}}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_d\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中和d轴以及q轴有关的磁通匝连数为

Φ_d＝L_di_d+M_sei_e    (2)

Φ_q＝L_qi_q          (3)

WR-SM产生的转矩的表达式为

$T=\frac{3}{2}p[M_{\mathrm{se}}{i}_e{i}_q+(L_d-L_q)i_q{i}_d]---\left(4\right)$

其中第一项表示由于激励磁通的转矩，而第二项是电动机各向异性造成的转距影响。

如前面提到那样，在id-iq平面上展开对该机器的研究。在此平面上可以按如下表示电流供给和电压供给设定的限制。

从和该电动器关联的变流器提供电流的能力上的限制为

$i_d^2+i_q^2=I_r^2,---\left(5\right)$

其中Ir是该变流器提供的额定定子相电流的模数。

最大可得到电压设定的限制可表达成

$i_q^2+{\left(\frac{L_d}{L_q}\right)}^2{(i_d+\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_e}{L_d})}^2={\left(\frac{V_r}{\mathrm{\ω}{L}_q}\right)}^2---\left(6\right)$

其中Vr是变换器可为该电动机提供的最大电压的幅值。

电流限制(5)定义以i_d-i_q平面原点为中心的圆。电压限制(6)定义以下述坐标

$i_{d0}=-\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_e}{L_d};$ ；i_q0＝0      (7)

为中心的椭圆，其中i_d和i_q方向上的半轴分别等于

$s_d=\frac{V_r}{\mathrm{\ω}{L}_d};$ $s_q=\frac{V_r}{\mathrm{\ω}{L}_q}---\left(8\right)$

由于在此机器中L_d＞L_q，该椭圆的取向如图2中所示。

可以在(7)中注意到椭圆中心的位置取决于激励电流。当激励电流增大或减小时该中心分别在负i_d的方向或者朝着原点的方向移动。

对于给定的激励电流值，通过加大转动速度，电压椭圆变得越来越小直到它缩到原点中。

在i_d-i_q平面上，转矩表达式(4)是通过具有以下渐近线的双曲线表达的：

i_q＝0； $i_d=-\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_e}{L_d-L_q}---\left(9\right)$

由于L_d＞L_q，垂向渐近线位于半平面i_d＜0上，并且它的位置取决于激励电流。

可以对任何位于由电流圆和电压椭圆定义的限制之内的定子电流(i_d，i_q)的组合得到给定的转矩值。

电压椭圆的中心的位置定义最大转动速度。如果该中心位于电流圆之内，转动速度理论上是无限制的(ω_MAX＝∞)。如果该中心位于电流圆之外，最大理论速度对应于电流圆和较小的电压椭圆的交集并由下式给出

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{MAX}}=\frac{V_r}{M_{\mathrm{se}}{i}_e-L_d{I}_r}---\left(10\right)$

并且i_d＝-I_r，i_q＝0。

对激励电流的控制使能移动椭圆的中心以及转矩渐近线，以在大的速度范围上得到机器的最佳性能。

可以以几种方式定义机器的最佳性能，例如：

—在最大效率下操作；

—在每安培最大转矩下操作；

—在最大功率因数下操作。

下面说明对于任何转动速度对每安培定子电流给出最大转矩的控制技术。

在低速度上，使激励电流等于它的最大值(i_d＝i_eM)将永远得到每安培的最大转矩。

图3a、3b和3c示出对不同的激励电流值得到的转矩双曲线。激励电流越高，可产生的转矩越高，并且定子电流相同。在这些图中，图3c代表低速度下机器的最佳操作条件。

在高速度上，通过调节激励电流以达到单位功率因数操作条件可以达到机器在每安培最大转矩下的操作。

通过利用机器的标准化p.u.表示可以找到对于任何给定速度产生最大转矩的i_d、i_q和i_e的组合。p.u.表示中的电流分量是 ${\tilde{i}}_d=i_d/I_r$ 和 ${\tilde{i}}_q=i_q/I_r.$

下面，在假定定子电流的幅值等于变流器[4]的额定电流的情况下进行分析。相应地，p.u.电流分量变成

${\tilde{i}}_d=\cos \mathrm{\θ}---\left(11\right)$

${\tilde{i}}_q=\sin \mathrm{\θ}---\left(12\right)$

其中θ表示定子电流的向量的相位角。

为了分析地展开，定义下面的量

$r=\frac{L_d}{L_q},$ 特征比率            (13)

$a=\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_e}{L_d{I}_r},$

椭圆中心的坐标      (14)

其中a＝1，椭圆的中心对应于代表电流限制的圆和轴

的交点，而对于a＜1和a＞1椭圆的中心分别在代表电流限制的圆内和圆外。

可以把转矩表达式(4)重写为

$T=\frac{3}{2}p{L}_d{I}_r^2(\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_e}{L_d{I}_r}\frac{i_q}{I_r}+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}\frac{i_q}{I_r}\frac{i_d}{I_r})---\left(15\right)$

把(11)-(14)代入到(15)中得出

$T=\frac{3}{2}p{L}_d{I}_r^2(a\sin \mathrm{\θ}+(1-\frac{1}{r})\sin \mathrm{\θ}\cos \mathrm{\θ})---\left(16\right)$

从(16)转矩可以表达成

T＝T₀t    (17)

其中

$T_0=\frac{3}{2}p{L}_d{I}_r^2---\left(18\right)$

并且

$t=a\sin \mathrm{\θ}+(1-\frac{1}{r})\sin \mathrm{\θ}\cos \mathrm{\θ}---\left(19\right)$

是归一化转矩。

通过把(11)-(14)和(19)代入到(6)中，p.u.表示下表达电压限制的椭圆方程变成

${\sin }^2\mathrm{\θ}+r^2{(\cos \mathrm{\θ}+a)}^2=b^2---\left(20\right)$

其中

$b=\frac{s_q}{I_r}=\frac{V_r}{\mathrm{\ω}{L}_q{I}_r}---\left(21\right)$

下面，确定转子绕组式同步电动机的三个不同的运行区：低速运行区，高速运行区以及插在低速运行区和高速运行区之间的过渡速度区。

A.低速区

对于激励电流的最大值(i_e＝i_eM)，表示电压限制的椭圆以 ${\tilde{i}}_d=-a_M$ 为中心，其中

$a_M=\frac{M_{\mathrm{se}}{i}_{\mathrm{eM}}}{L_d{I}_r}---\left(22\right)$

在此激励电流下，通过设定

$\frac{\mathrm{dt}}{\mathrm{d\θ}}=0$

得到给出最大转矩的电流向量角θ_B，这导致

$\cos {\mathrm{\θ}}_B=\frac{-a+\sqrt{a^2+r^{{\′}^2}}}{4r^{\′}}---\left(23\right)$

其中

$r^{\′}=1-\frac{1}{r}---\left(24\right)$

对θ_B求解(23)并代到(19)中可给出最大转矩t_B。

把(23)代到(20)中得出

$b_B=\sqrt{(1-\mathrm{co}{s}^2{\mathrm{\θ}}_B)+r^2{(\cos {\mathrm{\θ}}_B+a)}^2}---\left(25\right)$

使(25)等于(21)给出可在其上得到最大转矩t_B的最高速度ω_B。

图5的p.u.曲线上示出的点B代表该机器的基本运行点。

B.高速区

当角速度超过ω_B，由于可得到的电压设定的限制，不能再得到最大转矩t_B。但是，对于任何角速度ω＞ω_B，能找到通过适当θ和a值定义的电枢电流分量和激励电流的组合，该组合使能产生最大转矩。已经探明，考虑电压限制下，在单位功率因数下达到该操作条件。

参照图4中示出的稳态条件下的曲线图，可以通过以下方程组表示单位功率因数操作条件

$\left\{\begin{array}{c}{V}_r=\cos \mathrm{\θ}=\mathrm{\ω}{L}_q{i}_q\\ V_r\sin \mathrm{\θ}=\mathrm{\ω}{L}_d{i}_d+\mathrm{\ω}{M}_{\mathrm{se}}{i}_e\end{array}\right.---\left(26\right)$

通过在(26)中插入电流限制i_d＝I_rcosθ和i_q＝I_rsinθ得到

$\left\{\begin{array}{c}{V}_r\cos \mathrm{\θ}=\mathrm{\ω}{L}_q{I}_r\sin \mathrm{\θ}\\ V_r\sin \mathrm{\θ}=\mathrm{\ω}{L}_d{I}_r\cos \mathrm{\θ}+\mathrm{\ω}{M}_{\mathrm{se}}{i}_e\end{array}\right.---\left(27\right)$

通过为θ求解(27)能确定在任何角速度ω＞ω_B下确保单位功率因数的电枢电流向量的相位角θ_H。该解为

${\mathrm{\θ}}_H=\mathrm{\π}-{\tan }^{-1}\left(\frac{V_r}{\mathrm{\ω}{L}_a{I}_r}\right)=\mathrm{\π}-{\tan }^{-1}\left(b\right)---\left(28\right)$

从(27)对应的激励电流为

$i_{\mathrm{eH}}=\frac{V_r\sin {\mathrm{\θ}}_H-\mathrm{\ω}{L}_d{I}_r\cos {\mathrm{\θ}}_H}{\mathrm{\ω}{M}_{\mathrm{se}}}---\left(29\right)$

把(29)代入(14)中得到

$a_H=\frac{b}{r}\sin {\mathrm{\θ}}_H-\cos {\mathrm{\θ}}_H---\left(30\right)$

通过把(28)和(30)引到(19)中可以计算转矩。能检验得到的转矩对应于不变功率运行。另外，参数a_H假定对于ω-∞渐近值为a_H＝1，这意味着电压椭圆的中心位于电流圆上(即a_H＝1-M_sei_eH＝L_dL_r)。

C.过渡速度区

在低速下通过激励电流的最大值防止机器以单位功率因数操作。如可从(29)看出那样，速度越低，激励电流越大。

通常，在大于ω_B的速度ω_C上达到最大激励电流。

从而为了完整对该控制技术的公开，必须进一步确定其中不能达到单位功率因数运行的从ω_B到ω_C的速度范围。

在此速度范围(其看成是不变转矩和不变功率运行之间的过渡区)中，在电流限制圆的和电压椭圆相交定义的点上获得最佳性能。可以从(20)计算电流向量角以得到

${\cos \mathrm{\θ}}_{\mathrm{BC}}=\frac{-r^2{a}_M+\sqrt{-r^2+r^2{b}^2+1-b^2+r^2{a}_M^2}}{r^2-1}---\left(31\right)$

作为例子，图5表示r＝3、a_M＝1.8下机器在p.u.坐标系中的运行条件。在b_B＝6.42下得到点B，由此对小于b_C＝4.95的b值得到单位功率因数运行。在非常高的速度上激励电流减小为和a_H＝1对应的值。

机器运行的例子

为了示出最有代表性的机器实体的行为，进行了从零到最大机器速度的数字仿真。

在下面的表中给出机器参数。

WR-SM参数
		Ld	90mH
Lq	30mH
		Mse	420mH
Ir	18A
		Vr	310V
ieM	7A
		P	2

图6从上至下示出作为速度函数的转矩、功率、定子电流角和激励电流。

图7示出在不变转矩运行区和不变功率运行区之间的过渡速度区中的转矩、功率、功率因数和供给电压。

在图6中可以看出，在和过渡区的结束点对应的点C之前激励电流保持在它的最大值上，并且随后在更高速度上减小。

在图7中可以看出，在过渡区中功率因数从0.85增加到1。在和比与点B对应的速度小的速度上转矩是不变的，而在和比点C对应的速度大的速度上功率是不变的。WR-SM在不变速度上的操作理论上延伸到不受限的速度上。

对该控制方法的说明

图8示出说明依据本发明的方法的各阶段的流程图。

该流程图包括涉及采集电磁实体、变换参照系统和测量瞬时速度的第一部分(以下称为部分1)，涉及生成电磁实体的参照值的第二部分(以下称为部分2)以及涉及估计磁通和电流调节的第三部分(以下称为部分3)。

下面详细确定上述三个部分

部分1-采集和参照系统变换

参照图9中示出的图，通过下面示出的矩阵D和T在固定的双相参照系统dq^s和与转子同步的转动双相系统中变换采集的定子电流。

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^s\\ i_q^s\end{array}\right]=\left[D\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\end{array}\right];$ $\left[D\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 1/\sqrt{3}& 2/\sqrt{3}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[T\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d^s\\ i_q^s\end{array}\right];$ $\left[T\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^s\\ i_q^s\end{array}\right]={\left[T\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right];$ ${\left[T\right]}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\end{array}\right]{=\left[D\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_d^s\\ i_q^s\end{array}\right];$ ${\left[D\right]}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]$

利用角θ通过转子位置确定转动参照系统dq的位置。

通过适当的测量转换器(编码器)测量转子电角度上的位置。

根据下面的公式按位置的时间微商计算速度。

由于系统是离散的，用有限差分进行计算。

在第k个间隔上计算下述速度：

${\mathrm{\ω}}_k=\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_k}{\mathrm{\ΔT}}$

其中：

ω_k计算间隔ΔT上的平均速度

ΔT计算间隔，等于计算周期Tc的整倍数，从而ΔT＝NTc

Δθ_k间隔ΔT中发生的转动

从而：

${\mathrm{\ω}}_k=\frac{{\mathrm{\θ}}_k-{\mathrm{\θ}}_{k-N}}{N{T}_c}$

部分2-基准的产生

该方块包含机器控制策略。

参照图11，作为转动速度ω和变流器能对该电动机提供的最大电压Vr的函数计算机器电流i_dqREF、i_eREF的组合，为此该机器吸收和所需基准I_REF相等的模数定子电流并且产生最大可生成转矩。

产生定子电流i_dqREF和转子电流i_eREF的基准值，这些值会由产生机器电流的电流调节器使用并且在部分3中用于估计机器参数。

为了计算这些基准，使用在部分3中计算的估计的机器参数L_d、L_q以及估计的磁通Φ_dq。

该控制策略基于由上面给出的式(1)--(31)定义的同步电动机的线性模型的知识。

实际电动机在磁路饱和的条件下并且从而在非线性条件下操作。

通过利用该线性模型并且其中利用部分3中的“估计器”块计算的虚拟值瞬态地更新这些参数的值，得到该机器在饱和条件下运行的模型。各参数的估计值取决于该机器的实际操作条件。

从而通过带有估计的可变参数的线性模型表示在饱和条件下运行的机器。

瞬时地，通过利用该机器在饱和条件下的模型，根据可得到的电压V_dc和转动速度ω，把机器的运行范围划分成前面确定的三个运行区，即：

1)低速运行区

2)中等速度运行区

3)高速运行区。

在低速运行区中激励电流值对应于最大允许值i_e＝i_eM。

存在最大转矩下的唯一操作点，它是图5中示出的点B。

该区中的操作最高能达到速度ω_B。

在中等速度运行区中，激励电流的值等于最大允许值i_e＝i_eM。

对于每个速度存在一条其上转矩为最大的轨迹i_dq，该轨迹由图5中示出的点B和C之间的圆弧描述。

该区中的运行在高达速度w_B＜w＜w_C是可能的。

在高速运行区中调节激励电流i_e以及定子电流分量i_dq的值以便得到每定子电流的最大转矩。

该调节对应该机器的单位功率因数操作。

能在大于ω_C的速度上实现该区中的运行。该区中的运行不具有速度上限。

根据图11中的方块图进行这三个区的控制策略的管理。

给出二个选择块，其中根据交流器提供的直流电压、速度ω和定子电流模数的基准值I_REF确定该机器工作的运行区。

取决于运行区并且取决于给出的限制(电压限制，定子电流限制，转子电流限制)，在电动机操作的任何时刻，通过利用前面示出的分析表达式，能确定遵从这些限制并且产生最大转矩的电流i_dg、i_e的配置。

在其中设定单位功率因数的高速运行区中，进行激励电流的精细调节从而改进系统的性能以便克服部分3中示出的估计器对参数估计的不准确。

该精细调节包括对根据图11中的图算出的激励电流值添加校正值。

根据达到代表定子电流和定子电压的向量同相或等效模式的条件的原则进行精细调节，代表定子电流和定子磁通的向量是成90°的。转动双相参照系统dq中后一个条件即等效模式是用下面的条件表达的

Φ_d·i_d+Φ_q·i_q＝0    (32)

式(32)代表定子磁能Ems。设定Ems＝0下的运行对应于不通过定子电流对电动机提供无功功率。通过利用应到到计算值E_ms上的比例积分调节器(PI)得到Ems＝0的运行。

如图12中所示，激励电流ie的校正值加到利用上面公开的计算系统得到的结果上并且它的作用受到一个饱和器的限制。部分3-磁通估计器和电流调节器

在该部分的估计器块中估计和定子的磁通匝连数分量Φ_d、Φ_q。一旦知道磁通，计算参数“虚拟电感”L_d、L_q的值。在部分2中该同步电动机的非线性模型里使用这些参数。

在该估计器块中计算定子中感应的逆电动势。调节方块使用该值以便能最佳地调整定子电流。

在调节器块中还计算变流器必须对定子施加的电压的基准值，该基准值使得能在部分1中算出的基准值上控制电流。

下面说明磁通估计器的操作原理。

在固定双相参照系统d_q ^s中估计对定子的磁通匝连数基于下述方程：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_d^s=\∫(v_d^s-r_s{i}_d^s)\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\Φ}}_q^s=\∫(v_q^s-r_s{i}_q^s)\mathrm{dt}\end{array}\right.---\left(33\right)$

或者，通过微分

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_d^s}{\mathrm{dt}}=v_d^s-r_s{i}_d^s\\ \frac{d{\mathrm{\Φ}}_q^s}{\mathrm{dt}}=v_q^s-r_s{i}_q^{s}t\end{array}\right.---\left(34\right)$

在数字控制系统中实现该估计器需要以离散形式表达(34)。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{d(k+1)}^s=\mathrm{\ΔT}(v_{d\left(k\right)}^s-r_s\·i_{d\left(k\right)}^s)+{\mathrm{\Φ}}_{d\left(k\right)}^s\\ {\mathrm{\Φ}}_{q(k+1)}^s=\mathrm{\ΔT}(v_{q\left(k\right)}^s-r_s\·i_{q\left(k\right)}^s)+{\mathrm{\Φ}}_{q\left(k\right)}^s\end{array}\right.---\left(35\right)$

在第k个周期完成下个周期(k+1)中的磁通值的计算。接着在随后的周期中关于部分2中的虚拟电感使用该计算产生的磁通值。

在式(35)中：

—在部分3中于前一个时刻(k-1)计算当前时刻的磁通值Φ_dq ^s(k)和当前时刻施加的电压值V_dq ^s(k)。

—从当前时刻进行的测量导出电流i_dq ^s(k)。

为了稳定磁通的估计，引入一个代表“额定运行磁通”的值的项。

该校正基于，在额定运行期间该估计器的结果必须覆盖“额定运行磁通”的值。

在固定双相参照系统中按如下计算“额定运行磁通的值”Φ_dqω ^s

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{d\ω}}^s=\frac{v_q^s-r_s{i}_q^s}{\mathrm{\ω}}\\ {\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{q\ω}}^s=\frac{v_d^s-r_s{i}_d^s}{\mathrm{\ω}}\end{array}\right.---\left(36\right)$

从而必须把估计器的式(34)修改成

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{d\Φ}}_d^s}{\mathrm{dt}}=v_d^s-r_s{i}_d^s+G({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{d\ω}}^s-{\mathrm{\Φ}}_d^s)\\ \frac{d{\mathrm{\Φ}}_q^s}{\mathrm{dt}}=v_q^s-r_s{i}_q^{s}t+G({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{q\ω}}^s-{\mathrm{\Φ}}_q^s)\end{array}\right.---\left(37\right)$

参数G影响该估计器的响应。高G值造成更稳定但准确性差的响应。低G值决定稳定差但更准确的响应。

用来实现磁通估计器的离散方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{d\ω}\left(k\right)}^s=-\frac{v_{q\left(k\right)}^s-r_s{i}_{q\left(k\right)}^s}{{\mathrm{\ω}}_{\left(k\right)}}\\ {\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{q\ω}\left(k\right)}^s=\frac{v_{d\left(k\right)}^s-r_s{i}_{d\left(k\right)}^s}{{\mathrm{\ω}}_{\left(k\right)}}\end{array}\right.---\left(38\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{d(k+1)}^s=\mathrm{\ΔT}[v_{d\left(k\right)}^s-r_s\·i_{d\left(k\right)}^s+G({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{d\ω}\left(k\right)}^s-{\mathrm{\Φ}}_{d\left(k\right)}^s)]+{\mathrm{\Φ}}_{d\left(k\right)}^s\\ {\mathrm{\Φ}}_{q(k+1)}^s=\mathrm{\ΔT}[v_q^s-r_s\·i_{q\left(k\right)}^s+G({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{q\ω}\left(k\right)}^s-{\mathrm{\Φ}}_{q\left(k\right)}^s)]+{\mathrm{\Φ}}_{q\left(k\right)}^s\end{array}\right.---\left(39\right)$

通过变换矩阵[T]在转动双相参照系统dq中示出估计的磁通

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{d(k+1)}\\ {\mathrm{\Φ}}_{q(k+1)}\end{array}\right]=\left[T\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Φ}}_{d(k+1)}^s\\ {\mathrm{\Φ}}_{q(k+1)}^s\end{array}\right]---\left(40\right)$

和估计的磁通对应的“虚拟电感”的值由下式给出

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{d(k+1)}=\frac{{\mathrm{\Φ}}_{d(k+1)}}{N_{d\left(k\right)}}\\ L_{q(k+1)}=\frac{{\mathrm{\Φ}}_{q(k+1)}}{N_{q\left(k\right)}}\end{array}\right.---\left(41\right)$

其中N_d(k)、N_q(k)是轴d和轴q的等效电流。

$\left\{\begin{array}{c}{N}_{d\left(k\right)}=i_{d\left(k\right)}+i_{\mathrm{eREF}\left(k\right)}^{\′}\\ N_{q\left(k\right)}=i_{q\left(k\right)}\end{array}\right.---\left(42\right)$

i′_eREF(k)是相对于定子的转子电流基准值。

在图14中示出磁通估计器的方块图。

Claims (23)

1.一种控制转子绕组式同步电动机的方法，其包括，测量多个指示所述电动机的操作的电磁实体，产生所述电动机的定子上的电压以得到定子电流以及再产生所述转子上的另一电压以得到转子电流，其特征在于所述方法还包括，在所述产生和所述再产生之前，处理所述各实体以计算所述定子电流以及所述转子电流的基准值，所述基准值对应于在提供的每安培定子电流下所述电动机产生能达到的最大转矩。

2.依据权利要求1的方法，其中所述实体至少包括定子电流、转子电流、供给电流和所述转子的角位置。

3.依据权利要求1或2的方法，其中所述计算包括确定所述转子的转速限制值，低于该限制值时存在着所述电动机对预设定的最大转子电流值、对所述定子电流的指定幅值以及对可施加到该电动机上的最大定子电压值产生的最大转矩。

4.依据权利要求3的方法，还包括比较所述转子转速的测量值和所述限制值。

5.依据权利要求4的方法，还包括，如果所述测量值小于所述限制值，把转子电流的基准值设成等于所述预设定的最大转子电流值。

6.依据权利要求5的方法，还包括计算对于所述定子电流的指定幅值转矩为最大的定子电流各分量的值。

7.依据权利要求6的方法，还包括，把所述定子电流分量的基准值设定成等于所述值。

8.依据权利要求4的方法，其中，如果所述测量值大于所述限制值，为所述定子电流的所述指定幅值以及为可对该电动机施加的最大定子电压值计算与所述电动机的单位功率因数操作条件对应的转子电流的另一值以及所述定子电流的各分量的另一组值。

9.依据权利要求8的方法，其中当定子磁通和定子电流彼此正交时出现所述操作条件。

10.依据权利要求8或9的方法，还包括，再比较所述另一转子电流值和所述预设定的最大转子电流值。

11.依据权利要求10的方法，还包括，如果所述另一转子电流值小于所述预设定的最大转子电流值，把转子电流的基准值设成等于所述另一值并且把定子电流积分量的基准值设成等于所述另一组值。

12.依据权利要求10的方法，还包括，如果所述另一转子电流值大于所述预设定的最大转子电流值，把转子电流的基准值设成等于所述预设定的最大转子电流值。

13.依据权利要求12的方法，还包括，计算定子电流各分量的再一组值，对于这些值，对于所述预设定的最大转子电流值、对于定子电流的所述指定幅值以及对于可施加到该电动机上的最大定子电压值，功率因数为最大。

14.依据权利要求13的方法，还包括把定子电流各分量的基准值设成等于所述再一组值。

15.依据上述任一权利要求的方法，还包括，相对于所述电动机在其上操作的不同饱和条件，估计所述电动机的磁路特征。

16.依据权利要求15的方法，其中所述估计包括定义指示所述不同饱和条件的参数。

17.依据权利要求16的方法，其中处理包括利用所述指示参数。

18.依据权利要求17的方法，其中所述指示参数定义所述定子电流的各分量和对应的定子磁通分量之间的联系。

19.依据权利要求15至18中任一权利要求的方法，其中所述估计包括处理所述电磁实体和所述基准值以得到所述电动机的定子磁通的指示。

20.依据上述任一权利要求的方法，其中通过利用变流器型转换器得到所述产生。

21.依据上述任一权利要求的方法，其中通过斩波器得到所述再产生。

22.一种程序，其包括计算机系统运行它时实现依据上述任一权利要求的方法的代码。

23.计算机可读的并且携带如权利要求22中定义的程序的支持体。

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