JP2008271503A - Reference current circuit - Google Patents

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Atsuo Inoue
敦雄 井上
Noriaki Matsuno
則昭 松野
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the temperature dependence of a reference current even in a case where a resistor with an extremely low level of temperature-dependence of a resistance value is employed. <P>SOLUTION: The reference current circuit includes a non-inverting amplifier circuit 110 for receiving a temperature-compensated reference voltage VBG and generating a voltage Vout1 at an output point, and a current source circuit 120 including a current mirror composed of a transistor Q1 connected to the output point of the non-inverting amplifier circuit 110 via a resistor R3 and a transistor Q2 for receiving a voltage equal to a voltage VBE1 generated across terminals of Q 1 and generating a current corresponding to the voltage VBE1. The circuit 110 includes a transistor Q3 a voltage generated across terminals of which has the same temperature characteristic as that of the transistor Q1, and is configured such that the voltage Vout1 is the sum of a temperature-compensated voltage component based on the reference voltage VBG and a voltage component equal to the voltage VBE3 across the terminals of the transistor Q3. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、アナログ回路に供給するバイアス電流を発生する参照電流回路に関する。   The present invention relates to a reference current circuit that generates a bias current to be supplied to an analog circuit.

図４は、従来の参照電流回路の構成を示す図である。
参照電流回路４００は、非反転増幅回路４１０と電流源回路１２０とを備えている。
非反転増幅回路４１０は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもつ増幅回路ＯＰ４０と、反転入力端子と接地端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ１と、出力端子と反転入力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ２から構成されている。増幅回路ＯＰ４０の非反転入力端子には、温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない、すなわち温度補償された基準電圧ＶＢＧが入力される。 FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a conventional reference current circuit.
The reference current circuit 400 includes a non-inverting amplifier circuit 410 and a current source circuit 120.
The non-inverting amplifier circuit 410 includes an amplifier circuit OP40 having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, a resistor R1 inserted in a wiring connecting the inverting input terminal and the ground terminal, an output terminal, and an inverting input. It is comprised from resistance R2 inserted in the wiring which connects a terminal. A reference voltage VBG that does not depend on the temperature T and the power supply voltage Vdd, that is, temperature compensated, is input to the non-inverting input terminal of the amplifier circuit OP40.

電流源回路１２０は、一方の端子が増幅回路ＯＰ４０の出力端子に接続された抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ３の他方の端子にコレクタとベースが接続されエミッタが接地されたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のコレクタとベースに、ベースが接続されたトランジスタＱ２から構成されている。
基準電圧ＶＢＧを出力する基準電圧回路５００は、一般的には、バンドギャップレファレンス回路がよく使用され、その一例を図５に示す。基準電圧回路５００は、増幅回路ＯＰ５の非反転入力端子と出力端子に接続された抵抗Ｒ１ａと、エミッタが増幅回路ＯＰ５の非反転入力端子に接続され、ベースとコレクタが接地されたトランジスタＱ１ａと、増幅回路ＯＰ５の反転入力端子と出力端子の間に接続された抵抗Ｒ２ａと、増幅回路ＯＰ５の反転入力端子とトランジスタＱ２ａのエミッタに接続された抵抗Ｒ３ａと、ベースとコレクタが接地されたトランジスタＱ２ａから構成されている。 The current source circuit 120 includes a resistor R3 whose one terminal is connected to the output terminal of the amplifier circuit OP40, a transistor Q1 whose collector and base are connected to the other terminal of the resistor R3 and whose emitter is grounded, and a collector of the transistor Q1. The transistor Q2 is connected to the base.
In general, a bandgap reference circuit is often used as the reference voltage circuit 500 that outputs the reference voltage VBG, and an example thereof is shown in FIG. The reference voltage circuit 500 includes a resistor R1a connected to the non-inverting input terminal and the output terminal of the amplifier circuit OP5, a transistor Q1a whose emitter is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier circuit OP5, and whose base and collector are grounded. A resistor R2a connected between the inverting input terminal and the output terminal of the amplifier circuit OP5, a resistor R3a connected to the inverting input terminal of the amplifier circuit OP5 and the emitter of the transistor Q2a, and a transistor Q2a whose base and collector are grounded. It is configured.

以上のように構成された参照電流回路４００について、温度依存性の少ない参照電流を発生する原理の概要を説明する。
非反転増幅回路４１０に対して次式が成り立つ。 An outline of the principle of generating a reference current with less temperature dependency for the reference current circuit 400 configured as described above will be described.
The following equation holds for the non-inverting amplifier circuit 410.

Figure 2008271503
（４．１）式より、
Figure 2008271503
 ここで、ＶＢＧは温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない基準電圧であり、またＲ１およびＲ２は正の温度係数をもつ抵抗である。温度をＴとすると、
Figure 2008271503
 From equation (4.1)
Figure 2008271503
 Here, VBG is a reference voltage independent of the temperature T and the power supply voltage Vdd, and R1 and R2 are resistors having a positive temperature coefficient. If the temperature is T,

Figure 2008271503
Ｒ１とＲ２の比は、温度が変化しても同じであるので、（４．２）式より、出力電圧Ｖｏｕｔ４は温度に依存しないことがわかる。
また、電流源回路１２０に対して次式が成り立つ。
Figure 2008271503
 Since the ratio of R1 and R2 is the same even when the temperature changes, it can be seen from the equation (4.2) that the output voltage Vout4 does not depend on the temperature.
Further, the following equation holds for the current source circuit 120.

Figure 2008271503
（４．３）式より、
Figure 2008271503
 （４．４）式の両辺を温度Ｔで偏微分すると、
Figure 2008271503
 また、
Figure 2008271503
 および、Ｖｏｕｔ４＞ＶＢＥより、（４．５）式の右辺第１項は正、右辺第２項は負となり、（４．５）式右辺が０となるように各パラメータを調整することによって、温度依存性の少ない参照電流Ｉｒｅｆ４を発生させる。このようにトランジスタＱ１の温度特性は、抵抗Ｒ３の温度特性によって補償されることになる。
渡辺嘉二郎、中村哲夫 共著、「アナログＬＳＩ設計の基礎」、オーム社、２００６、ｐ１４９−ｐ１５１
Figure 2008271503
 From equation (4.3)
Figure 2008271503
 When both sides of the formula (4.4) are partially differentiated by the temperature T,
Figure 2008271503
 Also,
Figure 2008271503
 From Vout4> VBE, by adjusting each parameter so that the first term on the right side of the formula (4.5) is positive, the second term on the right side is negative, and the right side of the formula (4.5) is zero. A reference current Iref4 with little temperature dependency is generated. Thus, the temperature characteristic of the transistor Q1 is compensated by the temperature characteristic of the resistor R3.
Coauthored by Watanabe Yoshijiro and Nakamura Tetsuo, “Basics of Analog LSI Design”, Ohmsha, 2006, p149-p151

近年、半導体集積回路の分野では抵抗の微細化に伴い、抵抗値の温度依存性が極めて小さくなってきている。また各パラメータを調整するにしても、現実には調整できる範囲には限界がある。そのため上記従来の構成では、参照電流の温度依存性を少なくすることが困難になってきている。
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、抵抗値の温度依存性が極めて小さな抵抗を用いた場合でも、参照電流の温度依存性を少なくすることができる参照電流回路を提供することを目的とする。 In recent years, in the field of semiconductor integrated circuits, with the miniaturization of resistance, the temperature dependence of the resistance value has become extremely small. Even if each parameter is adjusted, there is a limit to the range that can be actually adjusted. Therefore, in the conventional configuration, it is difficult to reduce the temperature dependence of the reference current.
The present invention solves the above-described conventional problems, and provides a reference current circuit that can reduce the temperature dependence of a reference current even when a resistance having a very small temperature dependence is used. Objective.

上記課題を解決するために、本発明に係る参照電流回路は、温度補償された基準電圧を受けて出力点に所定電圧を発生させる電圧発生回路と、 前記電圧発生回路の出力点に抵抗を介して接続された第１の半導体素子、および前記第１の半導体素子の端子間に生じる端子間電圧と同等の電圧を受けて当該電圧に対応する電流を流す第２の半導体素子から構成されたカレントミラーを含む電流源回路とを備え、前記電圧発生回路は、端子間電圧に関して前記第１の半導体素子と同等の温度特性をもつ第３の半導体素子を含み、かつ前記所定電圧が前記基準電圧に基づく温度補償された電圧成分と前記第３の半導体素子の端子間電圧に相当する電圧成分との和になるように回路構成されている。   In order to solve the above-described problem, a reference current circuit according to the present invention includes a voltage generation circuit that receives a temperature-compensated reference voltage and generates a predetermined voltage at an output point, and a resistor connected to the output point of the voltage generation circuit. And a second semiconductor element that receives a voltage equivalent to the inter-terminal voltage generated between the terminals of the first semiconductor element and causes a current corresponding to the voltage to flow. A current source circuit including a mirror, wherein the voltage generation circuit includes a third semiconductor element having a temperature characteristic equivalent to that of the first semiconductor element with respect to an inter-terminal voltage, and the predetermined voltage is set to the reference voltage. The circuit is configured to be the sum of the temperature compensated voltage component and the voltage component corresponding to the voltage across the terminals of the third semiconductor element.

上記構成によれば、抵抗値の温度依存性が極めて小さな抵抗を用いた場合でも、参照電流の温度依存性を少なくすることができる。   According to the above configuration, the temperature dependency of the reference current can be reduced even when a resistor having extremely small temperature dependency is used.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図である。
参照電流回路１００は、非反転増幅回路１１０と、非反転増幅回路１１０の出力を入力した電流源回路１２０とを備えている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a reference current circuit according to the first embodiment of the present invention.
The reference current circuit 100 includes a non-inverting amplifier circuit 110 and a current source circuit 120 to which the output of the non-inverting amplifier circuit 110 is input.

非反転増幅回路１１０は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもつ増幅回路ＯＰ１０と、反転入力端子と接地端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ１と、出力端子と反転入力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ２および温度補償素子としてのトランジスタＱ３とから構成されている。増幅回路ＯＰ１０の非反転入力端子には、温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない、すなわち温度補償された基準電圧ＶＢＧが入力される。   The non-inverting amplifier circuit 110 includes an amplifier circuit OP10 having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, a resistor R1 inserted in a wiring connecting the inverting input terminal and the ground terminal, an output terminal, and an inverting input. It comprises a resistor R2 inserted in a wiring connecting the terminals and a transistor Q3 as a temperature compensation element. A reference voltage VBG that does not depend on the temperature T and the power supply voltage Vdd, that is, temperature compensated, is input to the non-inverting input terminal of the amplifier circuit OP10.

電流源回路１２０と基準電圧回路５００は、従来の技術で説明した構成と同じであるので、説明を省略する。
次に、上記の通りに構成された第１の実施形態の参照電流回路１００について、抵抗の温度係数がほぼ０の場合に、温度依存性の少ない参照電流を発生する原理の概要を説明する。 Since the current source circuit 120 and the reference voltage circuit 500 have the same configuration as described in the related art, description thereof is omitted.
Next, for the reference current circuit 100 of the first embodiment configured as described above, an outline of the principle of generating a reference current with little temperature dependence when the temperature coefficient of resistance is approximately zero will be described.

非反転増幅回路１１０に対して次式が成り立つ。

Figure 2008271503
（１．１）式より、非反転増幅回路の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、
Figure 2008271503
 ここで、ＶＢＧは温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない基準電圧であり、またＲ１、Ｒ２およびＲ３は温度係数がほぼ０の抵抗である。
温度をＴとすると、 The following equation holds for the non-inverting amplifier circuit 110.
Figure 2008271503
 From the equation (1.1), the output voltage Vout1 of the non-inverting amplifier circuit is
Figure 2008271503
 Here, VBG is a reference voltage that does not depend on the temperature T and the power supply voltage Vdd, and R1, R2, and R3 are resistors having a temperature coefficient of approximately zero.
If the temperature is T,

Figure 2008271503
より、（１．２）式の右辺第１項は、温度に依存しないが、ＶＢＥ３が温度特性を持つ。
また、電流源回路１２０に対して次式が成り立つ。
Figure 2008271503
 （１．２）式と（１．３）式より、
Figure 2008271503
 よって、
Figure 2008271503
 となる。
ＶＢＥ３とＶＢＥ１とが同じ、もしくは、ほぼ同じであるとき、（１．４）式右辺第２項は、０とみなすことができる。
すなわち、
Figure 2008271503
 Thus, the first term on the right side of the equation (1.2) does not depend on the temperature, but VBE3 has temperature characteristics.
Further, the following equation holds for the current source circuit 120.
Figure 2008271503
 From equations (1.2) and (1.3)
Figure 2008271503
 Therefore,
Figure 2008271503
 It becomes.
When VBE3 and VBE1 are the same or substantially the same, the second term on the right side of equation (1.4) can be regarded as zero.
That is,

Figure 2008271503
となる。
ここで、抵抗について
Figure 2008271503
 と表すと、Ｒ１、Ｒ２およびＲ３は温度係数がほぼ０の抵抗であるので、
Figure 2008271503
 である。
（１．５）式の両辺を温度Ｔで偏微分すると、
Figure 2008271503
 となり、（１．６）式は、参照電流Ｉｒｅｆ１が温度Ｔに依存しないことを表している。
したがって、図１に示した構成とすることにより、参照電流Ｉｒｅｆ１の温度依存性を少なくすることができる。
Figure 2008271503
 It becomes.
Where about resistance
Figure 2008271503
 R1, R2 and R3 are resistances having a temperature coefficient of approximately 0.
Figure 2008271503
 It is.
When both sides of the formula (1.5) are partially differentiated by the temperature T,
Figure 2008271503
 Thus, the equation (1.6) represents that the reference current Iref1 does not depend on the temperature T.
Therefore, with the configuration shown in FIG. 1, the temperature dependence of the reference current Iref1 can be reduced.

以上のように、非反転増幅回路１１０の負帰還経路に、トランジスタＱ１と同等の温度特性をもつトランジスタＱ３を挿入することにより、トランジスタＱ１の温度特性を打ち消すことができる。すなわち、参照電流Ｉｒｅｆ１の温度依存性を無くする、または、小さくすることができる。
なお、第１の実施形態の電流源回路１２０では、トランジスタＱ１、Ｑ２を用いているが、図６に示す電流源回路１２１のようにＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を用いてもよい。この場合には、トランジスタＱ３に代えて、ＭＯＳトランジスタＭ１と同等の温度特性をもつＭＯＳトランジスタを用いるのが望ましい。 As described above, the temperature characteristic of the transistor Q1 can be canceled by inserting the transistor Q3 having the same temperature characteristic as that of the transistor Q1 into the negative feedback path of the non-inverting amplifier circuit 110. That is, the temperature dependence of the reference current Iref1 can be eliminated or reduced.
Although the transistors Q1 and Q2 are used in the current source circuit 120 of the first embodiment, MOS transistors M1 and M2 may be used as in the current source circuit 121 shown in FIG. In this case, it is desirable to use a MOS transistor having a temperature characteristic equivalent to that of the MOS transistor M1 instead of the transistor Q3.

また、非反転増幅回路１１０に含まれるトランジスタＱ３は、ＮＰＮバイポーラトランジスタを用いているが、ＰＮＰバイポーラトランジスタのダイオード接続やＰＮ接合ダイオードでもよく、さらに、温度特性が似ている素子や回路であれば、特に限定されない。
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図である。 The transistor Q3 included in the non-inverting amplifier circuit 110 uses an NPN bipolar transistor, but may be a diode connection of a PNP bipolar transistor or a PN junction diode, and any element or circuit having similar temperature characteristics may be used. There is no particular limitation.
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a reference current circuit according to the second embodiment of the present invention.

参照電流回路２００は、温度補償回路２１０と、温度補償回路２１０の出力を入力したボルテージフォロワ２２０と、ボルテージフォロワ２２０の出力を入力した電流源回路１２０とを備える。
温度補償回路２１０は、エミッタに基準電圧ＶＢＧが入力され、コレクタとベースとが接続されたトランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のコレクタおよびベースと電源端子との間に接続された抵抗Ｒ４から構成されている。 The reference current circuit 200 includes a temperature compensation circuit 210, a voltage follower 220 that receives the output of the temperature compensation circuit 210, and a current source circuit 120 that receives the output of the voltage follower 220.
The temperature compensation circuit 210 includes a transistor Q4 having a reference voltage VBG input to the emitter and a collector and a base connected, and a resistor R4 connected between the collector and base of the transistor Q4 and a power supply terminal. .

ボルテージフォロア２２０は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもち、非反転入力端子にトランジスタＱ４のコレクタとベースが接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されている増幅回路ＯＰ２０から構成されている。
電流源回路１２０と基準電圧回路５００は、従来の技術で説明した構成と同じであるので、説明を省略する。 The voltage follower 220 has an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal. The amplifier circuit OP20 has the collector and base of the transistor Q4 connected to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal and the output terminal connected to each other. It is composed of
Since the current source circuit 120 and the reference voltage circuit 500 have the same configuration as described in the related art, description thereof is omitted.

次に、上記の通りに構成された第２の実施形態の参照電流回路２００について、抵抗の温度係数がほぼ０の場合に、温度依存性の少ない参照電流を発生する原理の概要を説明する。
温度補償回路２１０の出力電圧ＶＴＣは、 Next, for the reference current circuit 200 of the second embodiment configured as described above, an outline of the principle of generating a reference current with little temperature dependence when the temperature coefficient of resistance is approximately zero will be described.
The output voltage VTC of the temperature compensation circuit 210 is

Figure 2008271503
であるので、ボルテージフォロア２２０の出力電圧Ｖｏｕｔ２は、
Figure 2008271503
 また、電流源回路１２０に対して、第１の実施形態と同様に、次式が成り立つ。
Figure 2008271503
 （２．２）式と（２．３）式より、
Figure 2008271503
 よって、
Figure 2008271503
 となる。
ＶＢＥ４とＶＢＥ１が同じ、もしくは、ほぼ同じであるとき、
Figure 2008271503
 となる。ここで、ＶＢＧは温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない基準電圧であり、またＲ３は温度係数がほぼ０の抵抗であるので、温度をＴとすると、
Figure 2008271503
 Therefore, the output voltage Vout2 of the voltage follower 220 is
Figure 2008271503
 For the current source circuit 120, the following equation holds as in the first embodiment.
Figure 2008271503
 From equations (2.2) and (2.3)
Figure 2008271503
 Therefore,
Figure 2008271503
 It becomes.
When VBE4 and VBE1 are the same or almost the same,
Figure 2008271503
 It becomes. Here, VBG is a reference voltage that does not depend on the temperature T and the power supply voltage Vdd, and R3 is a resistor having a temperature coefficient of approximately 0.

Figure 2008271503
である。
また、（２．５）式の両辺を温度Ｔで偏微分すると、
Figure 2008271503
 It is.
Further, when both sides of the formula (2.5) are partially differentiated by the temperature T,

Figure 2008271503
となり、（２．６）式は、参照電流Ｉｒｅｆ２が温度Ｔに依存しないことを表している。
したがって、図２に示した構成とすることにより、参照電流Ｉｒｅｆ２の温度依存性を少なくすることができる。
Figure 2008271503
 (2.6) represents that the reference current Iref2 does not depend on the temperature T.
Therefore, with the configuration shown in FIG. 2, the temperature dependence of the reference current Iref2 can be reduced.

以上のように、温度補償回路２１０に、トランジスタＱ１と同等の温度特性をもつトランジスタＱ４を用いることにより、トランジスタＱ１の温度特性を打ち消すことができる。すなわち、参照電流Ｉｒｅｆ２の温度依存性を無くする、または、小さくすることができる。
なお、第２の実施形態の電流源回路１２０では、トランジスタＱ１、Ｑ２を用いているが、図６に示す電流源回路１２１のようにＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を用いてもよい。この場合には、トランジスタＱ４に代えて、ＭＯＳトランジスタＭ１と同等の温度特性をもつＭＯＳトランジスタを用いるのが望ましい。 As described above, by using the transistor Q4 having the same temperature characteristic as that of the transistor Q1 in the temperature compensation circuit 210, the temperature characteristic of the transistor Q1 can be canceled. That is, the temperature dependency of the reference current Iref2 can be eliminated or reduced.
Although the transistors Q1 and Q2 are used in the current source circuit 120 of the second embodiment, MOS transistors M1 and M2 may be used as in the current source circuit 121 shown in FIG. In this case, it is desirable to use a MOS transistor having a temperature characteristic equivalent to that of the MOS transistor M1 instead of the transistor Q4.

また、温度補償回路２１０に抵抗Ｒ４を用いているが、図７に示す温度補償回路２１１のように、ベースにバイアス電圧ＶＢＩＡＳを入力したＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよく、また、温度補償回路２１０を図８に示すようにＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４に置換えた温度補償回路２１２としてもよい。
（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図である。 Although the resistor R4 is used in the temperature compensation circuit 210, a PNP bipolar transistor having a bias voltage VBIAS input to the base may be used as in the temperature compensation circuit 211 shown in FIG. As shown in FIG. 8, the temperature compensation circuit 212 may be replaced with MOS transistors M3 and M4.
(Third embodiment)
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a reference current circuit according to the third embodiment of the present invention.

参照電流回路３００は、温度補償回路２１０と、温度補償回路２１０の出力を入力した反転増幅回路３２０と、反転増幅回路３２０の出力を入力した反転増幅回路３３０と、反転増幅回路３３０の出力を入力した電流源回路１２０から構成されている。
温度補償回路２１０は、エミッタが接地され、ベースおよびコレクタが接続されたトランジスタＱ４と、電源端子とトランジスタＱ４のベースおよびコレクタに接続された抵抗Ｒ４から構成されている。 The reference current circuit 300 receives the temperature compensation circuit 210, the inverting amplifier circuit 320 that receives the output of the temperature compensation circuit 210, the inverting amplifier circuit 330 that receives the output of the inverting amplifier circuit 320, and the output of the inverting amplifier circuit 330. Current source circuit 120.
The temperature compensation circuit 210 includes a transistor Q4 whose emitter is grounded and whose base and collector are connected, and a resistor R4 connected to the power supply terminal and the base and collector of the transistor Q4.

反転増幅回路３２０は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもち、非反転入力端子が接地端子に接続されている増幅回路ＯＰ３０と、反転入力端子と温度補償回路２１０の出力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ６と、出力端子と反転入力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ７とから構成されている。
反転増幅回路３３０は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもち、非反転入力端子に基準電圧ＶＢＧが入力された増幅回路ＯＰ３１と、反転入力端子と増幅回路ＯＰ３０の出力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ８と、出力端子と反転入力端子とを結ぶ配線に挿設された抵抗Ｒ９とから構成されている。 The inverting amplifier circuit 320 has an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, the non-inverting input terminal is connected to the ground terminal, the inverting input terminal, and the output terminal of the temperature compensation circuit 210. And a resistor R7 inserted in the wiring connecting the output terminal and the inverting input terminal.
The inverting amplifier circuit 330 has an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and includes an amplifier circuit OP31 in which the reference voltage VBG is input to the non-inverting input terminal, an inverting input terminal, and an output terminal of the amplifier circuit OP30. The resistor R8 is inserted into the connecting wire, and the resistor R9 is inserted into the wire connecting the output terminal and the inverting input terminal.

電流源回路１２０と基準電圧回路５００は、従来の技術で説明した構成と同じであるので、説明を省略する。
次に、上記の通りに構成された第３の実施形態の参照電流回路３００について、抵抗の温度係数がほぼ０の場合に、温度依存性の少ない参照電流を発生する原理の概要を説明する。 Since the current source circuit 120 and the reference voltage circuit 500 have the same configuration as described in the related art, description thereof is omitted.
Next, for the reference current circuit 300 of the third embodiment configured as described above, an outline of the principle of generating a reference current with little temperature dependence when the temperature coefficient of resistance is approximately zero will be described.

温度補償回路２１０の出力は、トランジスタＱ４のベースとエミッタ間の電圧ＶＢＥ４である。
次に、反転増幅回路３２０の出力電圧をＶ３２０とすると、

Figure 2008271503
さらに、反転増幅回路３３０の出力電圧Ｖｏｕｔ３は、
Figure 2008271503
 ここで、Ｒ＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝Ｒ９とすると、Ｖｏｕｔ３は、
Figure 2008271503
 となる。
また、電流源回路１２０に対して、第１の実施形態と同様に、次式が成り立つ。 The output of the temperature compensation circuit 210 is a voltage VBE4 between the base and emitter of the transistor Q4.
Next, when the output voltage of the inverting amplifier circuit 320 is V320,
Figure 2008271503
 Further, the output voltage Vout3 of the inverting amplifier circuit 330 is
Figure 2008271503
 Here, when R = R6 = R7 = R8 = R9, Vout3 is
Figure 2008271503
 It becomes.
For the current source circuit 120, the following equation holds as in the first embodiment.

Figure 2008271503
（３．３）式と（３．４）式より、
Figure 2008271503
 よって、
Figure 2008271503
 となる。
ＶＢＥ４とＶＢＥ１が同じ、もしくは、ほぼ同じであるとき、
Figure 2008271503
 となる。ここで、ＶＢＧは温度Ｔおよび電源電圧Ｖｄｄに依存しない基準電圧であり、またＲ３は温度係数がほぼ０の抵抗であるので、温度をＴとすると、
Figure 2008271503
 である。
また、（３．６）式の両辺を温度Ｔで偏微分すると、
Figure 2008271503
 となり、（３．７）式は、参照電流Ｉｒｅｆ３が温度Ｔに依存しないことを表している。
したがって、図３に示した構成とすることにより、参照電流Ｉｒｅｆ３の温度依存性を少なくすることができる。
Figure 2008271503
 From the equations (3.3) and (3.4),
Figure 2008271503
 Therefore,
Figure 2008271503
 It becomes.
When VBE4 and VBE1 are the same or almost the same,
Figure 2008271503
 It becomes. Here, VBG is a reference voltage that does not depend on the temperature T and the power supply voltage Vdd, and R3 is a resistor having a temperature coefficient of approximately 0.
Figure 2008271503
 It is.
In addition, when both sides of the equation (3.6) are partially differentiated by the temperature T,
Figure 2008271503
 Thus, the expression (3.7) indicates that the reference current Iref3 does not depend on the temperature T.
Therefore, with the configuration shown in FIG. 3, the temperature dependence of the reference current Iref3 can be reduced.

以上のように、温度補償回路２１０に、トランジスタＱ１と同等の温度特性をもつトランジスタＱ４を用いることにより、トランジスタＱ１の温度特性を打ち消すことができる。すなわち、参照電流Ｉｒｅｆ３の温度依存性を無くする、または、小さくすることができる。
なお、上記の説明では、抵抗値をＲ＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝Ｒ９としたが、Ｒ６＝Ｒ９とＲ７＝Ｒ８との場合でもよい。 As described above, by using the transistor Q4 having the same temperature characteristic as that of the transistor Q1 in the temperature compensation circuit 210, the temperature characteristic of the transistor Q1 can be canceled. That is, the temperature dependency of the reference current Iref3 can be eliminated or reduced.
In the above description, the resistance value is R = R6 = R7 = R8 = R9, but it may be the case where R6 = R9 and R7 = R8.

また、第３の実施の形態の電流源回路１２０では、トランジスタＱ１、Ｑ２を用いているが、図６に示す電流源回路１２１のようにＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を用いてもよい。この場合には、トランジスタＱ４に代えて、ＭＯＳトランジスタＭ１と同等の温度特性をもつＭＯＳトランジスタを用いるのが望ましい。
また、温度補償回路２１０に抵抗Ｒ４を用いているが、図７に示す温度補償回路２１１のように、ベースにバイアス電圧ＶＢＩＡＳを入力したＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよく、また、温度補償回路２１０を図８に示すようにＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４に置換えた温度補償回路２１２としてもよい。 In the current source circuit 120 according to the third embodiment, the transistors Q1 and Q2 are used. However, MOS transistors M1 and M2 may be used as in the current source circuit 121 shown in FIG. In this case, it is desirable to use a MOS transistor having a temperature characteristic equivalent to that of the MOS transistor M1 instead of the transistor Q4.
Although the resistor R4 is used in the temperature compensation circuit 210, a PNP bipolar transistor having a bias voltage VBIAS input to the base may be used as in the temperature compensation circuit 211 shown in FIG. As shown in FIG. 8, the temperature compensation circuit 212 may be replaced with MOS transistors M3 and M4.

また、反転増幅回路３２０の非反転入力端子と接地端子との間に抵抗を接続してもよい。
以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に限られない。第１の実施形態における反転増幅回路１１０、第２の実施形態における温度補償回路２１０およびボルテージフォロワ２２０、第３の実施形態における温度補償回路２１０および反転増幅回路３２０、３３０は、いずれも出力電圧Ｖｏｕｔが「Ｖｏｕｔ＝α×ＶＢＧ＋ＶＢＥ」の関係式を満たす電圧発生回路とみなすことができる。このような関係式を満たす電圧発生回路であれば、どのような回路構成であっても上記実施形態と同様の効果を得ることができる。なおαは温度依存性が極めて小さな任意の係数であり、ＶＢＥは電流源回路１２０に含まれる半導体素子と同等の温度特性をもつ半導体素子の端子間電圧である。ここで半導体素子とは、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ、ＰＮ接合ダイオードあるいはダイオード接続されたＭＯＳトランジスタを意味する。また端子間電圧とは、例えばバイポーラトランジスタの場合、ベースエミッタ間電圧（ダイオード接続されているため、コレクタエミッタ間電圧とも言える）を意味する。 Further, a resistor may be connected between the non-inverting input terminal of the inverting amplifier circuit 320 and the ground terminal.
As mentioned above, although embodiment of this invention was described in detail, this invention is not limited to the said embodiment. The inverting amplifier circuit 110 in the first embodiment, the temperature compensation circuit 210 and the voltage follower 220 in the second embodiment, and the temperature compensation circuit 210 and the inverting amplifier circuits 320 and 330 in the third embodiment are all output voltage Vout. Can be regarded as a voltage generation circuit satisfying the relational expression of “Vout = α × VBG + VBE”. As long as the voltage generation circuit satisfies such a relational expression, the same effect as in the above embodiment can be obtained regardless of the circuit configuration. Α is an arbitrary coefficient having extremely small temperature dependence, and VBE is a voltage between terminals of a semiconductor element having a temperature characteristic equivalent to that of the semiconductor element included in the current source circuit 120. Here, the semiconductor element means a diode-connected bipolar transistor, a PN junction diode, or a diode-connected MOS transistor. In addition, the voltage between terminals means, for example, in the case of a bipolar transistor, a voltage between base emitters (which can be said to be a collector-emitter voltage because it is diode-connected).

本発明の参照電流回路は、アナログ回路を内蔵した半導体集積回路等に有用である。   The reference current circuit of the present invention is useful for a semiconductor integrated circuit or the like incorporating an analog circuit.

本発明の第１の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図The figure which shows the structure of the reference current circuit concerning the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図The figure which shows the structure of the reference current circuit concerning the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係わる参照電流回路の構成を示す図The figure which shows the structure of the reference current circuit concerning the 3rd Embodiment of this invention. 従来の参照電流回路の構成を示す図The figure which shows the structure of the conventional reference current circuit 基準電圧回路の構成を示す図Diagram showing the configuration of the reference voltage circuit 第１または第２または第３の実施形態の電流源回路の変形例の構成を示す図The figure which shows the structure of the modification of the current source circuit of 1st, 2nd or 3rd embodiment. 第２または第３の実施形態の温度補償回路の変形例の構成を示す図The figure which shows the structure of the modification of the temperature compensation circuit of 2nd or 3rd Embodiment. 第２または第３の実施形態の温度補償回路のＭＯＳトランジスタを用いた変形例の構成を示す図The figure which shows the structure of the modification using the MOS transistor of the temperature compensation circuit of 2nd or 3rd embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１００、２００、３００、４００ 参照電流回路
１１０ 温度補償素子を備えた非反転増幅回路
１２０、１２１ 電流源回路
２１０、２１１、２１２ 温度補償回路
２２０ ボルテージフォロア
３２０、３３０ 反転増幅回路
４１０ 非反転増幅回路
５００ 基準電圧回路
ＯＰ５、ＯＰ１０、ＯＰ２０、ＯＰ３０、ＯＰ３１、ＯＰ４０ 増幅回路
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９ 抵抗
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ１ａ、Ｑ２ａ バイポーラトランジスタ
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４ ＭＯＳトランジスタ
Ｖｄｄ 電源電圧
Ｖｓｓ 接地
ＶＢＧ 基準電圧回路の出力電圧
ＶＢＥ、ＶＢＥ１、ＶＢＥ３、ＶＢＥ４ トランジスタのベース・エミッタ間電圧
ＶＴ ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧
ＶＢＩＡＳ バイアス電圧
Ｖｏｕｔ１ 温度補償素子を備えた非反転増幅回路の出力電圧
Ｖｏｕｔ２ ボルテージフォロアの出力電圧
Ｖｏｕｔ３ 反転増幅回路の出力電圧
Ｖｏｕｔ４ 非反転増幅回路の出力電圧
Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２、Ｉｒｅｆ３、Ｉｒｅｆ４ 参照電流 100, 200, 300, 400 Reference current circuit 110 Non-inverting amplifier circuit 120 having temperature compensation element 120, 121 Current source circuit 210, 211, 212 Temperature compensation circuit 220 Voltage follower 320, 330 Inverting amplifier circuit 410 Non-inverting amplifier circuit 500 Reference voltage circuit OP5, OP10, OP20, OP30, OP31, OP40 Amplifier circuit R1, R2, R3, R4, R6, R7, R8, R9 Resistor Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q1a, Q2a Bipolar transistors M1, M2 , M3, M4 MOS transistor Vdd Power supply voltage Vss Ground VBG Reference voltage circuit output voltage VBE, VBE1, VBE3, VBE4 Transistor base-emitter voltage VT MOS transistor gate-source voltage VBIAS Bias voltage Vo Output voltage of the output voltage Vout4 non-inverting amplifier circuit of the output voltage Vout3 inverting amplifier circuit in the output voltage Vout2 voltage follower of the non-inverting amplifier circuit having a t1 temperature compensation element Iref1, Iref2, Iref3, Iref4 reference current

Claims (16)

温度補償された基準電圧を受けて出力点に所定電圧を発生させる電圧発生回路と、
前記電圧発生回路の出力点に抵抗を介して接続された第１の半導体素子、および前記第１の半導体素子の端子間に生じる端子間電圧と同等の電圧を受けて当該電圧に対応する電流を流す第２の半導体素子から構成されたカレントミラーを含む電流源回路とを備え、
前記電圧発生回路は、端子間電圧に関して前記第１の半導体素子と同等の温度特性をもつ第３の半導体素子を含み、かつ前記所定電圧が前記基準電圧に基づく温度補償された電圧成分と前記第３の半導体素子の端子間電圧に相当する電圧成分との和になるように回路構成されていること
を特徴とする参照電流回路。 A voltage generating circuit for receiving a temperature compensated reference voltage and generating a predetermined voltage at an output point;
A first semiconductor element connected to the output point of the voltage generation circuit via a resistor, and a voltage corresponding to the voltage between terminals generated between the terminals of the first semiconductor element, and receiving a current corresponding to the voltage A current source circuit including a current mirror composed of a second semiconductor element that flows;
The voltage generation circuit includes a third semiconductor element having a temperature characteristic equivalent to that of the first semiconductor element with respect to an inter-terminal voltage, and the predetermined voltage is a temperature-compensated voltage component based on the reference voltage and the first voltage 3. A reference current circuit, characterized in that the circuit is configured so as to be a sum of a voltage component corresponding to a voltage between terminals of the semiconductor element 3. 前記電圧発生回路は、帰還経路に前記第３の半導体素子が挿設された非反転増幅回路からなること
を特徴とする請求項１に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 1, wherein the voltage generation circuit includes a non-inverting amplifier circuit in which the third semiconductor element is inserted in a feedback path. 前記電圧発生回路は、さらに、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子とをもつ増幅回路と、第１および第２の抵抗とを含み、
前記増幅回路の非反転入力端子に前記基準電圧が入力され、前記増幅回路の出力端子の電圧が前記所定電圧として出力され、前記増幅回路の反転入力端子と接地端子とを結ぶ第１の配線に前記第１の抵抗が挿設され、前記増幅回路の出力端子と前記増幅回路の反転入力端子とを結ぶ第２の配線に前記第２の抵抗が挿設され、前記第３の半導体素子が前記第２の配線に挿設されるように回路構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の参照電流回路。 The voltage generation circuit further includes an amplifier circuit having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and first and second resistors,
The reference voltage is input to the non-inverting input terminal of the amplifier circuit, the voltage of the output terminal of the amplifier circuit is output as the predetermined voltage, and the first wiring that connects the inverting input terminal of the amplifier circuit and the ground terminal The first resistor is inserted, the second resistor is inserted in a second wiring connecting the output terminal of the amplifier circuit and the inverting input terminal of the amplifier circuit, and the third semiconductor element is The reference current circuit according to claim 1, wherein the circuit is configured to be inserted into the second wiring. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたバイポーラトランジスタであること
を特徴とする請求項３に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 3, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected bipolar transistor. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもＰＮ接合ダイオードであること
を特徴とする請求項３に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 3, wherein each of the first and third semiconductor elements is a PN junction diode. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたＭＯＳトランジスタであること
を特徴とする請求項３に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 3, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected MOS transistor. 前記電圧発生回路は、さらに、ボルテージフォロワと、抵抗とを含み、
電源端子と前記ボルテージフォロワの入力点とを結ぶ配線に前記抵抗が挿設され、前記基準電圧の入力点と前記ボルテージフォロワの入力点とを結ぶ配線に前記第３の半導体素子が挿設され、前記ボルテージフォロワの出力点の電圧が前記所定電圧として出力されるように回路構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の参照電流回路。 The voltage generation circuit further includes a voltage follower and a resistor,
The resistor is inserted in a wiring connecting a power supply terminal and an input point of the voltage follower, and the third semiconductor element is inserted in a wiring connecting the input point of the reference voltage and the input point of the voltage follower, The reference current circuit according to claim 1, wherein the reference current circuit is configured so that a voltage at an output point of the voltage follower is output as the predetermined voltage. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたバイポーラトランジスタであること
を特徴とする請求項７に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 7, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected bipolar transistor. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもＰＮ接合ダイオードであること
を特徴とする請求項７に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 7, wherein each of the first and third semiconductor elements is a PN junction diode. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたＭＯＳトランジスタであること
を特徴とする請求項７に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 7, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected MOS transistor. 前記抵抗は、ベースにバイアス電圧が入力されたバイポーラトランジスタまたはゲートにバイアス電圧が入力されたＭＯＳトランジスタであること
を特徴とする請求項７に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 7, wherein the resistor is a bipolar transistor having a bias voltage input to a base or a MOS transistor having a bias voltage input to a gate. 前記電圧発生回路は、さらに、第１および第２の反転増幅回路と、抵抗とを含み、
電源端子から接地端子までを結ぶ配線に前記抵抗および前記第３の半導体素子がこの順に挿設され、前記配線における前記抵抗および前記第３の半導体素子の中間点の電圧が前記第１の反転増幅回路に入力され、前記第１の反転増幅回路の出力電圧が前記第２の反転増幅回路に入力され、前記第２の反転増幅回路の出力電圧が前記所定電圧として出力され、前記第１の反転増幅回路の非反転入力端子に接地電圧が入力され、前記第２の反転増幅回路の非反転入力端子に前記基準電圧が入力されるように回路構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の参照電流回路。 The voltage generation circuit further includes first and second inverting amplifier circuits and a resistor,
The resistor and the third semiconductor element are inserted in this order in the wiring connecting the power supply terminal to the ground terminal, and the voltage at the intermediate point of the resistance and the third semiconductor element in the wiring is the first inversion amplification. Input to the circuit, the output voltage of the first inverting amplifier circuit is input to the second inverting amplifier circuit, the output voltage of the second inverting amplifier circuit is output as the predetermined voltage, and the first inversion 2. The circuit configuration according to claim 1, wherein a ground voltage is input to a non-inverting input terminal of the amplifier circuit, and the reference voltage is input to a non-inverting input terminal of the second inverting amplifier circuit. The reference current circuit described. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたバイポーラトランジスタであること
を特徴とする請求項１２に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 12, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected bipolar transistor. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもＰＮ接合ダイオードであること
を特徴とする請求項１２に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 12, wherein each of the first and third semiconductor elements is a PN junction diode. 前記第１および第３の半導体素子は、いずれもダイオード接続されたＭＯＳトランジスタであること
を特徴とする請求項１２に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 12, wherein each of the first and third semiconductor elements is a diode-connected MOS transistor. 前記抵抗は、ベースにバイアス電圧が入力されたバイポーラトランジスタまたはゲートにバイアス電圧が入力されたＭＯＳトランジスタであること
を特徴とする請求項１２に記載の参照電流回路。 The reference current circuit according to claim 12, wherein the resistor is a bipolar transistor having a bias voltage input to a base or a MOS transistor having a bias voltage input to a gate.
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