JP2008227893A - Temperature compensated piezoelectric oscillator - Google Patents

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好明 松本
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature compensated piezoelectric oscillator which is capable of sufficiently improving the precision of frequency temperature characteristics. <P>SOLUTION: A temperature compensated piezoelectric oscillator comprises an SAW resonator 2, an oscillation circuit 3, and a frequency temperature compensation circuit 4, and the frequency temperature compensation circuit 4 comprises a compensation voltage generating circuit 5, first and second MOS capacitance elements M1, M2, and a capacitor C1. The anode terminal of the first MOS capacitance element M1 and one terminal of the capacitor C1 are connected to each other, the gate terminal of the second MOS capacitance element M2 and the gate terminal of the first MOS capacitance element M1 are connected to each other, and the anode terminal of the second MOS capacitance element M2 and another terminal of the capacitor C1 are connected to each other. A reference voltage Vref is output from the compensation voltage generating circuit 5 to a connecting point between the gate terminal of the first MOS capacitance element M1 and the gate terminal of the second MOS capacitance element M2, a voltage for low temperature compensation is output to the anode terminal of the first MOS capacitance element M1, and a voltage for high temperature compensation is output to the anode terminal of the second MOS capacitance element M2. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は温度補償型圧電発振器に関わり、特に音叉型圧電振動子やＳＡＷ共振子などの２次の周波数温度特性を補償するのに好適なものである。   The present invention relates to a temperature-compensated piezoelectric oscillator, and is particularly suitable for compensating second-order frequency temperature characteristics such as a tuning-fork type piezoelectric vibrator and a SAW resonator.

近年、圧電発振器は周波数安定度、小型軽量、低価格等により通信機器や電子機器の多くの分野で用いられおり、中でも圧電振動子の周波数温度特性を補償した所謂温度補償型圧電発振器は、周波数の安定度を必要とする携帯電話等には不可欠のものとなっている。
また、最近、普及がめざましいリモートキーレス・エントリーシステムは、車や住居の鍵の開閉を容易にすると共に、送信信号を暗号化することでセキュリティ性も合わせ持つため、広く用いられている。このようなリモートキーレス・エントリーシステムにも送信信号の精度を向上させるため、温度補償されたＳＡＷ発振器が用いられているものがある。例えば、特許文献１には、温度補償回路の温度特性がＶ字形特性とすることで、二次の周波数温度特性を有するＳＡＷ共振子の周波数安定度を高めるようにした温度補償型ＳＡＷ発振器が開示されている。 In recent years, piezoelectric oscillators have been used in many fields of communication equipment and electronic equipment due to their frequency stability, small size, light weight, low price, etc. Among them, so-called temperature compensated piezoelectric oscillators that compensate the frequency temperature characteristics of piezoelectric vibrators It is indispensable for mobile phones and the like that require high stability.
Recently, remote keyless entry systems, which have been widely used, are widely used because they can easily open and close a car or a house key and also have security by encrypting a transmission signal. Some remote keyless entry systems use a temperature-compensated SAW oscillator in order to improve the accuracy of the transmission signal. For example, Patent Document 1 discloses a temperature compensated SAW oscillator in which the temperature stability of a SAW resonator having a second-order frequency temperature characteristic is increased by making the temperature characteristic of the temperature compensation circuit a V-shaped characteristic. Has been.

また、温度補償型水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）においては、ＭＯＳ容量素子の本来有する曲線的な容量変化を利用した間接型のＴＣＸＯが開示されている。
例えば、特許文献２には、第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子に固定容量素子の一方端子を接続した直列回路と第２のＭＯＳ容量素子とを第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子が第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子と接続するように並列接続した並列回路により周波数温度補償回路を構成し、第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子と第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子との接続点に基準電圧信号を供給し、第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子に第１の制御電圧信号を供給し、第２のＭＯＳ容量素子のゲート端子に第２の制御電圧信号を供給することで、三次関数曲線を有するＡＴカット振動子の周波数安定度を高めるようにした温度補償発振器が開示されている。
特開２００５−１７５６３３公報 特開２００４−３４３７３３公報 In addition, in a temperature compensated crystal oscillator (hereinafter referred to as TCXO), an indirect TCXO using a curvilinear capacitance change inherent in a MOS capacitor element is disclosed.
For example, in Patent Document 2, a series circuit in which one terminal of a fixed capacitor element is connected to an anode terminal of a first MOS capacitor element and a second MOS capacitor element are connected to the anode terminal of the second MOS capacitor element. A frequency temperature compensation circuit is configured by a parallel circuit connected in parallel so as to be connected to the gate terminal of the MOS capacitor element, and is connected to the connection point between the gate terminal of the first MOS capacitor element and the anode terminal of the second MOS capacitor element. The reference voltage signal is supplied, the first control voltage signal is supplied to the anode terminal of the first MOS capacitor element, and the second control voltage signal is supplied to the gate terminal of the second MOS capacitor element. There has been disclosed a temperature compensated oscillator in which the frequency stability of an AT cut vibrator having a function curve is increased.
JP 2005-175633 A JP 2004-343733 A

しかしながら、特許文献１に開示されている温度補償型ＳＡＷ発振器は、二次関数曲線を有するＳＡＷ共振子をＶ字形特性の温度補償回路によって温度補償を行っているため、補償後の温度特性の精度を十分に高めることができないという問題点があった。
また、特許文献２に開示されている温度補償発振器は、三次関数曲線を有するＡＴカット振動子の温度補償を行うための回路であるため、二次関数曲線を有するＳＡＷ共振子などの２次の周波数温度特性を有する圧電振動子を使用した圧電発振器に適用することができないものであった。
本発明はこのような点を鑑みてなされたものであり、周波数温度特性の精度を十分高めることができる温度補償型圧電発振器を提供することを目的とする。 However, the temperature compensated SAW oscillator disclosed in Patent Document 1 performs temperature compensation on a SAW resonator having a quadratic function curve by a temperature compensation circuit having a V-shaped characteristic. There was a problem that it was not possible to raise the level sufficiently.
Further, since the temperature compensated oscillator disclosed in Patent Document 2 is a circuit for performing temperature compensation of an AT-cut vibrator having a cubic function curve, a secondary filter such as a SAW resonator having a quadratic function curve is used. It cannot be applied to a piezoelectric oscillator using a piezoelectric vibrator having frequency temperature characteristics.
The present invention has been made in view of these points, and an object of the present invention is to provide a temperature-compensated piezoelectric oscillator that can sufficiently improve the accuracy of frequency temperature characteristics.

上記目的を達成するため、本発明は、２次の周波数温度特性を有する圧電振動子、発振回路、及び周波数温度補償回路により構成される温度補償型圧電発振器であって、周波数温度補償回路は、補償電圧発生回路と、第１及び第２のＭＯＳ容量素子と、固定容量素子と、を備え、第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子と固定容量素子の一方の端子を接続し、第２のＭＯＳ容量素子のゲート端子と第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子を接続し、第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子と固定容量素子の他方の端子を接続し、補償電圧発生回路は、第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子と第２のＭＯＳ容量素子のゲート端子との接続点に所定の基準電圧を出力し、第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子に低温補償用電圧を出力し、第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子に高温補償用電圧を出力するようにした。
このような本発明によれば、周波数温度補償回路により二次関数曲線を有する圧電振動子の周波数温度特性を補償することで、周波数安定度に優れた圧電発振器を実現することができる。また圧電振動子以外の回路は、ＩＣ化を図ることができるので、発振器をより小型化することが可能になる。 In order to achieve the above object, the present invention is a temperature compensated piezoelectric oscillator including a piezoelectric vibrator having a second-order frequency temperature characteristic, an oscillation circuit, and a frequency temperature compensation circuit. A compensation voltage generating circuit; first and second MOS capacitance elements; and a fixed capacitance element, wherein an anode terminal of the first MOS capacitance element and one terminal of the fixed capacitance element are connected, and the second MOS The gate terminal of the capacitive element is connected to the gate terminal of the first MOS capacitive element, the anode terminal of the second MOS capacitive element is connected to the other terminal of the fixed capacitive element, and the compensation voltage generating circuit is connected to the first MOS capacitive element. A predetermined reference voltage is output to a connection point between the gate terminal of the capacitive element and the gate terminal of the second MOS capacitive element, a low-temperature compensation voltage is output to the anode terminal of the first MOS capacitive element, and the second MOS Capacitive element And it outputs a high-temperature compensation voltage to the anode terminal.
According to the present invention as described above, a piezoelectric oscillator having excellent frequency stability can be realized by compensating the frequency temperature characteristic of the piezoelectric vibrator having a quadratic function curve by the frequency temperature compensation circuit. Since circuits other than the piezoelectric vibrator can be integrated into an IC, the oscillator can be further downsized.

また本発明の温度補償型圧電発振器は、補償電圧発生回路が温度を検出する温度検出回路と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より低いと検出されたときに、低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電圧を発生させる低温補償用電圧発生回路と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より高いと検出されたときに、所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電圧を発生させる高温補償用電圧発生回路と、を備えるようにした。
このような本発明によれば、補償電圧発生回路において低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電圧、及び所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電圧を発生させるようにしているので、簡単な回路構成で周波数安定度に優れた圧電発振器を実現することができる。また圧電振動子以外の回路は、ＩＣ化を図ることができるので、発振器をより小型化することが可能になる。 The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to the present invention includes a temperature detection circuit for detecting the temperature by the compensation voltage generation circuit, and a straight line from the low temperature side to the predetermined temperature when the temperature detection circuit detects that the ambient temperature is lower than the predetermined temperature. Low-temperature compensation voltage generation circuit that generates a low-temperature compensation voltage that changes automatically, and high-temperature compensation that changes linearly from a predetermined temperature to a high-temperature side when the temperature detection circuit detects that the ambient temperature is higher than the predetermined temperature And a high-temperature compensation voltage generating circuit for generating a working voltage.
According to the present invention, the compensation voltage generation circuit generates the low temperature compensation voltage that linearly changes from the low temperature side to the predetermined temperature and the high temperature compensation voltage that linearly changes from the predetermined temperature to the high temperature side. Therefore, a piezoelectric oscillator having a simple circuit configuration and excellent frequency stability can be realized. Since circuits other than the piezoelectric vibrator can be integrated into an IC, the oscillator can be further downsized.

また本発明の温度補償型圧電発振器は、補償電圧発生回路は、温度を検出する温度検出回路と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より低いと検出されたときに、低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電流を発生させる低温側電流源回路と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より高いと検出されたときに、所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電流を発生させる高温側電流源回路と、低温補償用電流に基づいて圧電振動子の周波数温度特性に対応した低温補償用電圧を発生させる低温補償用電圧発生回路と、高温補償用電流に基づいて圧電振動子の周波数温度特性に対応した高温補償用電圧を発生させる高温補償用電圧発生回路と、を備えるようにした。
このような本発明によれば、補償電圧発生回路において圧電振動子の周波数温度特性に対応した低温補償用電圧、及び高温補償制御電圧を発生させることができるので、より周波数安定度に優れた圧電発振器を実現することができる。また圧電振動子以外の回路は、ＩＣ化を図ることができるので、発振器をより小型化することが可能になる。 In the temperature compensated piezoelectric oscillator of the present invention, the compensation voltage generation circuit includes a temperature detection circuit for detecting the temperature, and when the ambient temperature is detected to be lower than the predetermined temperature by the temperature detection circuit, the compensation voltage generation circuit is applied from the low temperature side to the predetermined temperature. A low-temperature current source circuit that generates a low-temperature compensation current that changes linearly, and a high-temperature compensation that changes linearly from the predetermined temperature to the high-temperature side when the ambient temperature is detected to be higher than the predetermined temperature by the temperature detection circuit A high temperature side current source circuit that generates a current for use, a low temperature compensation voltage generation circuit that generates a low temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator based on the low temperature compensation current, and a high temperature compensation current And a high temperature compensation voltage generation circuit for generating a high temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator.
According to the present invention as described above, the compensation voltage generation circuit can generate the low temperature compensation voltage and the high temperature compensation control voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator. An oscillator can be realized. Since circuits other than the piezoelectric vibrator can be integrated into an IC, the oscillator can be further downsized.

以下、本発明の温度補償型ＳＡＷ発振器の実施形態を説明する。
図１は本実施形態の温度補償型ＳＡＷ発振器の構成を示した図である。
この図１に示す本実施形態の温度補償型ＳＡＷ発振器１は、ＳＡＷ共振子２、発振回路３、及び破線で囲って示した温度補償回路４により構成される。温度補償回路４は、補償電圧発生回路５、低温補償用の第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１、高温補償用の第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２、及び調整用のコンデンサ（固定容量素子）Ｃ１を備え、第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１のアノード端子とコンデンサＣ１の一方の端子とを接続する。また第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２のゲート端子と第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１のゲート端子、及び第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２のアノード端子とコンデンサＣ１の他方の端子とをそれぞれ接続する。つまり、温度補償回路４は、第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１とコンデンサＣ１との直列接続回路と、第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２との並列接続からなっており、第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１と第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２の極性が同一向きに接続されている。 Hereinafter, embodiments of the temperature compensated SAW oscillator of the present invention will be described.
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the temperature compensated SAW oscillator of this embodiment.
A temperature compensated SAW oscillator 1 according to this embodiment shown in FIG. 1 includes a SAW resonator 2, an oscillation circuit 3, and a temperature compensation circuit 4 surrounded by a broken line. The temperature compensation circuit 4 includes a compensation voltage generation circuit 5, a first MOS capacitor element M1 for low temperature compensation, a second MOS capacitor element M2 for high temperature compensation, and an adjustment capacitor (fixed capacitor element) C1. The anode terminal of the first MOS capacitor element M1 is connected to one terminal of the capacitor C1. The gate terminal of the second MOS capacitor element M2 is connected to the gate terminal of the first MOS capacitor element M1, and the anode terminal of the second MOS capacitor element M2 is connected to the other terminal of the capacitor C1. That is, the temperature compensation circuit 4 includes a series connection circuit of the first MOS capacitor element M1 and the capacitor C1 and a parallel connection of the second MOS capacitor element M2, and the first MOS capacitor element M1 and the first MOS capacitor element M1 are connected to each other. The polarities of the two MOS capacitor elements M2 are connected in the same direction.

補償電圧発生回路５からは、第１及び第２のＭＯＳ容量素子Ｍ１、Ｍ２のゲート端子の接続点に抵抗Ｒ１を介して所定の基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。また第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１のアノード端子に抵抗Ｒ２を介して低温補償用電圧ＶＬ、第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２のアノード端子に高温補償用電圧ＶＨがそれぞれ印加される。なお、補償電圧発生回路の構成は後述する。   A predetermined reference voltage Vref is applied from the compensation voltage generation circuit 5 via a resistor R1 to a connection point between the gate terminals of the first and second MOS capacitors M1 and M2. Further, the low temperature compensation voltage VL is applied to the anode terminal of the first MOS capacitor element M1 through the resistor R2, and the high temperature compensation voltage VH is applied to the anode terminal of the second MOS capacitor element M2. The configuration of the compensation voltage generation circuit will be described later.

図２は、発振回路３の回路構成を示した図である。
この図２に示す発振増幅用のトランジスタＴＲ１のコレクタにはコイルＬ１を介して駆動電源から駆動電圧Ｖｃｃを供給する。トランジスタＴＲ１のベースには、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によってバイアス電圧を印加する。トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間にはコンデンサＣ１１を接続すると共に、エミッタ−接地（ＧＮＤ）間にはエミッタ抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２とを並列に接続する。発振回路３の発振出力は、トランジスタＴＲ１のコレクタから直流阻止用のコンデンサＣ１４を介して出力する。またトランジスタＴＲ１のベースは、直流阻止用のコンデンサＣ１３を介して温度補償回路４に接続する。 FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of the oscillation circuit 3.
A drive voltage Vcc is supplied from the drive power supply to the collector of the oscillation amplification transistor TR1 shown in FIG. 2 via the coil L1. A bias voltage is applied to the base of the transistor TR1 through resistors R11 and R12. A capacitor C11 is connected between the base and emitter of the transistor TR1, and an emitter resistor R13 and a capacitor C12 are connected in parallel between the emitter and ground (GND). The oscillation output of the oscillation circuit 3 is output from the collector of the transistor TR1 through the DC blocking capacitor C14. The base of the transistor TR1 is connected to the temperature compensation circuit 4 via a DC blocking capacitor C13.

図３は本実施形態の温度補償型ＳＡＷ発振器に用いられるＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示した図である。この図に示すようにＳＡＷ共振子は、周波数温度特性が上に凸の逆Ｕ字形の二次曲線で常温付近に零温度係数点を有する。そこで、本実施の形態では、温度補償回路４により、特許文献２と同様、ＭＯＳ容量素子が有する曲線的な容量変化を利用してＳＡＷ共振子の周波数温度特性の補償を行うことにより、温度補償型ＳＡＷ発振器の温度特性の精度を高めるようにした。   FIG. 3 is a diagram showing the frequency temperature characteristics of the SAW resonator used in the temperature compensated SAW oscillator of this embodiment. As shown in this figure, the SAW resonator is an inverted U-shaped quadratic curve whose frequency temperature characteristic is convex upward, and has a zero temperature coefficient point near room temperature. Therefore, in the present embodiment, the temperature compensation circuit 4 compensates for the frequency temperature characteristics of the SAW resonator by using the curvilinear capacitance change of the MOS capacitance element, as in Patent Document 2, thereby performing temperature compensation. Improved accuracy of temperature characteristics of type SAW oscillator.

以下、本発明の特徴である温度補償回路４について詳細に説明する。
図４（ａ）は、ＭＯＳ容量素子の容量（Ｃ）−電圧（Ｖ）特性を示した図であり、ＭＯＳ容量素子のアノード電圧を基準としたゲート電圧（以下、単に「ゲート電圧」と称す）と、ＭＯＳ容量素子の両端に現れる容量値との関係を示した図、図４（ｂ）は、本実施の形態の温度補償回路の容量変化特性を示した図である。また図５は本実施の形態の温度補償回路の作用を説明した図である。また図６はＳＡＷ共振子のみの周波数温度特性と、温度補償型ＳＡＷ発振器の周波数温度特性を示す図である。
図４（ａ）に示すようにＭＯＳ容量素子は、ゲート電圧が低い電圧Ｖａにおいては、容量値が高くその変化は僅少である。そして、ゲート電圧が高くなるにしたがって容量値が急減に減少して電圧Ｖｃにおいて容量値は低くその変化は僅少になるような特性を有する。そこで、本実施の形態の温度補償回路４では、図４（ａ）に示すゲート電圧Ｖａ〜Ｖｂの電圧範囲における容量変化を利用して、図４（ｂ）に示すような容量変化特性を得ることで低温側及び高温側の温度補償を行うようにした。 Hereinafter, the temperature compensation circuit 4 which is a feature of the present invention will be described in detail.
FIG. 4A is a diagram showing the capacitance (C) -voltage (V) characteristics of the MOS capacitance element. The gate voltage based on the anode voltage of the MOS capacitance element (hereinafter simply referred to as “gate voltage”). ) And a capacitance value appearing at both ends of the MOS capacitance element, and FIG. 4B is a diagram showing capacitance change characteristics of the temperature compensation circuit of the present embodiment. FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the temperature compensation circuit of the present embodiment. FIG. 6 is a diagram showing the frequency-temperature characteristics of the SAW resonator alone and the frequency-temperature characteristics of the temperature-compensated SAW oscillator.
As shown in FIG. 4A, the MOS capacitance element has a high capacitance value and little change at a voltage Va having a low gate voltage. As the gate voltage increases, the capacitance value decreases rapidly, and the capacitance value is low at the voltage Vc, so that the change is small. Therefore, in the temperature compensation circuit 4 of the present embodiment, the capacitance change characteristic as shown in FIG. 4B is obtained by using the capacitance change in the voltage range of the gate voltages Va to Vb shown in FIG. Thus, the temperature compensation on the low temperature side and the high temperature side was performed.

このため、本実施の形態の温度補償回路４では、周囲温度に基づいて、第１のＭＯＳ容量素子Ｍ１のアノード端子に、図５（ａ）に破線で示したような低温補償用電圧ＶＬを印加すると共に、第２のＭＯＳ容量素子Ｍ２のアノード端子に、図５（ｂ）に実線で示した高温補償用電圧ＶＨを印加するようにした。これにより、温度補償回路４において、図５（ｂ）に示すような温度−容量特性が得られることになる。これは温度補償回路４において、図５（ｃ）に示すような温度−周波数補償特性が得られることを意味している。
従って、本実施の形態の温度補償型ＳＡＷ発振器によれば、図６に曲線Ａで示した補償前のＳＡＷ共振子の周波数温度特性を、曲線Ｂで示すような周波数温度特性を有する温度補償回路４により補償することで、ＳＡＷ共振子の周波数偏差が温度補償回路４により相殺（キャンセル）され、曲線Ｃで示すような周波数安定度に優れた周波数温度特性を実現することができる。 For this reason, in the temperature compensation circuit 4 of the present embodiment, the low-temperature compensation voltage VL as shown by the broken line in FIG. 5A is applied to the anode terminal of the first MOS capacitor element M1 based on the ambient temperature. In addition, the high-temperature compensation voltage VH indicated by the solid line in FIG. 5B is applied to the anode terminal of the second MOS capacitor element M2. As a result, the temperature compensation capacity 4 as shown in FIG. 5B is obtained in the temperature compensation circuit 4. This means that the temperature compensation circuit 4 can obtain temperature-frequency compensation characteristics as shown in FIG.
Therefore, according to the temperature-compensated SAW oscillator of the present embodiment, the frequency temperature characteristic of the SAW resonator before compensation shown by the curve A in FIG. By compensating by 4, the frequency deviation of the SAW resonator is canceled (cancelled) by the temperature compensation circuit 4, and a frequency temperature characteristic with excellent frequency stability as shown by the curve C can be realized.

次に、第１の実施の形態の温度補償回路４の補償電圧発生回路について説明する。
図７は補償電圧発生回路の回路構成の一例を示した図である。
この図７に示す補償電圧発生回路５は、温度を検出する温度検出回路１１と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より低いと検出されたときに低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電圧を発生させる低温補償用電圧発生回路６と、温度検出回路により周囲温度が所定温度より高いと検出されたときに、所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電圧を発生させる高温補償用電圧発生回路７とを備える。
温度検出回路１１は、抵抗Ｒ２１とダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続からなる温度検出用ダイオードＤとにより構成する。抵抗Ｒ２１の一方には電源から駆動電圧Ｖｃｃを供給すると共に、抵抗Ｒ２１の他方は、温度検出用ダイオードＤのアノードに接続する。また温度検出用ダイオードＤのカソードは接地する。 Next, a compensation voltage generation circuit of the temperature compensation circuit 4 of the first embodiment will be described.
FIG. 7 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the compensation voltage generation circuit.
The compensation voltage generation circuit 5 shown in FIG. 7 linearly changes from the low temperature side to the predetermined temperature when the temperature detection circuit 11 detects the temperature and the temperature detection circuit detects that the ambient temperature is lower than the predetermined temperature. A low temperature compensation voltage generation circuit 6 for generating a low temperature compensation voltage and a high temperature compensation voltage that linearly changes from a predetermined temperature to a high temperature side when the ambient temperature is detected to be higher than the predetermined temperature by the temperature detection circuit. And a high-temperature compensation voltage generation circuit 7 to be generated.
The temperature detection circuit 11 includes a resistor R21 and a temperature detection diode D that is formed by connecting diodes D1 and D2 in series. The drive voltage Vcc is supplied from the power source to one of the resistors R21, and the other of the resistors R21 is connected to the anode of the temperature detection diode D. The cathode of the temperature detection diode D is grounded.

第１の演算増幅器Ｕ１の＋入力は、抵抗Ｒ２１と温度検出用ダイオードＤのアノードとの接続点に接続する。また第１の演算増幅器Ｕ１の−入力は抵抗Ｒ２２を介して第１の電圧源１４の＋側と接続する。第１の電圧源１４の−側は接地する。また第１の演算増幅器Ｕ１の−入力は、トランジスタＱ１及びＱ２のエミッタにそれぞれ接続する。一方、第１の演算増幅器Ｕ１の出力には、トランジスタＱ１及びＱ２のベースに接続する。またトランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ３のコレクタに接続する。またトランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ５のコレクタに接続する。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ３のベースに接続し、トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ５のベースに接続する。
一方、トランジスタＱ４のコレクタは、第２の演算増幅器Ｕ２の＋入力に接続すると共に、抵抗Ｒ２３を介して第３の演算増幅器Ｕ３の＋入力に接続する。またトランジスタＱ６のコレクタは第３の演算増幅器Ｕ２の−入力に接続する。また第３の演算増幅器Ｕ３の＋入力は第２の電圧源１５の＋側を接続する。第２の電圧源１５の−側は接地する。また第２の演算増幅器Ｕ２の出力端子は−入力に接続し、第３の演算増幅器Ｕ３の出力端子は抵抗Ｒ２４を介して−入力に接続する。なお、図示していないが第１の電圧源１４の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとして出力される。 The + input of the first operational amplifier U1 is connected to the connection point between the resistor R21 and the anode of the temperature detection diode D. The negative input of the first operational amplifier U1 is connected to the positive side of the first voltage source 14 via the resistor R22. The negative side of the first voltage source 14 is grounded. The negative input of the first operational amplifier U1 is connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2, respectively. On the other hand, the output of the first operational amplifier U1 is connected to the bases of the transistors Q1 and Q2. The collector of the transistor Q1 is connected to the collector of the transistor Q3. The collector of the transistor Q2 is connected to the collector of the transistor Q5. The collector of transistor Q3 is connected to the base of transistor Q3, and the collector of transistor Q5 is connected to the base of transistor Q5.
On the other hand, the collector of the transistor Q4 is connected to the + input of the second operational amplifier U2 and to the + input of the third operational amplifier U3 via the resistor R23. The collector of the transistor Q6 is connected to the negative input of the third operational amplifier U2. The + input of the third operational amplifier U3 is connected to the + side of the second voltage source 15. The negative side of the second voltage source 15 is grounded. The output terminal of the second operational amplifier U2 is connected to the-input, and the output terminal of the third operational amplifier U3 is connected to the-input via the resistor R24. Although not shown, the output voltage of the first voltage source 14 is output as the reference voltage Vref.

このように構成される補償電圧発生回路５の動作を説明する。
図８（ａ）は、図７に示した温度検出ダイオードＤの温度特性を示した図であり、横軸は温度、縦軸は温度検出ダイオードＤの両端電圧Ｖｄである。この図８（ａ）に示すように温度検出ダイオードＤは温度の上昇に伴い、その両端電圧Ｖｄは直線的に低下する。ここで、図３に示したＳＡＷ共振子の周波数温度特性の頂点の温度をＴｐとし、この温度Ｔｐにおける温度検出ダイオードＤの両端電圧Ｖｄの値をＶｄｐとし、第１の電圧源１４の電圧Ｖ１を電圧Ｖｄｐと等しく設定する。 The operation of the compensation voltage generation circuit 5 configured as described above will be described.
FIG. 8A is a diagram showing the temperature characteristics of the temperature detection diode D shown in FIG. 7, where the horizontal axis is the temperature and the vertical axis is the voltage Vd across the temperature detection diode D. As shown in FIG. 8 (a), the temperature detection diode D has a voltage Vd that decreases linearly as the temperature rises. Here, the temperature at the apex of the frequency temperature characteristic of the SAW resonator shown in FIG. 3 is Tp, the value of the voltage Vd across the temperature detection diode D at this temperature Tp is Vdp, and the voltage V1 of the first voltage source 14 is set. Is set equal to the voltage Vdp.

ここで、温度補償型ＳＡＷ発振器の周囲温度Ｔが温度Ｔｐより低い場合を想定すると、温度検出ダイオードＤの両端電圧ＶｄはＶｄｐより高い値となる。すると、第１の演算増幅器Ｕ１の特性（演算増幅器の増幅度を無限大∞とすると、第１の演算増幅器Ｕ１の＋入力の入力電圧（＋Ｖ）と−入力の入力電圧（−Ｖ）が等しくなるように動作する）により、第１の演算増幅器Ｕ１の２つの入力は（＋Ｖ）＝（−Ｖ）となり、抵抗Ｒ２２、トランジスタＱ１のエミッタ及び第１の演算増幅器Ｕ１の−入力の接続点では、（−Ｖ）＞Ｖｄｐとなるので、第１のカレントミラー回路１２からトランジスタＱ１を通して電流ＩＬが流れることになる。第１のカレントミラー回路１２では、カレントミラー回路の特性より同じ電流ＩＬがトランジスタＱ４を介して流れ、第２の演算増幅器Ｕ２の＋入力に入力されることになる。これにより、第２の演算増幅器Ｕ２の出力電圧ＶＬは、電流ＩＬに応じて変化することになる。従って、第２の演算増幅器Ｕ２の出力電圧ＶＬは、図８（ｂ）に示すような波形となる。周囲温度Ｔが温度Ｔｐ以上の場合には第１のカレントミラー回路１２には電流が流れないので、第２の演算増幅器Ｕ２の出力電圧ＶＬは第２の電圧源１５の電圧値がそのまま出力されることになる。   Here, assuming that the ambient temperature T of the temperature-compensated SAW oscillator is lower than the temperature Tp, the voltage Vd across the temperature detection diode D is higher than Vdp. Then, the characteristic of the first operational amplifier U1 (assuming that the amplification degree of the operational amplifier is infinite ∞, the input voltage (+ V) of the first input of the first operational amplifier U1 is equal to the input voltage (−V) of the negative input). Therefore, the two inputs of the first operational amplifier U1 become (+ V) = (− V), and at the connection point of the resistor R22, the emitter of the transistor Q1 and the −input of the first operational amplifier U1. (−V)> Vdp, the current IL flows from the first current mirror circuit 12 through the transistor Q1. In the first current mirror circuit 12, the same current IL flows through the transistor Q4 due to the characteristics of the current mirror circuit, and is input to the + input of the second operational amplifier U2. As a result, the output voltage VL of the second operational amplifier U2 changes according to the current IL. Therefore, the output voltage VL of the second operational amplifier U2 has a waveform as shown in FIG. When the ambient temperature T is equal to or higher than the temperature Tp, no current flows through the first current mirror circuit 12, so that the output voltage VL of the second operational amplifier U2 is output as it is as the voltage value of the second voltage source 15. Will be.

次に、温度補償型ＳＡＷ発振器の周囲温度Ｔが温度Ｔｐより高い場合を想定すると、温度検出ダイオードＤの両端電圧ＶｄはＶｄｐより下降し、第１の演算増幅器Ｕ１の＋入力の電圧（＋Ｖ）＝Ｖｄ＜Ｖ１となる。第１の演算増幅器Ｕ１の−入力の入力電圧（−Ｖ）＝（＋Ｖ）＜Ｖ１となるので、第１の電圧源１４からトランジスタＱ２を介して電流ＩＨを供給する。この電流ＩＨが第２のカレントミラー回路１３のトランジスタＱ５に流れると、第２のカレントミラー回路１３のトランジスタＱ６を介して電流ＩＨが流れることになる。トランジスタＱ６に流れる電流ＩＨは、抵抗Ｒ２４を介してトランジスタＱ６に供給される。この電流を供給すべく第３の演算増幅器Ｕ３の出力電圧ＶＨが上昇することになる。周囲温度Ｔが温度Ｔｐ以下の場合には第２のカレントミラー回路１３には電流が流れないので、第３の演算増幅器Ｕ２の出力電圧ＶＨは第２の電圧源１５の電圧値がそのまま出力されることになる。従って、第３の演算増幅器Ｕ３の出力電圧ＶＨは、図８（ｃ）に示すような波形となる。
このように本実施の形態の補償電圧発生回路５では、低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電圧、及び所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電圧を発生させるようにしているので、簡単な回路構成で周波数安定度に優れたＳＡＷ発振器を実現することができる。またＳＡＷ共振子以外の回路は、ＩＣ化を図ることができるので、発振器をより小型化することが可能になる。 Next, assuming that the ambient temperature T of the temperature-compensated SAW oscillator is higher than the temperature Tp, the voltage Vd across the temperature detection diode D falls below Vdp, and the + input voltage (+ V) of the first operational amplifier U1. = Vd <V1. Since the input voltage (−V) = (+ V) <V1 of the negative input of the first operational amplifier U1, the current IH is supplied from the first voltage source 14 via the transistor Q2. When the current IH flows through the transistor Q5 of the second current mirror circuit 13, the current IH flows through the transistor Q6 of the second current mirror circuit 13. The current IH flowing through the transistor Q6 is supplied to the transistor Q6 via the resistor R24. In order to supply this current, the output voltage VH of the third operational amplifier U3 increases. When the ambient temperature T is equal to or lower than the temperature Tp, no current flows through the second current mirror circuit 13, so that the output voltage VH of the third operational amplifier U2 is output as it is as the voltage value of the second voltage source 15. Will be. Therefore, the output voltage VH of the third operational amplifier U3 has a waveform as shown in FIG.
As described above, the compensation voltage generation circuit 5 according to the present embodiment generates the low temperature compensation voltage that linearly changes from the low temperature side to the predetermined temperature and the high temperature compensation voltage that linearly changes from the predetermined temperature to the high temperature side. As a result, a SAW oscillator excellent in frequency stability can be realized with a simple circuit configuration. Since circuits other than the SAW resonator can be integrated into an IC, the oscillator can be further downsized.

次に、本発明の第２の実施の形態に係る温度補償型ＳＡＷ発振器について説明する。
上記第１の実施の形態に係る温度補償型ＳＡＷ発振器においては、周囲温度の変化に応じて直線的に変化する第１及び第２の制御電圧ＶＬ、ＶＨを発生させて第１及び第２のＭＯＳ容量素子Ｍ１、Ｍ２の容量を変化させることにより、ＳＡＷ発振器の温度補償を行っていた。これに対して、第２の実施の形態に係る温度補償型ＳＡＷ発振器においては、周囲温度の変化に応じて曲線的に変化する第１及び第２の制御電圧ＶＬ、ＶＨを発生させて第１及び第２のＭＯＳ容量素子Ｍ１、Ｍ２の容量を変化させるようにしたものである。
従って、第２の実施の形態の温度補償型ＳＡＷ発振器のほうが、第１の実施の形態の温度補償型ＳＡＷ発振器に比べて、ＳＡＷ共振子の周波数温度特性に応じた温度補償回路を実現することが可能になるため、図９に示すように、温度補償型ＳＡＷ発振器の周波数温度特性（補償後の特性）が平坦になり、より周波数安定度に優れた温度補償型ＳＡＷ発振器を実現することができる。 Next, a temperature compensated SAW oscillator according to a second embodiment of the present invention will be described.
In the temperature-compensated SAW oscillator according to the first embodiment, the first and second control voltages VL and VH that change linearly according to changes in the ambient temperature are generated to generate the first and second control voltages. The temperature compensation of the SAW oscillator has been performed by changing the capacitance of the MOS capacitors M1 and M2. On the other hand, in the temperature compensated SAW oscillator according to the second embodiment, the first and second control voltages VL and VH that change in a curve according to the change in the ambient temperature are generated to generate the first. The capacitances of the second MOS capacitor elements M1 and M2 are changed.
Therefore, the temperature compensated SAW oscillator according to the second embodiment realizes a temperature compensation circuit corresponding to the frequency temperature characteristics of the SAW resonator as compared with the temperature compensated SAW oscillator according to the first embodiment. Therefore, as shown in FIG. 9, it is possible to realize a temperature-compensated SAW oscillator in which the frequency-temperature characteristics (characteristics after compensation) of the temperature-compensated SAW oscillator are flattened and the frequency stability is more excellent. it can.

以下、第２の実施の形態に係る温度補償型ＳＡＷ発振器の温度補償回路の補償電圧発生回路について説明する。
第２の実施の形態に係る補償電圧発生回路は、温度補償用電流源回路、低温側の補償電圧発生回路、及び高温側の補償電圧発生回路により構成される。なお、後述するように低温側の補償電圧発生回路と高温側の補償電圧発生回路は一つの補償電圧発生回路により構成することができる。
図１０は温度補償用電流源回路の一例を示した図である。なお、図７に示す補償電圧発生回路５と同一部位には同一符号を付して説明は省略する。
この図１０に示す温度補償用の電流源回路２０は、温度を検出する温度検出回路１１と、第１の演算増幅器Ｕ１と、第１及び第２のカレントミラー回路１２と、トランジスタＱ７、Ｑ８からなる第３のカレントミラー回路１６と、第１の電圧源１４とを備えている。
温度検出回路１１は、図７と同様、抵抗Ｒ２１とダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続からなる温度検出用ダイオードＤとにより構成する。抵抗Ｒ２１の一方には、電源から駆動電圧Ｖｃｃを供給すると共に、抵抗Ｒ２１の他方は、温度検出用ダイオードＤのアノードに接続する。また温度検出用ダイオードＤのカソードは接地する。 The compensation voltage generation circuit of the temperature compensation circuit of the temperature compensation SAW oscillator according to the second embodiment will be described below.
The compensation voltage generation circuit according to the second embodiment includes a temperature compensation current source circuit, a low temperature side compensation voltage generation circuit, and a high temperature side compensation voltage generation circuit. As will be described later, the low-temperature side compensation voltage generation circuit and the high-temperature side compensation voltage generation circuit can be configured by one compensation voltage generation circuit.
FIG. 10 is a diagram showing an example of a temperature compensation current source circuit. The same parts as those of the compensation voltage generating circuit 5 shown in FIG.
The current source circuit 20 for temperature compensation shown in FIG. 10 includes a temperature detection circuit 11 for detecting temperature, a first operational amplifier U1, first and second current mirror circuits 12, and transistors Q7 and Q8. The third current mirror circuit 16 and the first voltage source 14 are provided.
As in FIG. 7, the temperature detection circuit 11 includes a resistor R21 and a temperature detection diode D formed by connecting diodes D1 and D2 in series. One side of the resistor R21 is supplied with a driving voltage Vcc from the power source, and the other side of the resistor R21 is connected to the anode of the temperature detection diode D. The cathode of the temperature detection diode D is grounded.

第１の演算増幅器Ｕ１の＋入力は、抵抗Ｒ２１と温度検出用ダイオードＤのアノードとの接続点に接続する。また第１の演算増幅器Ｕ１の−入力は抵抗Ｒ２２を介して第１の電圧源１４の＋側と接続する。第１の電圧源１４の−側は接地する。また第１の演算増幅器Ｕ１の−入力は、トランジスタＱ１及びＱ２のエミッタにそれぞれ接続する。一方、第１の演算増幅器Ｕ１の出力には、トランジスタＱ１及びＱ２のベースに接続する。またトランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ３のコレクタに接続する。またトランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ５のコレクタに接続する。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ３のベースに接続し、トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ５のベースに接続する。そして、トランジスタＱ４のコレクタから低温側の補償電流を出力するようにしている。
またトランジスタＱ６のコレクタはトランジスタＱ７のコレクタに接続し、トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ７のベースに接続する。トランジスタＱ７のベースはトランジスタＱ８のベースに接続し、トランジスタＱ８のコレクタから高温側の補償電流を出力するようにしている。なお、図示していないが第１の電圧源１４の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとして出力される。 The + input of the first operational amplifier U1 is connected to the connection point between the resistor R21 and the anode of the temperature detection diode D. The negative input of the first operational amplifier U1 is connected to the positive side of the first voltage source 14 via the resistor R22. The negative side of the first voltage source 14 is grounded. The negative input of the first operational amplifier U1 is connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2, respectively. On the other hand, the output of the first operational amplifier U1 is connected to the bases of the transistors Q1 and Q2. The collector of the transistor Q1 is connected to the collector of the transistor Q3. The collector of the transistor Q2 is connected to the collector of the transistor Q5. The collector of transistor Q3 is connected to the base of transistor Q3, and the collector of transistor Q5 is connected to the base of transistor Q5. A low-temperature compensation current is output from the collector of the transistor Q4.
The collector of transistor Q6 is connected to the collector of transistor Q7, and the collector of transistor Q7 is connected to the base of transistor Q7. The base of the transistor Q7 is connected to the base of the transistor Q8, and a high-temperature side compensation current is output from the collector of the transistor Q8. Although not shown, the output voltage of the first voltage source 14 is output as the reference voltage Vref.

このように構成される温度補償用の電流源回路２０の動作を説明する。
図１１（ａ）は、上記図７に示した温度検出ダイオードＤの温度特性を示した図であり、温度補償型ＳＡＷ発振器の周囲温度Ｔが温度Ｔｐより低い場合を想定すると、温度検出ダイオードＤの両端電圧ＶｄはＶｄｐより高い値となる。すると、第１の演算増幅器Ｕ１の特性により、第１の演算増幅器Ｕ１の２つの入力端子は（＋Ｖ）＝（−Ｖ）となり、抵抗Ｒ２２、トランジスタＱ１のエミッタ及び第１の演算増幅器Ｕ１の−入力の接続点では、（−Ｖ）＞Ｖｄｐとなるので、第１のカレントミラー回路１２からトランジスタＱ１を通して電流ＩＬが流れることになる。第１のカレントミラー回路１２では、カレントミラー回路の特性より同じ電流ＩＬがトランジスタＱ４を介して流れるので、トランジスタＱ４のコレクタに低温側の出力端子を設けるようにすれば、図１１（ｂ）に示すような波形の低温側補償用電流ＩｉＬを得ることができる。 The operation of the temperature compensation current source circuit 20 configured as described above will be described.
FIG. 11A is a diagram showing the temperature characteristics of the temperature detection diode D shown in FIG. 7. Assuming that the ambient temperature T of the temperature compensated SAW oscillator is lower than the temperature Tp, the temperature detection diode D is shown. The voltage Vd at both ends of V is higher than Vdp. Then, due to the characteristics of the first operational amplifier U1, the two input terminals of the first operational amplifier U1 become (+ V) = (− V), and the resistor R22, the emitter of the transistor Q1, and the − of the first operational amplifier U1. Since (−V)> Vdp is satisfied at the input connection point, the current IL flows from the first current mirror circuit 12 through the transistor Q1. In the first current mirror circuit 12, since the same current IL flows through the transistor Q4 due to the characteristics of the current mirror circuit, if a low-temperature side output terminal is provided at the collector of the transistor Q4, FIG. A low-temperature side compensation current IiL having a waveform as shown can be obtained.

一方、温度補償型ＳＡＷ発振器の周囲温度Ｔが温度Ｔｐより高い場合を想定すると、温度検出ダイオードＤの両端電圧ＶｄはＶｄｐより下降し、第１の演算増幅器Ｕ１の＋入力の電圧（＋Ｖ）＝（Ｖｄ）＜（Ｖ１）となる。第１の演算増幅器Ｕ１の−入力の入力電圧（−Ｖ）＝（＋Ｖ）＜（Ｖ１）となるので、第１の電圧源１４からトランジスタＱ２を介して電流ＩＨが流れる。この電流ＩＨが第２のカレントミラー回路１３のトランジスタＱ５に流れると、トランジスタＱ６を介して電流ＩＨが流れることになる。トランジスタＱ６に電流ＩＨが流れると、第３のカレントミラー回路１６のトランジスタＱ７に電流ＩＨが流れるので、トランジスタＱ８にも電流ＩＨが流れることになる。従って、トランジスタＱ８のコレクタに高温側の出力端子を設けるようにすれば、図１１（ｃ）に示すような波形の高温側補償用電流を得ることができる。   On the other hand, assuming that the ambient temperature T of the temperature compensated SAW oscillator is higher than the temperature Tp, the voltage Vd across the temperature detection diode D falls below Vdp, and the + input voltage (+ V) of the first operational amplifier U1 = (Vd) <(V1). Since the input voltage (−V) = (+ V) <(V1) at the −input of the first operational amplifier U1, the current IH flows from the first voltage source 14 via the transistor Q2. When the current IH flows through the transistor Q5 of the second current mirror circuit 13, the current IH flows through the transistor Q6. When the current IH flows through the transistor Q6, the current IH flows through the transistor Q7 of the third current mirror circuit 16, and thus the current IH also flows through the transistor Q8. Therefore, if a high-temperature output terminal is provided at the collector of the transistor Q8, a high-temperature compensation current having a waveform as shown in FIG. 11C can be obtained.

次に補償電圧発生回路について説明する。
図１２は補償電圧発生回路の回路構成を示した図である。
この図１２に示す補償電圧発生回路は、カレントミラー回路３１、２／３乗変換回路３２、演算増幅器Ｕ１１、第１及び第２の電流源３３、３４、及び電圧源３５により構成される。カレントミラー回路３１は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３により構成し、トランジスタＱ１１のコレクタに第１の電流源３３を接続する。トランジスタＱ１１のコレクタはベースに接続し、そのエミッタは接地する。トランジスタＱ１２のベースは、トランジスタＱ１１、Ｑ１３のベースに接続する。トランジスタＱ１２のコレクタは２／３乗変換回路３２を構成するトランジスタＱ１３のエミッタ及びトランジスタＱ１４のベースに接続する。またトランジスタＱ１５のコレクタは、トランジスタＱ１４のエミッタ及びトランジスタＱ１６のベースに接続する。トランジスタＱ１２、Ｑ１５のエミッタは、それぞれ接地する。トランジスタＱ１３のエミッタは、トランジスタＱ１４のベースに接続し、トランジスタＱ１４のエミッタはトランジスタＱ１６のベースに接続し、トランジスタＱ１６のエミッタは接地する。トランジスタＱ１３及びＱ１４のコレクタには電源から駆動電圧Ｖｃｃを供給し、トランジスタＱ１６のコレクタは第２の電流源３４に接続する。さらにトランジスタＱ１３のベースは、トランジスタＱ１７のベース及び第２の電流源３４に接続する。トランジスタＱ１７のエミッタはトランジスタＱ１８のコレクタに接続し、トランジスタＱ１８のエミッタはトランジスタＱ１９のコレクタに接続し、トランジスタＱ１９のエミッタは接地する。トランジスタＱ１８、Ｑ１９のベースは、それぞれのコレクタに接続する。トランジスタＱ１７のエミッタは演算増幅器Ｕ１１の−入力に接続する。演算増幅器Ｕ１１の−入力には電圧源３５の＋側を接続する。電圧源３５の−側は接地する。また演算増幅器Ｕ１１の出力端子は抵抗Ｒ３１を介して−入力に接続する。 Next, the compensation voltage generation circuit will be described.
FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration of the compensation voltage generation circuit.
The compensation voltage generation circuit shown in FIG. 12 includes a current mirror circuit 31, a 2/3 power conversion circuit 32, an operational amplifier U 11, first and second current sources 33 and 34, and a voltage source 35. The current mirror circuit 31 includes transistors Q11, Q12, and Q13, and the first current source 33 is connected to the collector of the transistor Q11. The collector of the transistor Q11 is connected to the base, and its emitter is grounded. The base of the transistor Q12 is connected to the bases of the transistors Q11 and Q13. The collector of the transistor Q12 is connected to the emitter of the transistor Q13 and the base of the transistor Q14 constituting the 2/3 power conversion circuit 32. The collector of the transistor Q15 is connected to the emitter of the transistor Q14 and the base of the transistor Q16. The emitters of the transistors Q12 and Q15 are grounded. The emitter of transistor Q13 is connected to the base of transistor Q14, the emitter of transistor Q14 is connected to the base of transistor Q16, and the emitter of transistor Q16 is grounded. A drive voltage Vcc is supplied from the power source to the collectors of the transistors Q13 and Q14, and the collector of the transistor Q16 is connected to the second current source 34. Further, the base of the transistor Q13 is connected to the base of the transistor Q17 and the second current source 34. The emitter of transistor Q17 is connected to the collector of transistor Q18, the emitter of transistor Q18 is connected to the collector of transistor Q19, and the emitter of transistor Q19 is grounded. The bases of the transistors Q18 and Q19 are connected to the respective collectors. The emitter of transistor Q17 is connected to the negative input of operational amplifier U11. The positive side of the voltage source 35 is connected to the negative input of the operational amplifier U11. The negative side of the voltage source 35 is grounded. The output terminal of the operational amplifier U11 is connected to the negative input through the resistor R31.

このように構成される補償電圧発生回路を、低温補償用電圧発生回路として機能させる場合は、第１の電流源３３に、図１０に示した温度補償用の電流源回路２０の低温側補償用電流を用いるようにする。また、高温補償用電圧発生回路として機能させる場合は、第１の電流源３３に、図１０に示した温度補償用の電流源回路２０の高温側補償用電流を用いるようにする。この場合、第１の電流源３３からカレントミラー回路３１のトランジスタＱ１１に電流ＩｉＬが流れると、カレントミラー回路の特性によりトランジスタＱ１２、Ｑ１５にも電流ＩｉＬが流れる。よって、２／３乗変換回路３２のトランジスタＱ１３、Ｑ１４にもそれぞれ電流ＩｉＬが流れる。またトランジスタＱ１６はトランジスタＱ１４がオンすることにより、第２の電流源３４から電流ＩＬが流れる。２／３乗変換回路３２では、所謂トランスリニア原理によりトランジスタＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１６を流れるコレクタ電流の積と、トランジスタＱ１７、Ｑ１８、Ｑ１９を流れるコレクタ電流の積が等しくなる。従って、従って、トランジスタＱ１７〜Ｑ１９のコレクタ電流をＩｏＬとすると、
ＩｉＬ2×ＩＬ＝ＩｏＬ3・・・（１）
となる。
ここで、第１の電流源３３から２／３乗変換回路３２へ供給される電流Ｉｉｎは、温度ＴＰ以下では周囲温度Ｔに比例した入力電流、付帯的には図１１（ｂ）に示したような補償用電流ＩｉＬとなる。一方、トランジスタＱ１６のコレクタ電流ＩＬは定電流となる。 よって、
ＩｏＬ＝（ＩＬ×ＩｉＬ2）1/3∝Ｔ2/3・・（２）
と表すことができる。 When the compensation voltage generation circuit configured as described above is caused to function as a low temperature compensation voltage generation circuit, the first current source 33 is connected to the temperature compensation current source circuit 20 shown in FIG. Use current. When functioning as a high-temperature compensation voltage generation circuit, the high-temperature side compensation current of the temperature compensation current source circuit 20 shown in FIG. 10 is used for the first current source 33. In this case, when the current IiL flows from the first current source 33 to the transistor Q11 of the current mirror circuit 31, the current IiL also flows through the transistors Q12 and Q15 due to the characteristics of the current mirror circuit. Therefore, the current IiL also flows through the transistors Q13 and Q14 of the 2/3 power conversion circuit 32, respectively. In addition, the transistor IL16 causes the current IL to flow from the second current source 34 when the transistor Q14 is turned on. In the 2/3 power conversion circuit 32, the product of the collector currents flowing through the transistors Q13, Q14, and Q16 and the product of the collector currents flowing through the transistors Q17, Q18, and Q19 are equalized by the so-called translinear principle. Therefore, when the collector current of the transistors Q17 to Q19 is IoL,
IiL 2 × IL = IoL 3 (1)
It becomes.
Here, the current Iin supplied from the first current source 33 to the 2/3 power conversion circuit 32 is an input current proportional to the ambient temperature T below the temperature TP, incidentally, as shown in FIG. Such a compensation current IiL is obtained. On the other hand, the collector current IL of the transistor Q16 is a constant current. Therefore,
IoL = (IL × IiL 2 ) 1/3 ∝T 2/3 (2)
It can be expressed as.

上記（数式２）では、コレクタ電流ＩＬは定数であり、周囲温度Ｔによって変化するのはトランジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタ電流ＩｉＬなので、コレクタ電流ＩｏＬは、コレクタ電流ＩｉＬは２／３乗に比例する。またコレクタ電流ＩｉＬは温度の一次関数であるのでＩｉＬ∝Ｔとなる。
よって、
ＩｉＬ2/3∝Ｔ2/3・・・（３）
となる。
温度補償回路の周波数変化は、ＭＯＳ容量素子の印加電圧に対して三次特性なので、
ｆ＝∝（Ｔ2/3）3＝Ｔ2・・・（４）
となる。
よって、第２の実施の形態に係る温度補償回路の周波数変化は、温度の２乗に比例して変化する。これは、ＳＡＷ共振子の温度特性と同じため、第２の実施の形態に係る温度補償回路のほうが、第１の実施の形態の温度補償回路より良好な温度周波数特性を得ることが可能になる。 In the above (Formula 2), the collector current IL is a constant, and it is the collector current IiL of the transistors Q13 and Q14 that changes depending on the ambient temperature T. Therefore, the collector current IoL is proportional to the 2/3 power. Further, since the collector current IiL is a linear function of temperature, IiL∝T.
Therefore,
IiL 2/3 ∝T 2/3 (3)
It becomes.
Since the frequency change of the temperature compensation circuit is a third-order characteristic with respect to the applied voltage of the MOS capacitor,
f = ∝ (T 2/3 ) 3 = T 2 (4)
It becomes.
Therefore, the frequency change of the temperature compensation circuit according to the second embodiment changes in proportion to the square of the temperature. Since this is the same as the temperature characteristics of the SAW resonator, the temperature compensation circuit according to the second embodiment can obtain better temperature frequency characteristics than the temperature compensation circuit of the first embodiment. .

このように第２の本実施の形態の補償電圧発生回路５においては、温度を検出する温度検出回路１１、温度検出回路１１により周囲温度が所定温度Ｔｐより低いと検出されたときに低温側から所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電流と、温度検出回路１１により周囲温度が所定温度Ｔｐより高いと検出されたときに、所定温度Ｔｐから高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電流とを発生させる電流源回路２０と、電流源回路２０からの低温補償用電流に基づいてＳＡＷ共振子の周波数温度特性に対応した低温補償用電圧を発生させる低温補償用の制御電圧発生回路３０と、電流源回路２０からの高温補償用電流に基づいてＳＡＷ共振子の周波数温度特性に対応した高温補償用電圧を発生させる高温補償用の制御電圧発生回路３０とを備えるようにした。   As described above, in the compensation voltage generation circuit 5 of the second embodiment, when the ambient temperature is detected to be lower than the predetermined temperature Tp by the temperature detection circuit 11 for detecting the temperature and the temperature detection circuit 11, the low temperature side is used. A low-temperature compensation current that changes linearly over a predetermined temperature and a high-temperature compensation current that changes linearly from the predetermined temperature Tp toward the high temperature side when the temperature detection circuit 11 detects that the ambient temperature is higher than the predetermined temperature Tp. A low-temperature compensation control voltage generation circuit 30 that generates a low-temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the SAW resonator based on the low-temperature compensation current from the current source circuit 20. A high-temperature compensation control voltage generating circuit that generates a high-temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the SAW resonator based on the high-temperature compensation current from the current source circuit 20 It was so equipped with a 0 and.

このような本発明によれば、補償電圧発生回路においてＳＡＷ共振子の周波数温度特性に対応した低温補償用電圧、及び高温補償制御電圧を発生させることができるので、より周波数安定度に優れたＳＡＷ発振器を実現することができる。またＳＡＷ共振子以外の回路は、ＩＣ化を図ることができるので、発振器をより小型化することが可能になる。
なお、上述の各実施形態では、圧電振動子としてＳＡＷ共振子を用いているが、それ以外にも音叉型振動子などの周波数温度特性が二次曲線を有する圧電振動子であればよく、例えば音叉型圧電振動子を用いた圧電発振器にも本発明は適用できる。 According to the present invention, the compensation voltage generation circuit can generate the low-temperature compensation voltage and the high-temperature compensation control voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the SAW resonator, so that the SAW with higher frequency stability can be generated. An oscillator can be realized. Since circuits other than the SAW resonator can be integrated into an IC, the oscillator can be further downsized.
In each of the above-described embodiments, the SAW resonator is used as the piezoelectric vibrator. However, any piezoelectric vibrator having a quadratic curve in frequency temperature characteristics such as a tuning fork vibrator may be used. The present invention can also be applied to a piezoelectric oscillator using a tuning fork type piezoelectric vibrator.

本実施形態の温度補償型ＳＡＷ発振器の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the temperature compensation type SAW oscillator of this embodiment. 発振回路の回路構成を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure of the oscillation circuit. 本実施形態の温度補償型ＳＡＷ発振器に用いられるＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示した図である。It is the figure which showed the frequency temperature characteristic of the SAW resonator used for the temperature compensation type SAW oscillator of this embodiment. （ａ）はＭＯＳ容量素子の容量−電圧特性を示した図、（ｂ）は本実施の形態の温度補償回路の容量変化特性を示した図である。(A) is the figure which showed the capacity-voltage characteristic of a MOS capacitive element, (b) is the figure which showed the capacity | capacitance change characteristic of the temperature compensation circuit of this Embodiment. （ａ）乃至（ｃ）は本実施の形態の温度補償回路の作用を説明した図である。(A) thru | or (c) is the figure explaining the effect | action of the temperature compensation circuit of this Embodiment. ＳＡＷ共振子のみの周波数温度特性と、第１の実施の形態の温度補償型ＳＡＷ発振器の周波数温度特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency temperature characteristic of only a SAW resonator, and the frequency temperature characteristic of the temperature compensation type SAW oscillator of 1st Embodiment. 補償電圧発生回路の回路構成の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the circuit structure of a compensation voltage generation circuit. （ａ）は温度検出ダイオードの温度特性を示した図、（ｂ）は第２の演算増幅器Ｕ２の出力電圧波形図、（ｃ）は第３の演算増幅器Ｕ３の出力電圧波形図である。(A) is the figure which showed the temperature characteristic of the temperature detection diode, (b) is the output voltage waveform figure of 2nd operational amplifier U2, (c) is the output voltage waveform figure of 3rd operational amplifier U3. ＳＡＷ共振子のみの周波数温度特性と、第２の実施の形態の温度補償型ＳＡＷ発振器の周波数温度特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency temperature characteristic of only a SAW resonator, and the frequency temperature characteristic of the temperature compensation type SAW oscillator of 2nd Embodiment. 温度補償用電流源回路の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the current source circuit for temperature compensation. （ａ）は温度検出ダイオードの温度特性を示した図、（ｂ）は低温側補償用電流波形図、（ｃ）は高温側補償用電流波形図である。(A) is the figure which showed the temperature characteristic of the temperature detection diode, (b) is the current waveform figure for low temperature side compensation, (c) is the current waveform figure for high temperature side compensation. 補償電圧発生回路の回路構成を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure of the compensation voltage generation circuit. （ａ）は低温側補償用電圧波形図、（ｂ）は高温側補償用電圧波形図である。(A) is a voltage waveform diagram for low temperature side compensation, and (b) is a voltage waveform diagram for high temperature side compensation.

符号の説明Explanation of symbols

１…温度補償型ＳＡＷ発振器、２…ＳＡＷ共振子、３…発振回路、４…温度補償回路、５…補償電圧発生回路、６…低温補償用電圧発生回路、７…高温補償用電圧発生回路、１１…温度検出回路、１２、１３、１６、３１…カレントミラー回路、１４…第１の電圧源、１５…第２の電圧源、２０…電流源回路、３０…制御電圧発生回路、３２…２／３乗変換回路、３３…第１の電流源、３４…第２の電流源、３５…電圧源   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Temperature compensation type SAW oscillator, 2 ... SAW resonator, 3 ... Oscillation circuit, 4 ... Temperature compensation circuit, 5 ... Compensation voltage generation circuit, 6 ... Low temperature compensation voltage generation circuit, 7 ... High temperature compensation voltage generation circuit, DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Temperature detection circuit 12, 13, 16, 31 ... Current mirror circuit, 14 ... 1st voltage source, 15 ... 2nd voltage source, 20 ... Current source circuit, 30 ... Control voltage generation circuit, 32 ... 2 / 3 power conversion circuit, 33 ... first current source, 34 ... second current source, 35 ... voltage source

Claims (3)

２次の周波数温度特性を有する圧電振動子、発振回路、及び周波数温度補償回路により構成される温度補償型圧電発振器であって、
前記周波数温度補償回路は、補償電圧発生回路と、第１及び第２のＭＯＳ容量素子と、固定容量素子と、を備え、
前記第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子と前記固定容量素子の一方の端子を接続し、
前記第２のＭＯＳ容量素子のゲート端子と前記第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子を接続し、
第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子と前記固定容量素子の他方の端子を接続し、
前記補償電圧発生回路は、前記第１のＭＯＳ容量素子のゲート端子と前記第２のＭＯＳ容量素子のゲート端子との接続点に所定の基準電圧を出力し、前記第１のＭＯＳ容量素子のアノード端子に低温補償用電圧を出力し、前記第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子に高温補償用電圧を出力することを特徴とする温度補償型圧電発振器。 A temperature compensated piezoelectric oscillator composed of a piezoelectric vibrator having a secondary frequency temperature characteristic, an oscillation circuit, and a frequency temperature compensation circuit,
The frequency temperature compensation circuit includes a compensation voltage generation circuit, first and second MOS capacitors, and a fixed capacitor.
Connecting the anode terminal of the first MOS capacitor element and one terminal of the fixed capacitor element;
Connecting the gate terminal of the second MOS capacitor element and the gate terminal of the first MOS capacitor element;
Connecting the anode terminal of the second MOS capacitor element and the other terminal of the fixed capacitor element;
The compensation voltage generation circuit outputs a predetermined reference voltage to a connection point between the gate terminal of the first MOS capacitor element and the gate terminal of the second MOS capacitor element, and the anode of the first MOS capacitor element A temperature-compensated piezoelectric oscillator, wherein a low-temperature compensation voltage is output to a terminal, and a high-temperature compensation voltage is output to an anode terminal of the second MOS capacitor element. 前記補償電圧発生回路は、
温度を検出する温度検出回路と、
前記温度検出回路により周囲温度が所定温度より低いと検出されたときに、低温側から前記所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電圧を発生させる低温補償用電圧発生回路と、
前記温度検出回路により周囲温度が所定温度より高いと検出されたときに、前記所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電圧を発生させる高温補償用電圧発生回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の温度補償型圧電発振器。 The compensation voltage generation circuit includes:
A temperature detection circuit for detecting the temperature;
A low-temperature compensation voltage generation circuit that generates a low-temperature compensation voltage that linearly changes from the low-temperature side to the predetermined temperature when the temperature detection circuit detects that the ambient temperature is lower than the predetermined temperature;
A high-temperature compensation voltage generation circuit that generates a high-temperature compensation voltage that linearly changes from the predetermined temperature to the high temperature side when the ambient temperature is detected by the temperature detection circuit to be higher than the predetermined temperature;
The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, further comprising: 前記補償電圧発生回路は、
温度を検出する温度検出回路と、
前記温度検出回路により周囲温度が所定温度より低いと検出されたときに、低温側から前記所定温度にかけて直線的に変化する低温補償用電流を発生させる低温側電流源回路と、
前記温度検出回路により周囲温度が所定温度より高いと検出されたときに、前記所定温度から高温側にかけて直線的に変化する高温補償用電流を発生させる高温側電流源回路と、
前記低温補償用電流に基づいて前記圧電振動子の周波数温度特性に対応した低温補償用電圧を発生させる低温補償用電圧発生回路と、
前記高温補償用電流に基づいて前記圧電振動子の周波数温度特性に対応した高温補償用電圧を発生させる高温補償用電圧発生回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の温度補償型圧電発振器。 The compensation voltage generation circuit includes:
A temperature detection circuit for detecting the temperature;
A low-temperature-side current source circuit that generates a low-temperature compensation current that linearly changes from the low-temperature side to the predetermined temperature when the temperature detection circuit detects that the ambient temperature is lower than the predetermined temperature;
A high-temperature side current source circuit that generates a high-temperature compensation current that linearly changes from the predetermined temperature to the high-temperature side when the ambient temperature is detected by the temperature detection circuit to be higher than the predetermined temperature;
A low-temperature compensation voltage generation circuit for generating a low-temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator based on the low-temperature compensation current;
A high-temperature compensation voltage generation circuit for generating a high-temperature compensation voltage corresponding to the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator based on the high-temperature compensation current;
The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, further comprising:
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2013106081A (en) * 2011-11-10 2013-05-30 Seiko Instruments Inc Thermal power generation type portable device

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