JP2008219946A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体装置に関し、特に、DLL(Delay Locked Loop)回路に用いて好適なものである。 The present invention relates to a semiconductor device, and is particularly suitable for use in a DLL (Delay Locked Loop) circuit.
DDR(Double Data Rate)メモリなどのクロック信号に同期してデータを読み書き可能なメモリのインタフェース等として、DLL(Delay Locked Loop)回路が用いられている。DLL回路は、PLL(Phase Locked Loop)の機能を利用して、入力された信号が出力されるまでの遅延時間(出力ディレイ)を調整している。すなわち、DLL回路は、外部からの基準クロック信号と内部の電圧制御発振回路にて生成するクロック信号を比較して当該クロック信号の発振周波数を制御し、この制御に係る信号を用いて遅延時間を調整する。 A DLL (Delay Locked Loop) circuit is used as an interface of a memory capable of reading and writing data in synchronization with a clock signal such as a DDR (Double Data Rate) memory. The DLL circuit uses a PLL (Phase Locked Loop) function to adjust a delay time (output delay) until an input signal is output. That is, the DLL circuit compares the reference clock signal from the outside with the clock signal generated by the internal voltage controlled oscillation circuit to control the oscillation frequency of the clock signal, and uses this control signal to set the delay time. adjust.
しかしながら、通常、DLL回路等の半導体装置が有する電圧制御発振回路は1つである。そのため、従来においては、内部で生成可能なクロック信号の発振周波数の範囲は限られており、DLL回路にて対応可能な基準クロック信号の範囲も限られていた。 However, normally, a semiconductor device such as a DLL circuit has one voltage controlled oscillation circuit. Therefore, conventionally, the range of the oscillation frequency of the clock signal that can be generated internally is limited, and the range of the reference clock signal that can be handled by the DLL circuit is also limited.
このような問題を解決する1つの方法として、電圧制御発振回路が有するリング発振回路(インバータ回路が従属接続されたインバータチェーン)内にセレクタを設け、段数の切り換え制御を可能にした電圧制御発振回路があった(例えば、特許文献1参照。)。 As one method for solving such a problem, a voltage-controlled oscillator circuit in which a selector is provided in a ring oscillator circuit (an inverter chain in which inverter circuits are cascade-connected) included in the voltage-controlled oscillator circuit to enable switching control of the number of stages. (For example, see Patent Document 1).
また、従来の電圧制御発振回路においては、リング発振回路内のインバータ回路の出力に対し、一端が接地された容量を適宜接続できるようにして、インバータ回路の出力における負荷容量を増加させることで発振周波数を調整できるようにしたものがあった(例えば、特許文献2参照。)。 Also, in the conventional voltage controlled oscillator circuit, the output of the inverter circuit in the ring oscillator circuit can be appropriately connected to a capacitor with one end grounded to increase the load capacitance at the output of the inverter circuit. There is one that can adjust the frequency (for example, see Patent Document 2).
しかしながら、特許文献1に記載された電圧制御発振回路は、段数制御を行うためのセレクタがリング発振回路のループ内にある。そのため、図9(A)、図9(B)に示すように5:5となるべき生成するクロック信号のデューティ比が、図9(C)、図9(D)に示すように崩れてしまうおそれがあるという問題があった。生成するクロック信号のデューティ比が崩れることにより、特に図9(D)に示すように高速動作時に多大な障害を生じさせてしまうおそれがある。例えば、DLL回路に用いた場合には、高速動作において遅延時間を制御することができなくなるおそれがある。 However, the voltage controlled oscillation circuit described in Patent Document 1 has a selector for controlling the number of stages in the loop of the ring oscillation circuit. Therefore, as shown in FIGS. 9A and 9B, the duty ratio of the generated clock signal that should be 5: 5 collapses as shown in FIGS. 9C and 9D. There was a problem of fear. Since the duty ratio of the clock signal to be generated is lost, there is a possibility that a great trouble is caused at the time of high-speed operation particularly as shown in FIG. For example, when used in a DLL circuit, there is a possibility that the delay time cannot be controlled in high-speed operation.
また、リング発振回路内のインバータ回路の出力に、一端が接地された容量を適宜接続できるようにして発振周波数を調整できるようにした電圧制御発振回路においては、以下の図10A、図10Bを参照して説明するような問題があった。 Further, in a voltage controlled oscillation circuit in which the oscillation frequency can be adjusted by appropriately connecting a capacitor having one end grounded to the output of the inverter circuit in the ring oscillation circuit, see FIGS. 10A and 10B below. There was a problem as explained.
図10Aにおいて、電源ラインVdd及び接地ラインVssに接続されたインバータ回路I101は、入力される入力信号Vinを反転して出力ノードVaに出力する。また、インバータ回路I101の出力は、制御信号VContがゲートに供給されるトランジスタT101を介して、一端が接地された容量C2の他端に接続されている。この制御信号VContによりトランジスタT101をオン/オフ制御することで、インバータ回路I101の出力における負荷容量を制御している。ここで、トランジスタT101においては、図10Bに示すように寄生容量Ca、Cbが存在し、この容量はバルク容量であるので基本的に容量は大きい。図10Bにおいて、102はドレイン、103はソース、104はゲートである。 In FIG. 10A, the inverter circuit I101 connected to the power supply line Vdd and the ground line Vss inverts the input signal Vin that is input and outputs it to the output node Va. The output of the inverter circuit I101 is connected to the other end of the capacitor C2 whose one end is grounded via a transistor T101 to which the control signal VCont is supplied to the gate. The transistor T101 is turned on / off by the control signal VCont to control the load capacitance at the output of the inverter circuit I101. Here, in the transistor T101, parasitic capacitances Ca and Cb exist as shown in FIG. 10B. Since these capacitances are bulk capacitances, the capacitance is basically large. In FIG. 10B, 102 is a drain, 103 is a source, and 104 is a gate.
したがって、リング発振回路内のインバータ回路の出力に、一端が接地された容量を適宜接続できるようにした電圧制御発振回路においては、インバータ回路I101の出力に対して、トランジスタT101がオフ状態のときにはバルク容量Caが付加され、トランジスタT101がオン状態のときには容量C2に加えバルク容量Ca、Cbが付加される。上述したようにバルク容量Ca、Cbは基本的に容量が大きいので、微小な発振周波数、すなわち遅延時間の微小な制御を行うことが困難である。 Therefore, in a voltage controlled oscillation circuit in which a capacitor having one end grounded can be appropriately connected to the output of the inverter circuit in the ring oscillation circuit, when the transistor T101 is in an off state, the bulk is connected to the output of the inverter circuit I101. When the capacitor Ca is added and the transistor T101 is in the on state, bulk capacitors Ca and Cb are added in addition to the capacitor C2. As described above, since the bulk capacitors Ca and Cb are basically large in capacity, it is difficult to control the minute oscillation frequency, that is, the delay time.
本発明は、遅延時間を高い精度で調整できるようにすることを目的とする。 It is an object of the present invention to adjust the delay time with high accuracy.
本発明の半導体装置は、従属接続された複数の反転出力の論理ゲートと、反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、負荷容量としてMOSトランジスタの酸化膜容量を用いて制御信号に応じて負荷容量値を可変する負荷容量回路とを有する。前記構成によれば、遅延時間をより微小に制御することができるようになり、遅延時間を高い精度で調整することができる。 The semiconductor device according to the present invention is connected to the output gates of the plurality of inverted output logic gates and the inverted output logic gates, and uses the oxide film capacitance of the MOS transistor as the load capacitance according to the control signal. A load capacitance circuit that varies the capacitance value. According to the configuration, the delay time can be controlled more minutely, and the delay time can be adjusted with high accuracy.
本発明によれば、従属接続された複数の反転出力の論理ゲートと、反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、負荷容量としてMOSトランジスタの酸化膜容量を用いて負荷容量値を可変する負荷容量回路とを有することにより、従来に比べて遅延時間をより微小に制御することができ、遅延時間を高い精度で調整することができる。 According to the present invention, a load that is connected to a plurality of cascade-connected logic gates of inverted outputs and an output terminal of the logic gates of inverted outputs and uses the oxide film capacitance of a MOS transistor as a load capacitance to vary the load capacitance value. By including the capacitor circuit, the delay time can be controlled more minutely than before, and the delay time can be adjusted with high accuracy.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の実施形態による半導体装置を適用したDLL(delay locked loop)回路の一構成例を示すブロック図である。本実施形態におけるDLL回路は、位相比較回路11、フィルタ回路(Low Pass Filter)14、電圧制御発振回路(VCO)15、及び遅延回路(Delay module)16を有する。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a DLL (delay locked loop) circuit to which a semiconductor device according to an embodiment of the present invention is applied. The DLL circuit in this embodiment includes a
位相比較回路11は、基準クロック信号であるリファレンスクロック信号FINと帰還クロック信号である遅延クロック信号FBが入力される。ここで、リファレンスクロック信号FINは外部から供給される信号であり、遅延クロック信号FBは電圧制御発振回路15から供給される信号である。位相比較回路11は、この2つのクロック信号FINとFBの位相を比較して、比較結果に応じた電圧信号CPOをフィルタ回路14に出力する。
The
具体的には、位相比較回路11は、位相比較部(Phase Comparator)12とチャージポンプ(Charge Pump)13を有する。位相比較部12は、リファレンスクロック信号FINと遅延クロック信号FBが入力され、入力されたクロック信号FINとFBの位相を比較する。また、位相比較部12は、比較結果に応じてアップ信号UP、ダウン信号DOWNをチャージポンプ13に出力する。チャージポンプ13は、アップ信号UP及びダウン信号DOWNに従って電圧信号CPOの出力電圧を変化させ出力する。
Specifically, the
フィルタ回路14は、入力される電圧信号CPOにフィルタ処理を施し、そのフィルタ出力を電圧信号VCIとして電圧制御発振回路15に出力する。フィルタ回路14は、通常、ローパスフィルタで構成される。
The
電圧制御発振回路15は、入力される電圧信号VCIの電圧、すなわち位相比較回路11での比較結果に応じた発振周波数の遅延クロック信号FBを出力するとともに、電圧信号VCIの電圧に応じた遅延制御信号PC、NCを出力する。また、電圧制御発振回路15は、選択信号SEL及び容量制御信号COが入力される。なお、電圧制御発振回路15の詳細については後述する。
The voltage controlled
遅延回路16は、外部から入力信号DLLIが入力されるとともに、電圧制御発振回路15から遅延制御信号PC、NCが入力される。遅延回路16は、遅延制御信号PC、NCに応じて入力信号DLLIを所定時間遅延させた後、出力信号DLLOとして出力する。遅延回路16の詳細については後述する。
The
図2は、電圧制御発振回路15の構成例を示すブロック図である。
電圧制御発振回路15は、1つのカレントミラー回路21と、インバータ回路I1、I2、I3、…により構成された複数のリング発振回路と、1つのセレクタ22とを有する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the voltage controlled
The voltage controlled
カレントミラー回路21は、電圧信号VCIが入力され、電圧信号VCIに応じた電圧の遅延制御信号PC、NCを出力するものであり、例えば図3Aに示すように構成される。前記遅延制御信号PC、NCは、インバータ回路I1、I2、I3、…に供給されるとともに、図1に示した遅延回路16に供給される信号である。
The
図3Aは、カレントミラー回路21の回路構成を示す図である。図3Aにおいて、T31及びT33はPチャネル型MOSトランジスタであり、T32及びT34はNチャネル型MOSトランジスタである。トランジスタT31、T33のソースが電源VDDに対して接続され、トランジスタT32、T34のソースがグランドレベルに対して接続される(接地される)。トランジスタT32のゲートに電圧信号VCIが供給される。
FIG. 3A is a diagram illustrating a circuit configuration of the
トランジスタT31のドレインがトランジスタT32のドレインに接続され、トランジスタT31、T33のゲートがトランジスタT31とT32のドレインの相互接続点に接続される。また、トランジスタT31とT32のドレインの相互接続点には、遅延制御信号PCの出力信号線が接続される。 The drain of the transistor T31 is connected to the drain of the transistor T32, and the gates of the transistors T31 and T33 are connected to the interconnection point of the drains of the transistors T31 and T32. Further, an output signal line of the delay control signal PC is connected to an interconnection point between the drains of the transistors T31 and T32.
同様に、トランジスタT33のドレインがトランジスタT34のドレインに接続され、トランジスタT34のゲートがトランジスタT33とT34のドレインの相互接続点に接続される。また、トランジスタT33とT34のドレインの相互接続点には、遅延制御信号NCの出力信号線が接続される。 Similarly, the drain of the transistor T33 is connected to the drain of the transistor T34, and the gate of the transistor T34 is connected to the interconnection point of the drains of the transistors T33 and T34. Further, an output signal line of the delay control signal NC is connected to an interconnection point between the drains of the transistors T33 and T34.
図2に戻り、電圧制御発振回路15が有する複数のリング発振回路は、互いに異なる段数であり、それぞれが独立している。図2に示すように、1つのインバータ回路I1は、出力をその入力に帰還させることで1段のリング発振回路を構成し、従属接続された3つのインバータ回路I2、I3、I4は、最終段のインバータ回路I4の出力を1段目のインバータ回路I2の入力に帰還させることで3段のリング発振回路を構成する。
Returning to FIG. 2, the plurality of ring oscillation circuits included in the voltage controlled
同様に、従属接続された5つのインバータ回路I5、I6、I7、I8、I9は、最終段のインバータ回路I9の出力を1段目のインバータ回路I5の入力に帰還させることで5段のリング発振回路を構成する。 Similarly, the five cascaded inverter circuits I5, I6, I7, I8, and I9 return a 5-stage ring oscillation by feeding back the output of the final-stage inverter circuit I9 to the input of the first-stage inverter circuit I5. Configure the circuit.
すなわち、電圧制御発振回路15においては、(2m−1)個(mの値は自然数であり、リング発振回路毎に互いに異なる)、つまり奇数個のインバータ回路が従属されたインバータチェーンにて、最終段のインバータ回路の出力を1段目のインバータ回路に帰還させることで段数の異なるリング発振回路が構成されている。
That is, in the voltage-controlled
ここで、リング発振回路を構成するインバータ回路I1、I2、I3、…には、遅延制御信号PC、NCがそれぞれ供給されている。 Here, the delay control signals PC and NC are supplied to the inverter circuits I1, I2, I3,... Constituting the ring oscillation circuit, respectively.
図3Bは、リング発振回路を構成するインバータ回路の回路構成を示す図である。図3Bにおいて、T35及びT36はPチャネル型MOSトランジスタであり、T37及びT38はNチャネル型MOSトランジスタである。 FIG. 3B is a diagram illustrating a circuit configuration of an inverter circuit included in the ring oscillation circuit. In FIG. 3B, T35 and T36 are P-channel MOS transistors, and T37 and T38 are N-channel MOS transistors.
トランジスタT35のソースが電源VDDに対して接続され、ドレインがトランジスタT36のソースに接続される。トランジスタT38のソースがグランドレベルに対して接続され(接地され)、ドレインがトランジスタT37のソースに接続される。トランジスタT36のドレインとトランジスタT37のドレインが接続され、その相互接続点が出力ノードOUTとなる。 The source of the transistor T35 is connected to the power supply VDD, and the drain is connected to the source of the transistor T36. The source of the transistor T38 is connected to the ground level (grounded), and the drain is connected to the source of the transistor T37. The drain of the transistor T36 and the drain of the transistor T37 are connected, and the interconnection point is the output node OUT.
また、トランジスタT35のゲートには遅延制御信号PCが供給され、トランジスタT38のゲートには遅延制御信号NCが供給される。トランジスタT36、T37のゲートには入力信号INが供給される。 Further, the delay control signal PC is supplied to the gate of the transistor T35, and the delay control signal NC is supplied to the gate of the transistor T38. An input signal IN is supplied to the gates of the transistors T36 and T37.
上述のようにインバータ回路I1、I2、I3、…を構成することで、トランジスタT35、T38が遅延制御信号PC、NCにより制御される可変抵抗のように作用し、遅延制御信号PC、NCの電圧に応じてトランジスタT35、T38における電流量が制御される。これにより、トランジスタT36、T37にかかる電圧が変化し、インバータ回路の遅延時間が変化する。つまり、遅延制御信号PC、NCの電圧によりインバータ回路の遅延時間が制御される。したがって、位相比較回路11での比較結果を示す電圧信号VCIに基づく遅延制御信号PC、NCによりリング発振回路の発振周波数が制御可能となる。
By configuring the inverter circuits I1, I2, I3,... As described above, the transistors T35 and T38 act like variable resistors controlled by the delay control signals PC and NC, and the voltages of the delay control signals PC and NC. Accordingly, the amount of current in the transistors T35 and T38 is controlled. As a result, the voltage applied to the transistors T36 and T37 changes, and the delay time of the inverter circuit changes. That is, the delay time of the inverter circuit is controlled by the voltages of the delay control signals PC and NC. Therefore, the oscillation frequency of the ring oscillation circuit can be controlled by the delay control signals PC and NC based on the voltage signal VCI indicating the comparison result in the
セレクタ(選択回路)22は、リング発振回路における最終段のインバータ回路I1、I4、I9の出力、すなわち互いに独立している複数のリング発振回路の発振出力がそれぞれ入力される。セレクタ22は、外部から供給される選択信号SELに従って、入力された発振出力から1つの発振出力を選択し遅延クロック信号FBとして選択的に出力する。
The selector (selection circuit) 22 receives the outputs of the inverter circuits I1, I4, and I9 at the final stage in the ring oscillation circuit, that is, the oscillation outputs of a plurality of ring oscillation circuits independent from each other. The
なお、図2においては、一例として1段、3段、及び5段のリング発振回路を示しているが、これに限定されるものではなく、電圧制御発振回路15はさらに任意の奇数段(例えば、7段、9段、…)のリング発振回路を有するようにしても良い。
In FIG. 2, one-stage, three-stage, and five-stage ring oscillation circuits are shown as an example. However, the present invention is not limited to this, and the voltage-controlled
図4は、遅延回路16の構成例を示すブロック図である。
遅延回路16は、従属された偶数個のインバータ回路I41〜I46(インバータチェーン)により構成される。
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the
The
遅延回路16は、1段目のインバータ回路I41の入力として入力信号DLLIが供給され、この出力を次段のインバータ回路I42の入力として供給する。以降同様に、各インバータ回路の出力を次段のインバータ回路の入力として供給する。そして、最終段のインバータ回路I46の出力を出力信号DLLOとして出力する。
The
また、各インバータ回路I41〜I46は、遅延制御信号PC、NCが供給されるとともに、前記図3Bに示したインバータ回路と同様に構成される。したがって、遅延制御信号PC、NCの電圧により各インバータ回路I41〜I46の遅延時間を制御することで、遅延回路16全体での遅延時間が制御可能となる。
Further, each of the inverter circuits I41 to I46 is supplied with delay control signals PC and NC, and is configured in the same manner as the inverter circuit shown in FIG. 3B. Therefore, the delay time of the
次に、動作について説明する。
まず、位相比較回路11内の位相比較部12は、入力されたリファレンスクロック信号FINと遅延クロック信号FBの位相を比較し、アップ信号UP及びダウン信号DOWNによりチャージポンプ13に比較結果を供給する。チャージポンプ13は、アップ信号UP及びダウン信号DOWNに従って、電圧信号CPOの出力電圧を変化させる。なお、位相比較部12にてクロック信号FINとFBの位相を比較した結果、一致している場合にはアップ信号UP及びダウン信号DOWNは出力されず(活性化されず)、チャージポンプ13から出力される電圧信号CPOの出力電圧は変化しない。
Next, the operation will be described.
First, the
次に、フィルタ回路14は、電圧信号CPOをフィルタ処理し電圧信号VCIとして電圧制御供給回路15に出力する。電圧制御供給回路15内のカレントミラー回路21は、電圧信号VCIの電圧に応じた遅延制御信号PC、NCを生成し、リング発振回路を構成するインバータ回路I1、I2、I3、…、及び遅延回路16に供給する。
Next, the
これにより、遅延制御信号PC、NCに応じた発振周波数の発振信号が電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路からそれぞれ出力される。セレクタ22は、選択信号SELに応じて複数のリング発振回路から出力される発振信号の何れか1つを選択し、選択した発振信号を遅延クロック信号FBとして出力する。
As a result, an oscillation signal having an oscillation frequency corresponding to the delay control signals PC and NC is output from each of the plurality of ring oscillation circuits in the voltage
以上の動作を繰り返し行うことで、リファレンスクロック信号FINに一致した遅延クロック信号FBが得られる。すなわち、リファレンスクロック信号FINと遅延クロック信号FBが一致しない場合には、電圧信号VCIがリファレンスクロック信号FINと遅延クロック信号FBのずれに応じて変化し、それに伴って遅延制御信号PC、NCが変化する。これにより、複数のリング発振回路を構成するインバータ回路I1、I2、I3、…の遅延時間が変化して遅延クロック信号FBとして出力される発振信号の発振周波数が、ずれが小さくなるように変化する。 By repeating the above operation, a delayed clock signal FB that matches the reference clock signal FIN is obtained. That is, when the reference clock signal FIN and the delayed clock signal FB do not match, the voltage signal VCI changes according to the difference between the reference clock signal FIN and the delayed clock signal FB, and the delay control signals PC and NC change accordingly. To do. As a result, the delay times of the inverter circuits I1, I2, I3,... Constituting the plurality of ring oscillation circuits change, and the oscillation frequency of the oscillation signal output as the delayed clock signal FB changes so that the deviation becomes small. .
一方、リファレンスクロック信号FINと遅延クロック信号FBが一致している場合には、電圧信号VCI及び遅延制御信号PC、NCに変化は生じない。したがって、複数のリング発振回路を構成するインバータ回路I1、I2、I3、…の遅延時間も変化せず、リファレンスクロック信号FINに一致した遅延クロック信号FBが出力される。 On the other hand, when the reference clock signal FIN and the delayed clock signal FB match, the voltage signal VCI and the delay control signals PC and NC do not change. Therefore, the delay times of the inverter circuits I1, I2, I3,... Constituting the plurality of ring oscillation circuits do not change, and the delayed clock signal FB that matches the reference clock signal FIN is output.
また、本実施形態におけるDLL回路では、互いに段数が異なるとともに独立した複数のリング発振回路からそれぞれ出力される発振信号から1つの発振信号をセレクタ22により選択的に出力することが可能である。したがって、高速動作が要求されるような場合であっても、セレクタ22によりリング発振回路(インバータチェーン)の段数を制御し、位相比較回路11でのロックタイミングを調整することが可能となる。また、ロックすることができるリファレンスクロック信号の周波数範囲も広くなる。
In the DLL circuit according to this embodiment, the
ここで、遅延回路16における遅延時間は、電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路と同様に遅延制御信号PC、NCにより制御される。したがって、リング発振回路(インバータチェーン)の段数を制御して位相比較回路11でのロックタイミングを調整することにより、遅延回路16全体での遅延時間も制御可能となる。
Here, the delay time in the
さらに、電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路(インバータチェーン)に対して、図5Aに示すように負荷容量回路51、52を設けることにより、位相比較回路11でのロックタイミング、つまり遅延回路16全体での遅延時間をさらに細かく調整することが可能になる。
Further, by providing
図5Aは、リング発振回路を構成するインバータチェーンでの遅延時間を負荷容量により制御する場合の回路構成を示す図である。 FIG. 5A is a diagram showing a circuit configuration in the case where the delay time in the inverter chain constituting the ring oscillation circuit is controlled by the load capacity.
図5Aにおいて、各インバータ回路I51〜I59は、遅延制御信号PC、NCがそれぞれ供給され、前記図3に示したインバータ回路と同様に構成される。インバータ回路I51〜I59は、従属接続されている。 In FIG. 5A, each of the inverter circuits I51 to I59 is supplied with delay control signals PC and NC, and is configured in the same manner as the inverter circuit shown in FIG. The inverter circuits I51 to I59 are cascade connected.
また、51、52は負荷容量回路である。負荷容量回路51は、出力が開放された複数の論理ゲート(NAND回路)NA0、NA1、NA2、…により構成される。NAND回路NA0、NA1、NA2、…の一方の入力は容量制御信号Co0、Co1、Co2、…が供給され、他方の入力はインバータチェーンにおける奇数番目のインバータ回路(図5Aにおいてはインバータ回路I51、I53)の出力端とその次段のインバータ回路の入力端の相互接続点に接続される。
ここで、負荷容量回路51は、容量制御信号Co0が供給されるNAND回路NA0を1(=20)個、容量制御信号Co1が供給されるNAND回路NA1を2(=21)個、容量制御信号Co2が供給されるNAND回路NA2を4(=22)個有する。したがって、負荷容量回路51により遅延時間を変化させる際には、2進制御により直線的に変化させることができる。
Here, the
また、負荷容量回路52は、複数のNAND回路NB0、NB1、NB2、…の他方の入力がインバータチェーンにおける偶数番目のインバータ回路(図5Aにおいてはインバータ回路I56、I58)の出力端とその次段のインバータ回路の入力端の相互接続点に接続される点が異なるだけで、負荷容量回路51と同様であるので説明は省略する。
In the
図5Bは、負荷容量回路51、52が有するNAND回路の構成を模式的に示す図である。
FIG. 5B is a diagram schematically illustrating a configuration of a NAND circuit included in the
図5Bにおいて、55、56は前記図3Bと同様に構成されたインバータ回路である。57はNAND回路であり、2つのPチャネル型トランジスタT51、T52と、2つのNチャネル型トランジスタT53、T54により構成される。
In FIG. 5B,
トランジスタT51、T52のソースが電源VDDに対して接続され、ドレインがトランジスタT53のドレインに共通接続される。トランジスタT53のソースがトランジスタT54のドレインに接続され、トランジスタT54のソースがグランドレベルに対して接続される(接地される)。また、トランジスタT51、T53のゲートが、インバータ回路55の出力端とインバータ回路56の入力端との相互接続点に接続され、トランジスタT52、T54のゲートに容量制御信号COが供給される。
The sources of the transistors T51 and T52 are connected to the power supply VDD, and the drains are commonly connected to the drain of the transistor T53. The source of the transistor T53 is connected to the drain of the transistor T54, and the source of the transistor T54 is connected to the ground level (grounded). The gates of the transistors T51 and T53 are connected to an interconnection point between the output terminal of the
また、C1、C2は、それぞれトランジスタT51、T53において、ゲートとドレインとの間に形成される酸化膜容量である。本実施形態における負荷容量回路では、この酸化膜容量C1、C2を用いて負荷容量を制御する。これにより、従来のバルク容量(寄生容量)を用いた負荷容量の制御に比べて、微小な容量の制御が可能になる。 C1 and C2 are oxide film capacitances formed between the gate and the drain in the transistors T51 and T53, respectively. In the load capacitance circuit in the present embodiment, the load capacitance is controlled using the oxide film capacitances C1 and C2. As a result, it is possible to control a minute capacitance as compared with a conventional load capacitance control using a bulk capacitance (parasitic capacitance).
次に、図6(A)〜(C)及び図7(A)〜(C)を参照して原理を説明する。
なお、図6(A)及び(B)、図7(A)及び(B)において、信号SIGはインバータ回路(リング発振回路)から供給される信号である。
Next, the principle will be described with reference to FIGS. 6 (A) to (C) and FIGS. 7 (A) to (C).
6A and 6B and FIGS. 7A and 7B, the signal SIG is a signal supplied from an inverter circuit (ring oscillation circuit).
図6(A)及び(B)は、容量制御信号COがロウレベル(L)であるときの負荷容量の変化を説明するための図である。 FIGS. 6A and 6B are diagrams for explaining changes in load capacitance when the capacitance control signal CO is at the low level (L).
容量制御信号COがL、かつ信号SIGがハイレベル(H)である場合には、図6(A)に示すようにトランジスタT52、T53がオン状態となり、トランジスタT51、T54がオフ状態となる。このとき、ノードN61のレベルはHである。 When the capacitance control signal CO is L and the signal SIG is at a high level (H), the transistors T52 and T53 are turned on and the transistors T51 and T54 are turned off as shown in FIG. At this time, the level of the node N61 is H.
一方、容量制御信号COがL、かつ信号SIGがLである場合には、図6(B)に示すようにトランジスタT51、T52がオン状態となり、トランジスタT53、T54がオフ状態となる。このとき、ノードN61のレベルはHである。 On the other hand, when the capacitance control signal CO is L and the signal SIG is L, the transistors T51 and T52 are turned on and the transistors T53 and T54 are turned off as shown in FIG. 6B. At this time, the level of the node N61 is H.
ここで、Q=CVとし、さらに説明を簡単にするためにV=1(V)とする。容量制御信号COがLの状態で信号SIGがHからLに変化するときには、容量C1、C2の両端に電位差が生じることでインバータ回路に負荷がかかる(C=−Q)。一方、信号SIGがLからHに変化するときには、容量C1、C2の両端に電位差が生じないため負荷がかからない。 Here, Q = CV, and V = 1 (V) for further simplifying the description. When the signal SIG changes from H to L while the capacitance control signal CO is L, a load is applied to the inverter circuit due to a potential difference between both ends of the capacitors C1 and C2 (C = −Q). On the other hand, when the signal SIG changes from L to H, no potential difference occurs between both ends of the capacitors C1 and C2, so that no load is applied.
したがって、容量制御信号COがLの場合には、図6(C)に示すようにクロック信号RCLKは、HからLに変化するとき、すなわち立下り時のみ遅延時間D61だけ遅延する。なお、図6(C)において、MCLKは、理想的な状態を仮定したとき(何ら信号に影響を及ぼすものがないとしたとき)のクロック信号であり、RCLKが負荷容量回路としてのNAND回路を設けたときのクロック信号である。 Therefore, when the capacity control signal CO is L, as shown in FIG. 6C, the clock signal RCLK is delayed by the delay time D61 only when it changes from H to L, that is, at the time of falling. In FIG. 6C, MCLK is a clock signal when an ideal state is assumed (when there is no influence on the signal), and RCLK is a NAND circuit as a load capacitor circuit. This is a clock signal when provided.
図7(A)及び(B)は、容量制御信号COがHであるときの負荷容量の変化を説明するための図である。 FIGS. 7A and 7B are diagrams for explaining a change in load capacitance when the capacitance control signal CO is H. FIG.
容量制御信号COがH、かつ信号SIGがHである場合には、図7(A)に示すようにトランジスタT53、T54がオン状態となり、トランジスタT51、T52がオフ状態となる。このとき、ノードN61のレベルはLである。 When the capacitance control signal CO is H and the signal SIG is H, the transistors T53 and T54 are turned on and the transistors T51 and T52 are turned off as shown in FIG. At this time, the level of the node N61 is L.
一方、容量制御信号COがH、かつ信号SIGがLである場合には、図7(B)に示すようにトランジスタT51、T54がオン状態となり、トランジスタT52、T53がオフ状態となる。このとき、ノードN61のレベルはHである。 On the other hand, when the capacitance control signal CO is H and the signal SIG is L, the transistors T51 and T54 are turned on and the transistors T52 and T53 are turned off as shown in FIG. 7B. At this time, the level of the node N61 is H.
前記図6(A)〜(C)と同様に考えると、容量制御信号COがHの状態で信号SIGがHからLに変化するときには、容量C1、C2の両端に電位差が生じることでインバータ回路に負荷がかかる(C=−Q)。また、信号SIGがLからHに変化するときも、容量C1、C2の両端に電位差が生じることで負荷がかかる(C=+Q)。 6A to 6C, when the signal SIG changes from H to L while the capacity control signal CO is H, a potential difference is generated between both ends of the capacitors C1 and C2, thereby causing an inverter circuit. Is loaded (C = −Q). Also, when the signal SIG changes from L to H, a load is applied due to a potential difference between both ends of the capacitors C1 and C2 (C = + Q).
したがって、容量制御信号COがHの場合には、図7(C)に示すようにクロック信号RCLKは、HからLに変化するとき(立下り時)に遅延時間D62だけ遅延するとともに、LからHに変化するとき(立ち上がり時)に遅延時間D63だけ遅延する。 Therefore, when the capacity control signal CO is H, the clock signal RCLK is delayed by the delay time D62 when changing from H to L (at the time of falling) as shown in FIG. When it changes to H (at the time of rising), it is delayed by the delay time D63.
また、以上の説明からわかるように、容量制御信号COがLの場合には片側エッジ(立下り時)にのみ遅延が付加され、容量制御信号COがHの場合には両エッジ(立下り時及び立ち上がり時)に遅延が付加される。この不都合を解消するために、本実施形態においては2つの負荷容量回路51、52を設け、同一時間にてインバータ回路の出力が逆相の関係となるノード、すなわち奇数番目及び偶数番目のインバータ回路の出力に対して負荷容量回路51、52を1つずつ接続している。これにより、両エッジに同等の遅延を付加することができる。
As can be seen from the above description, when the capacitance control signal CO is L, a delay is added only to one edge (at the time of falling), and when the capacitance control signal CO is H, both edges (at the time of falling). And a delay). In order to eliminate this inconvenience, in the present embodiment, two
上述した図5Aに示す負荷容量回路51、52を電圧制御発振回路15が有する複数のリング発振回路にそれぞれ設け、容量制御信号COによりリング発振回路における負荷容量を制御することにより、位相比較回路11でのロックタイミングの微小な調整が可能となり、遅延回路16全体での遅延時間をさらに細かく調整することができる。
The
例えば、セレクタ22でのリング発振回路(インバータチェーン)の段数制御により制御可能な遅延時間の値DT1、DT2、DT3、…に対し、それぞれの値DT1、DT2、DT3、…の間を等間隔に分割した遅延時間の値を容量制御信号COに基づく負荷容量回路51、52の容量制御により制御可能にすると、位相比較回路11でのロックタイミングを線形的に調整することができる。
For example, with respect to delay time values DT1, DT2, DT3,... That can be controlled by controlling the number of stages of the ring oscillation circuit (inverter chain) in the
例えば、図8に示すように、遅延時間をDT1、DT2、DT3にする場合には、セレクタ22での段数制御、すなわち選択信号SELに基づく制御のみで遅延時間を制御し、遅延時間DT1、DT2、DT3の間の遅延時間にする場合には、セレクタ22での段数制御に加え、容量制御信号COに基づく容量の2進制御により遅延時間を制御することができる。なお、図8において、縦軸は遅延時間であり、横軸は制御情報(制御値)である。
For example, as shown in FIG. 8, when the delay time is set to DT1, DT2, and DT3, the delay time is controlled only by control of the number of stages in the
本実施形態では、電圧制御発振回路15内に互いに異なる段数の独立した複数のリング発振回路を設け、選択信号SELに応じてセレクタ22により何れか1つのリング発振回路の出力を帰還クロック信号FBとして選択的に出力する。これにより、独立しているリング発振回路の出力が常に帰還クロック信号として出力されるので、動作速度が高速であってもデューティ比が崩れていない帰還クロック信号を出力することができ、入力信号DLLIが出力信号DLLOとして出力されるまでの遅延時間を任意に調整することができる。
In this embodiment, a plurality of independent ring oscillation circuits having different numbers of stages are provided in the voltage controlled
また、電圧制御発振回路15内に互いに異なる段数の独立した複数のリング発振回路を設け、リング発振回路の段数を選択信号SELにより制御することで、帰還クロック信号として出力されるクロック信号の周波数範囲が広がり、対応可能な(ロック可能な)リファレンスクロック信号の周波数範囲が増大する。例えば、リファレンスクロック信号の周波数が異なるさまざまなDDRメモリのインタフェースとして容易に利用することができる。
In addition, by providing a plurality of independent ring oscillation circuits with different numbers of stages in the voltage controlled
なお、上述した本実施形態では、電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路の出力をセレクタ22により選択的に出力することで、リング発振回路の段数を制御するようにしているが、カレントミラー回路21とリング発振回路との間にセレクタを設け、複数のリング発振回路の何れか1つにのみ遅延制御信号PC、NCを供給し(遅延制御信号PC、NCを活性化させ)、他のリング発振回路は動作を停止させる(遅延制御信号PC、NCを不活性状態にする)ようにしても良い。
In this embodiment, the number of stages of the ring oscillation circuit is controlled by selectively outputting the outputs of the plurality of ring oscillation circuits in the voltage controlled
また、本実施形態では、電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路は、インバータ回路を用いて構成しているが、これに限定されず、入力信号を反転して出力する反転出力の論理ゲートを用いて構成できるものであり、例えば一方の入力を固定したNAND回路、NOR回路等を用いて構成しても良い。
In the present embodiment, the plurality of ring oscillation circuits in the voltage controlled
また、本実施形態では、電圧制御発振回路15内の複数のリング発振回路にのみ負荷容量回路51、52を設けるようにしているが、遅延回路16内のインバータチェーンに同様の負荷容量回路を設けるようにしても良い。
In this embodiment, the
また、前記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
上述した実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
In addition, each of the above-described embodiments is merely an example of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed as being limited thereto. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features thereof.
Regarding the above-described embodiment, the following additional notes are disclosed.
(付記1)入力信号が入力された後、出力されるまでの遅延時間を調整する半導体装置であって、
基準クロック信号と帰還クロック信号との位相を比較する位相比較回路と、
前記帰還クロック信号、及び前記位相比較回路での比較結果に基づいて前記遅延時間を制御する遅延制御信号を出力する発振回路とを備え、
前記発振回路は、前記位相比較回路での比較結果に基づいて発振周波数が制御可能であるとともに、前記発振周波数が異なる互いに独立した複数の内部発振回路と、
前記複数の内部発振回路の出力のうち1つの出力を前記帰還クロック信号として選択的に出力するための選択回路とを有することを特徴とする半導体装置。
(付記2)前記複数の内部発振回路は、互いに異なる奇数個の反転出力の論理ゲートを従属接続した複数のリング発振回路であることを特徴とする付記1記載の半導体装置。
(付記3)前記反転出力の論理ゲートは、インバータ回路であることを特徴とする付記2記載の半導体装置。
(付記4)前記位相比較回路での比較結果に基づいて、前記インバータ回路に供給する電源電圧を制御することを特徴とする付記3記載の半導体装置。
(付記5)前記発振回路は、前記位相比較回路での比較結果に基づいて前記遅延制御信号を生成する信号生成回路をさらに有し、
前記信号生成回路にて生成された前記遅延制御信号により前記インバータ回路に供給する電源電圧を制御することを特徴とする付記4記載の半導体装置。
(付記6)前記選択回路は、すべての前記内部発振回路の出力と当該出力の選択に係る選択信号が入力され、当該選択信号に応じて前記内部発振回路の出力を前記帰還クロック信号として選択的に出力することを特徴とする付記1記載の半導体装置。
(付記7)前記内部発振回路は、前記反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、制御信号に応じて負荷容量値を可変する負荷容量回路を有し、
前記負荷容量回路における負荷容量は、MOSトランジスタの酸化膜容量であることを特徴とする付記2記載の半導体装置。
(付記8)前記内部発振回路は、前記従属接続された反転出力の論理ゲートにて奇数番目の反転出力の論理ゲートの出力端に接続された第1の前記負荷容量回路と、偶数番目の反転出力の論理ゲートの出力端に接続された第2の前記負荷容量回路とを有することを特徴とする付記7記載の半導体装置。
(付記9)前記負荷容量回路は、一方の入力が前記反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、他方の入力に前記制御信号が供給される複数のNAND回路からなることを特徴とする付記7記載の半導体装置。
(付記10)前記制御信号はnビット(nは任意の自然数)であり、
前記負荷容量回路は(2n−1)個のNAND回路からなり、2m-1個(mはn以下の自然数)の当該NAND回路は下位mビット目の制御信号が他方の入力に供給されていることを特徴とする付記9記載の半導体装置。
(付記11)前記遅延制御信号に応じて、前記入力信号を前記遅延時間だけ遅延して出力する遅延回路をさらに備えることを特徴とする付記1記載の半導体装置。
(付記12)前記遅延回路は、従属接続した偶数個の反転出力の論理ゲートからなることを特徴とする付記11記載の半導体装置。
(付記13)従属接続された複数の反転出力の論理ゲートと、
前記反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、制御信号に応じて負荷容量値を可変する負荷容量回路を有し、
前記負荷容量回路における負荷容量は、MOSトランジスタの酸化膜容量であることを特徴とする半導体装置。
(付記14)前記負荷容量回路は、一方の入力が前記反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、他方の入力に前記制御信号が供給される複数のNAND回路からなることを特徴とする付記13記載の半導体装置。
(付記15)前記従属接続された反転出力の論理ゲートにて奇数番目の反転出力の論理ゲートの出力端に接続された第1の前記負荷容量回路と、偶数番目の反転出力の論理ゲートの出力端に接続された第2の前記負荷容量回路とを有することを特徴とする付記13記載の半導体装置。
(付記16)外部からの電圧信号の電圧に応じて発振周波数が制御可能であるとともに、前記発振周波数が異なる互いに独立した複数の内部発振回路と、
前記複数の内部発振回路の出力が入力され、当該出力の選択に係る選択信号に応じて何れか1つの前記出力をクロック信号として選択的に出力する選択回路とを有することを特徴とする電圧制御発振回路。
(付記17)前記複数の内部発振回路は、互いに異なる奇数個の反転出力の論理ゲートを従属接続した複数のリング発振回路であることを特徴とする付記16記載の電圧制御発振回路。
(付記18)前記反転出力の論理ゲートは、前記電圧信号の電圧に基づいて供給される電源電圧が制御されたインバータ回路であることを特徴とする付記17記載の電圧制御発振回路。
(Appendix 1) A semiconductor device for adjusting a delay time from when an input signal is input to when the input signal is output,
A phase comparison circuit that compares the phases of the reference clock signal and the feedback clock signal;
An oscillation circuit that outputs a delay control signal for controlling the delay time based on the feedback clock signal and a comparison result in the phase comparison circuit;
The oscillation circuit is capable of controlling an oscillation frequency based on a comparison result in the phase comparison circuit, and a plurality of independent internal oscillation circuits having different oscillation frequencies,
A semiconductor device comprising: a selection circuit for selectively outputting one of the outputs of the plurality of internal oscillation circuits as the feedback clock signal.
(Supplementary note 2) The semiconductor device according to supplementary note 1, wherein the plurality of internal oscillation circuits are a plurality of ring oscillation circuits in which odd number of different inverted output logic gates are cascade-connected.
(Supplementary note 3) The semiconductor device according to supplementary note 2, wherein the logic gate of the inverted output is an inverter circuit.
(Additional remark 4) The semiconductor device of Additional remark 3 characterized by controlling the power supply voltage supplied to the said inverter circuit based on the comparison result in the said phase comparison circuit.
(Additional remark 5) The said oscillation circuit further has a signal generation circuit which produces | generates the said delay control signal based on the comparison result in the said phase comparison circuit,
The semiconductor device according to claim 4, wherein a power supply voltage supplied to the inverter circuit is controlled by the delay control signal generated by the signal generation circuit.
(Supplementary Note 6) The selection circuit receives all the output of the internal oscillation circuit and a selection signal related to the selection of the output, and selectively uses the output of the internal oscillation circuit as the feedback clock signal according to the selection signal. The semiconductor device according to appendix 1, wherein
(Appendix 7) The internal oscillation circuit includes a load capacitance circuit that is connected to an output terminal of the logic gate of the inverted output and varies a load capacitance value according to a control signal.
The semiconductor device according to claim 2, wherein the load capacitance in the load capacitance circuit is an oxide film capacitance of a MOS transistor.
(Supplementary Note 8) The internal oscillation circuit includes a first load capacitance circuit connected to an output terminal of an odd-numbered inverted output logic gate and an even-numbered inverted logic gate in the cascade-connected inverted output logic gate The semiconductor device according to appendix 7, further comprising a second load capacitance circuit connected to an output terminal of an output logic gate.
(Supplementary note 9) The load capacitance circuit includes a plurality of NAND circuits in which one input is connected to the output terminal of the logic gate of the inverted output and the control signal is supplied to the other input. 8. The semiconductor device according to 7.
(Supplementary Note 10) The control signal is n bits (n is an arbitrary natural number),
The load capacitance circuit is composed of (2 n -1) NAND circuits, and 2 m-1 (m is a natural number equal to or less than n) NAND circuits are supplied with the control signal of the lower m-th bit to the other input. 10. The semiconductor device according to appendix 9, wherein
(Supplementary note 11) The semiconductor device according to Supplementary note 1, further comprising a delay circuit that delays and outputs the input signal by the delay time according to the delay control signal.
(Supplementary note 12) The semiconductor device according to
(Supplementary Note 13) A plurality of inverted output logic gates connected in cascade,
A load capacitance circuit that is connected to an output terminal of the logic gate of the inverted output and varies a load capacitance value according to a control signal;
A load capacitance in the load capacitance circuit is an oxide film capacitance of a MOS transistor.
(Supplementary Note 14) The load capacitance circuit includes a plurality of NAND circuits in which one input is connected to an output terminal of the logic gate of the inverted output and the control signal is supplied to the other input. 13. The semiconductor device according to 13.
(Supplementary Note 15) The first load capacitance circuit connected to the output terminal of the odd-numbered inverted output logic gate in the cascade-connected inverted output logic gate and the output of the even-numbered inverted
(Supplementary Note 16) A plurality of independent internal oscillation circuits having different oscillation frequencies, the oscillation frequency being controllable according to the voltage of the voltage signal from the outside,
A voltage control comprising: a selection circuit which receives outputs of the plurality of internal oscillation circuits and selectively outputs any one of the outputs as a clock signal in accordance with a selection signal related to selection of the output Oscillator circuit.
(Supplementary note 17) The voltage controlled oscillation circuit according to
(Supplementary note 18) The voltage controlled oscillation circuit according to supplementary note 17, wherein the logic gate of the inverted output is an inverter circuit in which a power supply voltage supplied based on a voltage of the voltage signal is controlled.
Claims (3)
前記反転出力の論理ゲートの出力端に接続され、制御信号に応じて負荷容量値を可変する負荷容量回路とを有し、
前記負荷容量回路における負荷容量は、MOSトランジスタの酸化膜容量であることを特徴とする半導体装置。 A plurality of inverting output logic gates connected in cascade;
A load capacitance circuit connected to the output terminal of the logic gate of the inverted output and varying a load capacitance value according to a control signal;
A load capacitance in the load capacitance circuit is an oxide film capacitance of a MOS transistor.
偶数番目の反転出力の論理ゲートの出力端に接続された第2の前記負荷容量回路とを有することを特徴とする請求項1記載の半導体装置。 A first load capacitance circuit connected to an output terminal of an odd-numbered inverted output logic gate at the cascade-connected inverted output logic gate;
2. The semiconductor device according to claim 1, further comprising: a second load capacitor circuit connected to an output terminal of an even-numbered inverted output logic gate.
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