JP2008219860A - Ｆｍ送信機およびこれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｓ／Ｎ比を改善する。
【解決手段】ステレオ変調器１０は、オーディオ信号Ｓ１をステレオコンポジット信号Ｓ２に変換する。周波数変調器２０は、ステレオコンポジット信号Ｓ２を受け、これを変調信号として搬送波を周波数変調する。振幅変調器１５は、ＬチャンネルとＲチャンネルの差信号Ｌ−Ｒを変調信号として、副搬送波を振幅変調する。第１加算器１６は、振幅変調器１５の出力と、ＬチャンネルとＲチャンネルの和信号Ｌ＋Ｒを加算する。第１乗算器１７は、第１加算器１６の出力に第１可変定数αを乗算する。第２乗算器１８は、パイロット信号Ｓ５に第２可変定数βを乗算する。第２加算器１４は、第１乗算器１７、第２乗算器１８の出力を加算して出力する。変調度調節部３２は、ステレオコンポジット信号Ｓ２の振幅を調節し、周波数変調器２０に出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ステレオコンポジット信号を生成し、周波数変調（ＦＭ）して出力するＦＭ送信機に関する。

オーディオ信号をステレオコンポジット信号に変換し、周波数変調器を用いて周波数変調して出力するＦＭ送信機が知られている。このようなＦＭ送信機は、オーディオ信号をＲＣＡケーブルなどの配線を介さずに伝送することができるため、カーオーディオのＣＤチェンジャとヘッドユニット間の信号の伝送などに利用されている。さらに近年、ハードディスクオーディオ機器、メモリオーディオ機器、音楽再生機能を有する携帯電話端末が著しい普及を見せているが、こうした小型電子機器に蓄えられた楽曲データを、据え置き型のオーディオコンポ等のスピーカから再生する用途にも、ＦＭ送信機が用いられている。

ＦＭ送信機においては、オーディオ信号をステレオコンポジット信号に変換し、ステレオコンポジット信号を用いて周波数変調を行い、増幅した後にアンテナから放出する。ステレオコンポジット信号の生成には、３８ｋＨｚの副搬送波と、１９ｋＨｚとパイロット信号が使用される。

特開平９−０６９７２９号公報 特開平１０−０１３３７０号公報

周波数変調の最大周波数偏移は、国や地域ごとに定められており、その値はたとえば、日本や米国では７５（kHz）であり、ヨーロッパでは40(kHz)である。したがって、ＦＭ送信機を両方の規格に対応して構成する場合、いずれかの地域の最大周波数偏移を考慮して回路を最適化すると、他方の地域で使用する際に、Ｓ／Ｎ比が悪化するという問題が生ずる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、Ｓ／Ｎ比を改善したＦＭ送信機の提供にある。

本発明のある態様は、ＦＭ送信機に関する。このＦＭ送信機は、入力されたオーディオ信号をステレオコンポジット信号に変換するステレオ変調器と、ステレオコンポジット信号を受け、これを変調信号として搬送波を周波数変調する周波数変調器と、を備える。ステレオ変調器は、オーディオ信号のＬチャンネルとＲチャンネルの差信号を変調信号として、副搬送波を振幅変調する振幅変調器と、振幅変調器の出力と、オーディオ信号のＬチャンネルとＲチャンネルの和信号を加算する第１加算器と、第１加算器の出力に第１可変定数を乗算する第１乗算器と、パイロット信号に第２可変定数を乗算する第２乗算器と、第１、第２乗算器の出力を加算して出力する第２加算器と、を含む。

この態様によると、第１乗算器、第２乗算器によって、パイロット信号と、第２加算器の出力（以下、主・副チャンネル信号という）の振幅を独立に調節できるため、最大周波数偏移に応じて混合比を最適化することができ、ノイズレベルに対して、パイロット信号および主・副チャンネル信号のレベルを最適化できるため、Ｓ／Ｎ比を改善することができる。

ステレオ変調器からのステレオコンポジット信号の振幅を調節し、周波数変調器に出力する変調度調節部をさらに備えてもよい。
この場合、ステレオ変調器において、主・副チャンネル信号とパイロット信号の混合比を調節し、変調度調節部において変調度を調節することができる。
変調度調節部の利得は可変であることが望ましい。

ＦＭ送信機は、１つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を集積化することにより、その面積を削減することができる。

本発明の別の態様は、電子機器である。この電子機器は、オーディオ信号を出力する音源と、上述のいずれかの態様のＦＭ送信機と、ＦＭ送信機の出力信号を外部へと送信するためのアンテナと、を備える。

この態様によると、使用地域によらずに、Ｓ／Ｎ比が良好なＦＭ信号を送信することができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、Ｓ／Ｎ比を改善できる。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ａと部材Ｂの間に部材Ｃが設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、本発明の実施の形態に係るＦＭ送信機１００を利用した電子機器２００の全体構成を示すブロック図である。この電子機器２００は、たとえば携帯電話端末、ラジオ受信機、シリコンオーディオプレイヤであって、オーディオの再生機能を備えている。再生されるオーディオ信号は、電子機器２００自体が備えるスピーカやイヤホンなどの電気音響変換素子自体から出力可能である。これに加えて、電子機器２００は、より高音質なオーディオ再生を可能とするために、オーディオ信号をＦＭ変調して、外部に電波として送出可能に構成される。ユーザは、放出された信号を、外部のオーディオプレイヤによって受信し、より高音質で再生することができる。

電子機器２００は、音源１１０、ＦＭ送信機１００、アンテナ１１２を備える。
音源１１０は、オーディオ信号Ｓ１を出力する。たとえば、オーディオ信号Ｓ１は、放送波を受信して復調した結果得られる信号でもよいし、メモリに記憶されたデータを再生した信号であってもよく、その生成方法は問わない。音源１１０とＦＭ送信機１００は、所定の形式のバス１１４で接続される。たとえばバス１１４はＩ２Ｓバスである。この場合、音源１１０とＦＭ送信機１００の間で、オーディオ信号Ｓ１はシリアルデータとして伝送される。

ＦＭ送信機１００は、音源１１０からのオーディオ信号Ｓ１を受ける。ＦＭ送信機１００は、インタフェース部４０、ステレオ変調器１０、周波数変調器２０、パワーアンプ３０を備え、一つの半導体基板上に機能ＩＣ（Integrated Circuit）として一体集積化されている。なお、図１は、主要な回路ブロックのみを抽出して示したものであり、その他のブロックは適宜省略している。

インタフェース部４０は、入力端子１０２を介して音源１１０からのオーディオ信号Ｓ１を受ける。インタフェース部４０はオーディオ信号Ｓ１を受信し、ステレオ変調器１０に出力する。オーディオ信号Ｓ１は、Ｌチャンネル信号Ｓ１ＬとＲチャンネル信号Ｓ１Ｒを含む。ステレオ変調器１０は、オーディオ信号Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｒに対してステレオ変調を施し、ステレオコンポジット信号Ｓ２を生成する。

周波数変調器２０は、ステレオコンポジット信号Ｓ２を変調信号として、搬送信号に対して周波数変調を施す。周波数変調されたオーディオ信号（以下、被変調信号ともいう）Ｓ３は、パワーアンプ３０に入力される。パワーアンプ３０は、被変調信号Ｓ３を受けて増幅する。ＦＭ送信機１００の出力端子１０４には図示しないマッチング回路を介してアンテナ１１２が接続される。アンテナ１１２からは周波数変調された信号が送信される。
以上が電子機器２００の全体構成である。

以下、ステレオ変調器１０、変調度調節部３２、周波数変調器２０について詳細に説明する。
ステレオ変調器１０は、第３加算器１２、減算器１３、第２加算器１４、振幅変調器１５、第１加算器１６、第１乗算器１７、第２乗算器１８を含む。第３加算器１２は、ＬチャンネルとＲチャンネルのオーディオ信号Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｒを加算し、和信号Ｌ＋Ｒを生成する。減算器１３は、ＬチャンネルとＲチャンネルのオーディオ信号Ｓ１Ｌ、Ｓ１Ｒから差信号Ｌ−Ｒを生成する。振幅変調器１５はミキサであって、差信号Ｌ−Ｒを用いて、３８ｋＨｚの副搬送波を振幅変調する。第１加算器１６は、和信号Ｌ＋Ｒを、振幅変調器１５から出力される副搬送波と合成する。第１加算器１６の出力を、主・副チャンネル信号Ｓ４という。

第１乗算器１７は、主・副チャンネル信号Ｓ４に第１可変定数αを乗算する。第２乗算器１８は、１９ｋＨｚのパイロット信号Ｓ５に第２可変定数βを乗算する。第１可変定数αおよび第２可変定数βは、それぞれ少なくとも２値で変更可能である。

第２加算器１４は、第１乗算器１７の出力信号と、第２乗算器１８からのパイロット信号Ｓ５を合成して、ステレオコンポジット信号Ｓ２を生成する。

変調度調節部３２は、ステレオ変調器１０から出力されるステレオコンポジット信号Ｓ２を受ける。変調度調節部３２は、周波数変調器２０の前処理として、ステレオコンポジット信号Ｓ２の振幅を減衰させ、周波数変調器２０の変調度を調節する。変調度調節部３２の利得（減衰率）γは、可変であってもよい。

周波数変調器２０は、ＶＣＯ２２、分周器２４、位相比較器２６、ループフィルタ２８、加算器２９を含む一般的な構成である。ＶＣＯ２２は、制御電圧Ｖｃｎｔに応じた周波数で発振する。ＶＣＯ２２の出力信号Ｓ３は、被変調信号として外部へと出力されるとともに、分周器２４へと入力される。分周器２４は、ＶＣＯ２２の出力信号Ｓ３の周波数を１／ｎ（ｎは自然数）に分周し、帰還信号Ｓｆｂを出力する。位相比較器２６は、分周器２４から出力される帰還信号Ｓｆｂを、基準クロック信号ＣＫｒｅｆと比較し、２つの信号の位相差に応じた電圧（以下、位相差電圧Ｖｐという）を出力する。

ループフィルタ２８はローパスフィルタであり、位相比較器２６から出力される位相差電圧Ｖｐの高周波成分を除去し、加算器２９に出力する。加算器２９は、変調度調節部３２から出力されたステレオコンポジット信号Ｓ６を、ループフィルタ２８の出力信号に重畳し、制御電圧Ｖｃｎｔとして出力する。

なお、ステレオ変調器１０、変調度調節部３２、周波数変調器２０における各処理は、アナログ、デジタル、あるいはこれらの組み合わせによって行えばよく、各回路は、アナログ回路、デジタル回路のいずれで構成されてもよい。

以上のように構成されたＦＭ送信機１００の動作について説明する。
ここでは、各信号がデジタルであるとして説明するが、アナログ信号にも適用できる。ステレオコンポジット信号Ｓ２、主・副チャンネル信号Ｓ４、パイロット信号Ｓ５等がデジタル信号である場合、そのビット数に応じてフルスケールが規定される。いま、ステレオコンポジット信号Ｓ２、主・副チャンネル信号Ｓ４、パイロット信号Ｓ５のビット数は等しく、そのフルスケール値も等しいとする。ここでは、主・副チャンネル信号Ｓ４、パイロット信号Ｓ５は、最大振幅がフルスケールとなるように正規化されていると仮定する。

パイロット信号Ｓ５の最大周波数偏移は、７．５ｋＨｚと規定される。したがって、被変調信号Ｓ３の最大周波数偏移が４０ｋＨｚのとき、主・副チャンネル信号Ｓ４の最大周波数偏移は、４０−７．５＝３２．５ｋＨｚとなる。すなわち、主・副チャンネル信号Ｓ４とパイロット信号Ｓ５の混合比は、３２．５：７．５＝０．８１：０．１９に設定すればよい。主・副チャンネル信号Ｓ４とパイロット信号Ｓ５のフルスケールが等しいと仮定すれば、混合比は、第１可変定数α、第２可変定数βと等しい。つまり、最大周波数偏移を４０ｋＨｚに設定する場合、α＝０．８１、β＝０．１９に設定する。このとき、第１乗算器１７、第２乗算器１８の出力を加算して得られるステレオコンポジット信号Ｓ２は、フルスケールの信号となる。

一方、被変調信号Ｓ３の最大周波数偏移が７５ｋＨｚのとき、主・副チャンネル信号Ｓ４の最大周波数偏移は、７５−７．５＝６７．５ｋＨｚとなる。したがって、主・副チャンネル信号Ｓ４とパイロット信号Ｓ５の混合比は、６７．５：７．５＝０．９：０．１に設定すればよい。したがって、最大周波数偏移が７５ｋＨｚのとき、α＝０．９、β＝０．１に設定する。このときも、第１乗算器１７、第２乗算器１８の出力を加算して得られるステレオコンポジット信号Ｓ２は、フルスケールの信号となる。

最大周波数偏移が４０ｋＨｚ、７５ｋＨｚのいずれの場合も、ステレオコンポジット信号Ｓ２の最大振幅はフルスケールとなる。これをそのまま周波数変調器２０へと出力すると、最大周波数遷移が等しくなってしまう。そこで、変調度調節部３２は、最大周波数偏移に応じて、利得γ（減衰率）を切り替えて、ステレオコンポジット信号Ｓ２を減衰させる。

以上のＦＭ送信機１００によれば、第１乗算器１７、第２乗算器１８を設けたことにより、主・副チャンネル信号Ｓ４、パイロット信号Ｓ５の混合比を、最大周波数偏移に応じて変化させることができる。

図２は、図１のＦＭ送信機１００の信号のレベルダイヤグラムである。図中、ステレオコンポジット信号Ｓ２の縦軸は、０〜ＦＳ（フルスケール）までのデジタル値のレベルを示しており、ステレオコンポジット信号Ｓ６の縦軸は変調度を示す。

最大周波数偏移が４０ｋＨｚのとき、主・副チャンネル信号Ｓ４とパイロット信号Ｓ５は、０．８１ＦＳ、０．１９ＦＳの割合で混合され、合計したステレオコンポジット信号Ｓ２がフルスケールを有している。
最大周波数偏移が７５ｋＨｚのとき、主・副チャンネル信号Ｓ４とパイロット信号Ｓ５は、０．９ＦＳ、０．１ＦＳの割合で混合され、この場合も、合計したステレオコンポジット信号Ｓ２がフルスケールを有している。

ステレオコンポジット信号Ｓ６は、１９ｋＨｚのパイロット信号Ｓ５の変調度が７．５ｋＨｚと一致するように変調度調節部３２によって振幅が調節される。このとき、ノイズレベルも低下するため、４０ｋＨｚ時のＳ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。

また、４０ｋＨｚ、７５ｋＨｚのいずれの場合でも、ステレオコンポジット信号Ｓ２がフルスケールＦＳを有している。信号がデジタル／アナログのいずれの場合であっても振幅が大きい方が多くの情報を伝達できるから、本実施の形態では、良好なＳ／Ｎ比を得ることができる。

本実施の形態に係るＦＭ送信機１００の効果は、以下の考察によってさらに明らかになる。
第２乗算器１８の利得β（第２可変定数）が固定された場合を考える。この場合、第１乗算器１７の利得αのみが切り替えられる。７５ｋＨｚのときに回路を最適化するとα＝０．９、β＝０．１に設定される。この状態で、４０ｋＨｚの最大周波数偏移を得ようとすると、α＝０．４３に設定する必要がある。したがって、ステレオコンポジット信号Ｓ２は、０．１ＦＳ＋０．４３ＦＳ＝０．５３ＦＳとなり、フルスケールの１／２程度の情報量しか利用できず、Ｓ／Ｎ比が悪化していることになる。本実施の形態に係るＦＭ送信機１００では、上述のようにこの問題を解決することができる。

実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本実施の形態では、第１可変定数α、第２可変定数βの和α＋βが１の場合を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。和α＋βが１に近いほどＳ／Ｎ比の悪化は抑制され、０．５３より大きな値であれば、βが固定される場合に比べてＳ／Ｎ比を改善できる。

また、ＦＭ送信機１００では変調度調節部３２を設けて、最終的な変調度を７５ｋＨｚと４０ｋＨｚで切り替える場合を説明したが、これを一定値で固定してもよい。この場合、第１可変係数α、第２可変係数βを、変調度を考慮して適切な値に設定すればよい。

実施の形態では、主・副チャンネル信号Ｓ４およびパイロット信号Ｓ５、２つの信号を合成して周波数変調する場合を説明したが、さらに別の信号を合成してもよい。以下、ＲＤＳ（ラジオデータシステム）／ＲＢＤＳ（ラジオ放送データ・システム）に関するデータ（以下、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータという）を合成して周波数変調を行う場合について説明する。
図３は、変形例に係るＦＭ送信機の構成を示すブロック図である。図３のＦＭ送信機１００ａは、図１のＦＭ送信機１００に加えてＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ生成部５０、第３乗算器１９を備える。

ホストプロセッサ１２０は、ＲＤＳ／ＲＢＤＳとして送信すべき文字情報などのデータＳ１０を生成する。インタフェース部４０は入力端子１０６を介してデータＳ１０を受け、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ生成部５０に出力する。ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ生成部５０は、差分エンコーダ、位相偏移変調器、フィルタ、振幅変調器で構成されるのが一般的である。差分エンコーダは、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１０を受け、これを差分符号化する。位相偏移変調器は、差分符号化された信号を、バイナリ位相偏移変調（ＢＰＳＫ）する。ＢＰＳＫされた信号は、スペクトル整形のために、フィルタによって高周波成分が除去される。振幅変調器は、フィルタの出力を変調信号として、５７ｋＨｚの副搬送波を振幅変調する。ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ生成部５０は、５７ｋＨｚの副搬送波が振幅変調されたデータ（以下、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータという）Ｓ１２を出力する。

第３乗算器１９は、５７ｋＨｚのＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２に、第３可変定数δを乗算し、データＳ１４として出力する。この第３可変定数δは、第１、第２可変定数α、βと同様に、少なくとも２値で変更可能である。
ステレオ変調器１０ａの第２加算器１４ａは、第１乗算器１７、第２乗算器１８、第３乗算器１９の出力データを加算し、変調度調節部３２へと出力する。変調度調節部３２は、ステレオコンポジット信号Ｓ２に利得γを乗算し、周波数変調器２０へと出力する。

ここで、α、β、γ、δの関係を説明する。パイロット信号Ｓ５の最大周波数偏移は、７．５ｋＨｚ、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２の最大周波数偏移は１．０〜７．５ｋＨｚである。以下、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２の最大周波数偏移を２．５ｋＨｚとする。係数α、β、δは、
（α＋β＋δ）≦１ＦＳ
を満たせばよい。

最大周波数偏移が７５ｋＨｚの場合、α＝０．８６７、β＝０．１、δ＝０．０３３とすると、主・副チャンネル信号Ｓ４の変調度は、７５ｋＨｚ×０．８６７＝６５ｋＨｚ、パイロット信号Ｓ５の変調度は、７５ｋＨｚ×０．１＝７．５ｋＨｚ、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２の変調度は７５ｋＨｚ×０．０３３＝２．５ｋＨｚとなる。

最大周波数偏移が４０ｋＨｚの場合、α＝０．７４７、β＝０．１９、δ＝０．０６３とすると、主・副チャンネル信号Ｓ４の変調度は、７５ｋＨｚ×０．７４７＝３０ｋＨｚ、パイロット信号Ｓ５の変調度は、４０ｋＨｚ×０．１９＝７．５ｋＨｚ、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２の変調度は４０ｋＨｚ×０．０６３＝２．５ｋＨｚとなる。

このように、図３のＦＭ送信機１００ａによれば、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２にも、第３可変定数δを乗算して合成することにより、フルスケールＦＳいっぱいを利用することができる。この技術は、ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータＳ１２以外のその他のデータにも適用可能である。

図４は、ＦＭ送信機１００および周辺回路の回路図である。ＦＭ送信機１００のＩＣは、１番ピン〜２８番ピンを備える。

１番ピン、２番ピン、７番ピン、８番ピン、２７番ピンにはＦＭ送信機１００内のアナログ回路に対する電源電圧Ｖｃｃ、接地電圧ＧＮＤが供給される。１２、１３、２３番ピンには、デジタル回路に対する電源電圧Ｖｄｄ、接地電圧ＧＮＤが供給される。

レギュレータ３０４は、ＦＭ送信機１００の内部ロジックで使用する電圧を生成する。１１番ピンからは、レギュレータ３０４により生成された電圧が出力される。

１９〜２１番ピンには、Ｉ２Ｓバスを介して音源１１０が接続される。１９番ピンはデータ用、２０番ピンはクロック用、２１番ピンはＬＲクロック用である。Ｉ２Ｓバスインタフェース部３０６は、音源１１０とデータを送受信する。

１７、１８番ピンには、Ｉ２Ｃバスを介してホストプロセッサ１２０が接続される。１７番ピンはクロック信号、１８番ピンはデータ信号用である。

１５番ピン、１６番ピンには、水晶振動子３４４が接続される。発振器３０２は、システムクロックを提供する。

１４番ピンにはチップイネーブル信号が入力される。チップイネーブル信号によって、ＦＭ送信機１００が通常動作するモードと、パワーダウンモードが切りかえられる。パワーダウンモードでは内部回路がシャットダウンし、消費電流がほぼ０となり、外部からの信号を受け付けない状態となる。

２２番ピンにはデバイスアドレス選択信号が入力される。ＦＭ送信機１００の他に共通のＩ２Ｃバスで制御されるＬＳＩが存在する場合に、それらを区別するために設けられる。
２４番ピンは、テスト用端子である。

２５番ピンは、ＲＤＳ用トリガ出力端子である。ＲＤＳデジタル変調器３１２は、ＦＭ送信機１００に対して外部からＲＤＳ信号が送信されたことを、２５番ピンを介してＦＭ送信機１００以外の回路ブロックへと通知する。

ステレオ変調３１０は、音源１１０から受信したオーディオ信号を受け、これをステレオ変調し、ステレオコンポジット信号を生成する。ＲＤＳデジタル変調器３１２は、ホストプロセッサ１２０からのデータを順次読み出して、バイナリ位相偏移変調を行い、フィルタリングして出力する。加算器３１４は、ＲＤＳデジタル変調器３１２から出力されるＲＤＳ／ＲＢＤＳデータを、ステレオコンポジット信号と加算する。

ＤＡＣ３１６は、加算器３１４の出力をデジタルアナログ変換する。変調度調節部３１８によってＤＡＣ３１６の振幅が調節され、５番ピン、外部のキャパシタＣ１００、６番ピンを介してＰＬＬ３２２に供給される。６番ピンは、キャパシタＣ１０２および４番ピン（ＰＬＬ時定数切替端子）を介してループフィルタ３２４と接続される。４番ピンに接続されるキャパシタＣ１０２およびＦＭ送信機１００内部の図示しない抵抗によって、ループフィルタ３２４が形成され、キャパシタＣ１０２の容量値を変更するか、抵抗値を変更するかによって時定数が調節される。

ＶＣＯ３２０は、ＰＬＬからの信号に応じた周波数で発振し、ＦＭ変調された信号をディバイダ３２８へと供給する。ＶＣＯ３２０には、９、１０番ピンを介してバリキャップダイオードとインダクタが接続される。

ＦＭ送信機１００は２系統のパワーアンプを備える。ディバイダ３２８は、パワーアンプ３３０、３３２へと信号を出力する。パワーアンプ３３０の出力は、２６番ピンから外部へと出力される。２６番ピンにはマッチング回路３４０が接続される。パワーアンプ３３２の出力は、２８番ピンから外部へと出力される。２８番ピンにはマッチング回路３４２が接続される。パワーアンプとマッチング回路を２系統設けることにより、それぞれの系統の負荷（アンテナ）に応じて周波数特性を調節できる。

図１および図４の対応関係を以下に示す。
インタフェース部４０：インタフェース３０６
ステレオ変調器１０ ：ステレオ変調３１０
変調度調節部３２ ：変調度調節部３１８
周波数変調器２０ ：ループフィルタ３２４、ＰＬＬ３２２、ＶＣＯ３２０
パワーアンプ３０ ：ディバイダ３２８、パワーアンプ３３０、３３２

実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

本発明の実施の形態に係るＦＭ送信機を利用した電子機器の全体構成を示すブロック図である。 図１のＦＭ送信機の信号のレベルダイヤグラムである。 変形例に係るＦＭ送信機の構成を示すブロック図である。 ＦＭ送信機および周辺回路の回路図である。

符号の説明

１０ ステレオ変調器、 １０ａ ステレオ変調器、 １２ 第３加算器、 １３ 減算器、 １４ 第２加算器、 １４ａ 第２加算器、 １５ 振幅変調器、 １６ 第１加算器、 １７ 第１乗算器、 １８ 第２乗算器、 １９ 第３乗算器、 ２０ 周波数変調器、 ２２ ＶＣＯ、 ２４ 分周器、 ２６ 位相比較器、 ２８ ループフィルタ、 ２９ 加算器、 ３０ パワーアンプ、 ３２ 変調度調節部、 ５０ ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ生成部、 １００ ＦＭ送信機、 １００ａ ＦＭ送信機、 １０２ 入力端子、 １０４ 出力端子、 １０６ 入力端子、 １１０ 音源、 １１２ アンテナ、 １２０ ホストプロセッサ、 ２００ 電子機器、 Ｓ１ オーディオ信号、 Ｓ２ ステレオコンポジット信号、 Ｓ３ 被変調信号、 Ｓ４ 主・副チャンネル信号、 Ｓ５ パイロット信号、 Ｓ１０ ＲＤＳ／ＲＢＤＳデータ、 Ｓ１２ ＲＤＳ／ＲＢ

Claims (5)

1. 入力されたオーディオ信号をステレオコンポジット信号に変換するステレオ変調器と、
   前記ステレオコンポジット信号を受け、これを変調信号として搬送波を周波数変調する周波数変調器と、
   を備え、
   前記ステレオ変調器は、
   オーディオ信号のＬチャンネルとＲチャンネルの差信号を変調信号として、副搬送波を振幅変調する振幅変調器と、
   前記振幅変調器の出力と、オーディオ信号のＬチャンネルとＲチャンネルの和信号を加算する第１加算器と、
   前記第１加算器の出力に第１可変定数を乗算する第１乗算器と、
   パイロット信号に第２可変定数を乗算する第２乗算器と、
   前記第１、第２乗算器の出力を加算して出力する第２加算器と、
   を含むことを特徴とするＦＭ送信機。
2. 前記ステレオ変調器からのステレオコンポジット信号の振幅を調節し、前記周波数変調器に出力する変調度調節部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ送信機。
3. 前記変調度調節部の利得は可変であることを特徴とする請求項２に記載のＦＭ送信機。
4. １つの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のＦＭ送信機。
5. オーディオ信号を出力する音源と、
   前記オーディオ信号を受ける請求項１から３のいずれかに記載のＦＭ送信機と、
   前記ＦＭ送信機の出力信号を外部へと送信するためのアンテナと、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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