JP2008191090A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路チップのサイズを小さくでき、低価格化できるレーダ装置を提供する。
【解決手段】周波数ｆ／ＮのＶＣＯの出力を３分配する第１分配器１２と、その中の１つをＮ逓倍器１３でＮ逓倍して第２分配器１４で２分配し、一方を送信アンテナＴｘＡＮＴに送る第１スイッチＳＷ１と、他方を受信アンテナＲｘＡＮＴの出力と混合する第１ミキサ１５と、第１分配器の他の出力を遅延線路１６で遅延させて更に他の出力と第２ミキサ１７で混合した信号の通過可否を制御する第２スイッチＳＷ２と、第１ミキサの出力と第２スイッチからの信号を合成する合成器１８と、基準信号の周波数を最高ベースバンド周波数より低くし、ベースバンド周波数範囲に基準信号の周波数が含まれる受信サンプルに対して第２スイッチをオフにし、他の受信サンプルの基準信号の電力スペクトルが基準のスペクトルマスクの範囲に入るような電圧をＶＣＯに供給する演算部１９を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＦＭＩＣＷ（Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave）方式を採用するレーダ装置に関し、特に送信周波数の整数分の１の周波数で遅延した基準信号を使用して周波数変調精度を向上させる技術に関する。

図２３は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式を採用した従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。目標までの距離をＲ、光速をｃとすると、送信信号Ｔｘが目標で反射し、受信信号Ｒｘとして戻ってくるまでの遅延時間τは、「τ＝２・Ｒ／ｃ」となる。掃引時間をＴ、掃引帯域幅をＢとすると、遅延時間によるベースバンド周波数Δｆは、「Δｆ＝τ・Ｂ／Ｔ＝２・Ｒ・Ｂ／（ｃ・Ｔ）」となる。

目標との相対速度をｖ、送信信号Ｔｘの波長をλとすると、ドップラ周波数は、「２・v／λ」となるので、アップスイープのベースバンド周波数ｆｕｐは、「ｆｕｐ＝−２・Ｂ・Ｒ／（ｃ・Ｔ）−２・v／λ」、ダウンスイープのベースバンド周波数ｆｄｏｗｎは、「ｆｄｏｗｎ＝２・Ｂ・Ｒ／（ｃ・Ｔ）−２・v／λ」となる。距離Ｒは、アップスイープのベースバンド周波数ｆｕｐとダウンスイープのベースバンド周波数ｆｄｏｗｎを使って、「Ｒ＝−ｃ・Ｔ・（ｆｕｐ−ｆｄｏｗｎ）／（４・Ｂ）で求めることができる。同様に、相対速度ｖは、アップスイープのベースバンド周波数ｆｕｐとダウンスイープのベースバンド周波数ｆｄｏｗｎを使って、「v＝−λ・（ｆｕｐ＋ｆｄｏｗｎ）／４」で求めることができる。

ＦＭＣＷ方式を採用したレーダ装置では、時間に対して周波数が線形（直線的）に変化しないと距離の精度が悪くなるので、周波数変調精度を高くする必要がある。一方、ＦＭＣＷ方式を採用したレーダ装置は、不要反射体からの反射波のクラッタ電力が大きい場合や送受のアイソレーション（遮蔽度）が不十分な場合は、目標距離及び速度の検出に誤作動が発生しやすいという問題がある。

このようなＦＭＣＷ方式が有する問題を解決する方法として、送信波をパルス化して送受を断続的に切り替えることにより時間的にアイソレーションを行うＦＭＩＣＷ方式が知られている。図２４は、ＦＭＩＣＷ方式を採用した従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。図２４（ｂ）は、図２４（ａ）の先頭部分の一部を拡大して示した図であり、図２４（ｃ）は送信信号Ｔｘの送信期間を示し、図２４（ｄ）は、受信信号Ｒｘの受信期間を示している。

ＦＭＣＷ方式の受信サンプル間隔をＴ／Ｎｆｆｔ（Ｎｆｆｔは、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）のサンプル数）とすると、図２４に示す例では、受信サンプル間隔Ｔｋを「Ｔｋ＝Ｔ／（Ｎｆｆｔ・Ｋ）」とし、送信パルス幅Ｔｐを受信サンプル間隔Ｔｋと同じにして送信パルスのデューティファクタを１／Ｋとしている。ｋ番目の受信サンプルで受信される距離Ｒｋは、「ｃ・Ｔｐ・（ｋ−１）／２≦Ｒｋ≦ｃ・Ｔｐ・ｋ／２」であり、最高相対速度をｖｍａｘとすると、ベースバンド周波数ｆｋは、「Ｂ・Ｔｐ・（ｋ−１）／Ｔ−２・|ｖｍａｘ|／λ≦ｆｋ≦Ｂ・Ｔｐ・ｋ／Ｔ＋２・|ｖｍａｘ|／λ」の範囲に広がる。

送受のアイソレーションが悪い場合はＫを大きくするか、図２５に示すように、送信パルスをｔｂだけ前倒しにする。この場合、ｋ番目の受信サンプルで受信される距離Ｒｋは、「ｃ・{Ｔｐ・（ｋ−１）＋ｔｂ}／２≦Ｒｋ≦ｃ・（Ｔｐ・ｋ＋ｔｂ）／２」で、最高相対速度をｖｍａｘとすると、ベースバンド周波数ｆｋは、「Ｂ・{Ｔｐ・（ｋ−１）＋ｔｂ}／Ｔ−２・|ｖｍａｘ|／λ≦ｆｋ≦Ｂ・（Ｔｐ・ｋ＋ｔｂ）／Ｔ＋２・|ｖｍａｘ|／λ」の範囲に広がる。なお、この場合、ｋ＝Ｋでは、「ｃ・{Ｔｐ・（Ｋ−１）＋ｔｂ}／２≦Ｒｋ≦ｃ・（Ｔｐ・Ｋ＋ｔｂ）／２」からの反射波だけでなく、信号レベルの高い「０≦Ｒｋ≦ｃ・ｔｂ／２」からの反射波も混入するので、受信サンプルｋ＝１、２、・・・、（Ｋ−１）だけが測定に使用される。

ＦＭＣＷ方式を採用したレーダ装置の周波数変調精度を向上させる方法として、特許文献１は、センサ装置を開示している。図２６は、この特許文献１に開示されたセンサ装置の構成を示すブロック図である。以下、このセンサ装置について簡単に説明する。位相ステップ弁別器ＰＨＳＤは、入力される基準信号ｒｅｆ（ｔ）が所定の位相になったときに、測定信号ｍｅｓｓ（ｔ）をサンプリングするためのトリガを出力する。位相ステップ弁別器ＰＨＳＤは、理論的には、例えば０、π／２、π、３・π／２といった４つの位相でトリガを出力することができるが、精度が高いトリガは、基準信号ｒｅｆ（ｔ）の振幅が０となる、０およびπといった２つの位相だけである。

図２５に示すＦＭＩＣＷ方式を採用したレーダ装置に、特許文献１に開示された技術を適用すると、レーダの目標性能の最大検知距離Ｒｍａｘであって、かつ最高相対速度ｖｍａｘの時、標本化定理から遅延線路τｒｅｆの遅延時間を、「２・Ｒｍａｘ／ｃ＋２・Ｔ・|ｖｍａｘ|／（Ｂ・λ）」より長くする必要がある。例えば、送信周波数ｆ＝７６．５ＧＨｚ、掃引時間Ｔ＝２ｍｓ、掃引帯域幅Ｂ＝３００ＭＨｚ、Ｎｆｆｔ＝１０２４、Ｋ＝４、ｔｂ＝２０ｎｓとすると、受信サンプルｋ＝１で受信される距離は３〜７６ｍ、ｋ＝２で受信される距離は７６〜１４９ｍ、ｋ＝３で受信される距離は１４９〜２２３ｍとなる。例えば、|ｖｍａｘ|＝３００ｋｍ／Ｈとすると、受信サンプルｋ＝１で得られる測定信号のベースバンド周波数（絶対値）は０〜１１９ｋＨｚ、ｋ＝２の場合は３４〜１９２ｋＨｚ、ｋ＝３の場合は１０７〜２６５ｋＨｚの範囲に広がる。

例えば、Ｒｍａｘ＝１５０ｍ、|ｖｍａｘ|＝３００ｋｍ／Ｈである時の測定信号の最高ベースバンド周波数は１９３ｋＨｚとなり、遅延線路τｒｅｆの遅延時間τに換算するとτ＝１．３μｓとなる。ところで、電圧制御発振器の出力をＮ逓倍（Ｎは正の整数）して使用する場合は、遅延線路τｒｅｆの遅延時間をＮ×１．３μｓより長くする必要がある。遅延線路τｒｅｆを、例えば圧電弾性波デバイスで遅延線路を作るとき、伝播速度を４０００ｍ／ｓ程度とすると、遅延時間をＮ×１．３μｓにするためには機械長をＮ×５．１ｍｍ程度より長くする必要がある。
特開２００１−５２４２０７号公報

上述したように、従来のＦＭＩＣＷ方式を採用したレーダ装置に特許文献１に開示された技術を適用する場合、遅延線路の機械長を長くする必要があるので、レーダ装置の回路をチップ化する場合にチップサイズの小型化が困難であるという問題がある。また、ウエハが高価であるモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：Microwave Monolithic IC）上に遅延線路を一体化すると低価格化が困難であるという問題がある。

本発明の課題は、回路を構成するチップのチップサイズを小さくすることができ、しかも低価格化が可能なレーダ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、周波数制御電圧に応じて周波数ｆ／Ｎ（ｆは正の数、Ｎは正の整数）で発振する信号を生成する電圧制御発振器と、電圧制御発振器から出力される信号を３分配する第１分配器と、第１分配器で３分配された第１の信号をＮ逓倍するＮ逓倍器と、Ｎ逓倍器から送られてくる信号を２分配する第２分配器と、第２分配器で２分配された一方の信号を送信信号として送信期間だけ送信アンテナに送る第１スイッチと、第２分配器で分配された他方の信号をローカル信号として受信アンテナから送られてくる受信信号をベースバンドに周波数変換する第１ミキサと、第１分配器で３分配された第２の信号を遅延させる遅延線路と、第１分配器で３分配された第３の信号をローカル信号として遅延線路から出力される信号をベースバンドに周波数変換して基準信号とする第２ミキサと、第２ミキサから出力される信号の通過の可否を制御する第２スイッチと、第１ミキサから送られてくる信号と第２ミキサから第２スイッチを介して送られてくる信号とを合成する合成器と、基準信号の周波数を、最大検知距離と最高相対速度とによって決定される測定信号の最高ベースバンド周波数より低くし、受信期間の複数の受信サンプルのうち検知距離範囲と最高相対速度とによって決定されるベースバンド周波数範囲に基準信号の周波数が含まれる受信サンプルに対しては第２スイッチをオフにし、他の受信サンプルの中の少なくとも１つの基準信号の高速フーリエ変換により求めた電力スペクトルが基準のスペクトルマスクの範囲に入るように電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧を生成する演算部を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、基準信号の周波数を低くできるので、遅延線路の遅延時間をＮ×０．１３μsと短くできる。例えば圧電弾性波デバイスで遅延線路を作るとき、伝播速度を４０００ｍ／ｓ程度とすると遅延時間がＮ×０．１３μsとなる機械長はＮ×０．５３ｍｍ程度となるので、チップサイズを小型化できる。また、ウエハが高価なＭＭＩＣ上に薄膜弾性波デバイスの遅延線路を一体化しても低価格化できる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下では、本発明が車に搭載される車載レーダ装置に適用された場合について説明するが、本発明は、車載レーダ装置に限らず、種々のレーダ装置に適用できる。

図１は、本発明の実施例１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１１、第１分配器１２、Ｎ逓倍器１３、第２分配器１４、第１スイッチＳＷ１、送信アンテナＴｘＡＮＴ、受信アンテナＲｘＡＮＴ、第１ミキサ（ＭＩＸ１）１５、遅延線路１６、第２ミキサ（ＭＩＸ２）１７、第２スイッチＳＷ２、合成器１８および演算部１９から構成されている。

電圧制御発振器１１は、演算部１９から送られてくる周波数制御電圧Ｖｃに応じた周波数で発振する信号を生成する。この電圧制御発振器１１は、送信周波数ｆの１／Ｎ（Ｎは正の整数）の周波数ｆ／Ｎで発振する信号を生成する。この電圧制御発振器１１で生成された信号は、第１分配器１２に送られる。

第１分配器１２は、電圧制御発振器１１から送られてきた信号を、Ｎ逓倍器１３、遅延線路１６および第２ミキサ１７の３つに分配する。Ｎ逓倍器１３は、第１分配器１２から送られてくる第１の信号をＮ逓倍し、第２分配器１４に送る。

第２分配器１４は、Ｎ逓倍器１３から送られてくる信号を、第１スイッチＳＷ１と第１ミキサ１５との２つに分配する。第１スイッチＳＷ１は、開閉スイッチから構成されており、演算部１９からの制御に応じて送信期間だけオンにされ、第２分配器１４で分配された一方の信号を、送信信号として送信アンテナＴｘＡＮＴに送る。送信アンテナＴｘＡＮＴは、第２分配器１４から第１スイッチＳＷ１を介して送られてきた送信信号を空中に放出する。

受信アンテナＲｘＡＮＴは、送信アンテナＴｘＡＮＴから送信された電波の反射波を受信して第１ミキサ１５に送る。第１ミキサ１５は、第２分配器１４で分配された他方の信号をローカル信号として受信アンテナＲｘＡＮＴから送られてくる受信信号をベースバンドに周波数変換し、ベースバンドの測定信号として合成器１８に送る。

遅延線路１６としては、逓倍次数がＮであるので、遅延時間「Ｎ・τ」を有する遅延線路が使用される。この遅延線路１６は、第１分配器１２で分配された第２の信号を遅延時間Ｎ・τだけ遅延させて第２ミキサ１７に送る。第２ミキサ１７は、第１分配器１２から送られてくる第３の信号をローカル信号として遅延線路１６から送られてくる信号をベースバンドに周波数変換し、基準信号として第２スイッチＳＷ２に送る。第２スイッチＳＷ２は、開閉スイッチから構成されており、演算部１９の制御に応じてオン／オフが制御される。この第２スイッチＳＷ２がオンされることにより、第２ミキサ１７から送られてきた信号が合成器１８に送られる。

合成器１８は、第１ミキサ１５から送られてくる測定信号と、第２ミキサ１７から第２スイッチＳＷ２を介して送られてくる基準信号を合成し、演算部に送る。演算部１９は、詳細は後述するが、合成器１８から送られてくる信号に基づき周波数制御電圧Ｖｃを生成し、電圧制御発振器１１に送る。

次に、上記のように構成される本発明の実施例１に係るレーダ装置の動作を説明する。このレーダ装置において、演算部１９は、以下の処理を行う。すなわち、例えば、遅延線路１６の出力を第２ミキサ１７においてベースバンドに周波数変換した基準信号の周波数を、最大検知距離Ｒｍａｘ＝１５０ｍと最高相対速度|ｖｍａｘ|＝３００ｋｍ／Ｈとによって決定される測定信号の最高ベースバンド周波数「２・Ｒｍａｘ／ｃ＋２・Ｔ・|ｖｍａｘ|／（Ｂ・λ）＝１９３ｋＨｚ」より低い周波数２０ｋＨｚとし、受信期間の複数の受信サンプルｋ＝１、２、３のうち、検知距離範囲「ｃ・{Ｔｐ・（ｋ−１）＋ｔｂ}／２≦Ｒｋ≦ｃ・（Ｔｐ・ｋ＋ｔｂ）／２」である「３ｍ≦Ｒ１≦７６ｍ、７６ｍ≦Ｒ２≦１４９ｍまたは１４９ｍ≦Ｒ３≦２２３ｍ」と最高相対速度「|ｖｍａｘ|＝３００ｋｍ／Ｈ」とから決定されるベースバンド周波数範囲「Ｂ・{Ｔｐ・（ｋ−１）＋ｔｂ}／Ｔ−２・|ｖｍａｘ|／λ≦ｆｋ≦Ｂ・（Ｔｐ・ｋ＋ｔｂ）／Ｔ＋２・|ｖｍａｘ|／λ」である「０Ｈｚ≦ｆ１≦１１９ｋＨｚ、３４ｋＨｚ≦ｆ２≦１９２ｋＨｚまたは１０７ｋＨｚ≦ｆ３≦２６５ｋＨｚ」のうち、基準信号の周波数２０ｋＨｚが含まれる受信サンプルｋ＝１に対しては、図２（ｅ）および図３（ｅ）に示すように、第２スイッチＳＷ２をオフにし、他の受信サンプルｋ＝２、３の中の少なくとも１つの基準信号の電力スペクトルが２０ｋＨｚを中心とした基準のスペクトルマスクの範囲に入るように電圧制御発振器１１に供給する周波数制御電圧Ｖｃを生成する。

なお、図２は、図２４に示したＦＭＩＣＷ方式を採用した従来のレーダ装置に対応する実施例１に係るレーダ装置の動作を説明するための図であり、図３は、図２５に示したＦＭＩＣＷ方式を採用した従来のレーダ装置に対応する実施例１に係るレーダ装置の動作を説明するための図である。図４（ａ）は、各受信サンプルの検知距離範囲を、図４（ｂ）は、ベースバンド周波数範囲をそれぞれ示す図である。

図５は、送信周波数ｆ＝７６．５ＧＨｚ、掃引時間Ｔ＝２ｍｓ、掃引帯域幅Ｂ＝３００ＭＨｚ、ＦＦＴのサンプル数Ｎｆｆｔ＝１０２４、ＦＭＩＣＷのＫ＝４、ｔｂ＝２０ｎｓ、逓倍次数Ｎ＝８、アンテナの指向性利得２２ｄＢ、アンテナの回路損失３ｄＢ、送信電力８ｄＢｍ、受信系の雑音指数１３ｄＢ、ダウンスイープとして、１４９．７５ｍ先の相対速度０の車（目標断面積１０ｄＢｓｍ）、１５０ｍ先の相対速度３００ｋｍ／Ｈの対向車（目標断面積１０ｄＢｓｍ）、および遅延時間８×０．１３μｓの遅延線路１６と第１分配器１２と第２ミキサ１７と合成器１８などの総合減衰量が１００ｄＢ程度の基準信号の受信サンプルｋ＝３のベースバンド出力の電圧波形を示す。

基準信号の２０ｋＨｚはＴ＝２ｍｓで４０周期なのでｔ＝０とｔ＝Ｔで同相になり、周期Ｔの周期現象を計算するＦＦＴでは連続波（ＣＷ）とみなされるので、電力スペクトルは、図６に示すように、２０ｋＨｚの１ポイントとなる。なお、電力スペクトルの周波数分解能（１ポイント当たりの周波数）は１／Ｔ＝５００Ｈｚで、受信系の雑音指数１３ｄＢで決まるシステム雑音は−１３４ｄＢｍ／５００Ｈｚである。一方、１４９．９５ｋＨｚの車はｔ＝０ｓとｔ＝Ｔ＝２ｍｓで逆相となるのでスペクトルが広がっており、近くの車と干渉しやすい。また、遅延線路１６の遅延時間がばらついて基準信号が２０．２５ｋＨｚとなると電圧波形は、図７に示すように、ｔ＝０ｓとｔ＝Ｔ＝２ｍｓで逆相になり、電力スペクトルは、図８に示すように広がる。

以上説明したように、本発明の実施例１に係るレーダ装置によれば、基準信号の周波数を２０ｋＨｚと低くできるので、遅延線路１６の遅延時間をＮ×０．１３μｓと短くできる。例えば圧電弾性波デバイスで遅延線路を作るとき、伝播速度を４０００ｍ／ｓ程度とすると遅延時間がＮ×０．１３μｓとなる機械長はＮ×０．５３ｍｍ程度となるので、チップサイズを小型化できる。また、ウエハが高価なＭＭＩＣ上に薄膜弾性波デバイスの遅延線路を一体化しても低価格化を実現できる。また、遅延線路１６として、低い周波数の薄膜弾性波デバイスを用いることができるという利点がある。

図９は、本発明の実施例２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の第２分配器１４と第１スイッチＳＷ１との間に第１振幅変調器２１が追加されて構成されている。

第１振幅変調器２１は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ１に応じて、第２分配器１４から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、送信信号Ｔｘとして、第１スイッチＳＷ１を介して送信アンテナＴｘＡＮＴに送る。この第１振幅変調器２１としては、第２分配器１４から送られてくるＲＦ帯の信号の振幅を変えたときに通過位相は一定でなければならないので、可変減衰器やミキサが使用される。

第１振幅変調器２１による変調により、送信信号Ｔｘの振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、第１ミキサ１５から出力されるベースバンド電圧波形は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなるように滑らかに変化する波形になる。

ｋ＝３で、１５０ｍ先の相対速度０の車（目標断面積１０ｄＢｓｍ）、１５０ｍ先の相対速度３００ｋｍ／Ｈの対向車（目標断面積１０ｄＢｓｍ）、２０ｋＨｚの基準信号として、図１２に電圧制御発振器１１の周波数制御電圧Ｖｃに対する発振周波数ｆの傾きｄｆ／ｄＶｃのＢ／Ｔからの誤差δ（ｄｆ／ｄＶｃ）が０％（○印）、０．３３％（×印）、０．６７％（△印）の場合の電力スペクトルを示す。目標性能の最大検知距離Ｒｍａｘ＝１５０ｍの相対速度０の車の電力スペクトルは、０％では１５０ｋＨｚ中心で距離誤差０ｍ、０．３３％では１５０．５ｋＨｚ中心で距離誤差０．５ｍ、０．６７％では１５１ｋＨｚ中心で距離誤差１ｍとなる。２０ｋＨｚの電力スペクトルを拡大して示す図１３において、０％では２０ｋＨｚ中心で両隣は左右対称、０．３３％では両隣が０％に対して±３ｄＢ程度ずれ、０．６７％では両隣が０％に対して±５ｄＢ程度ずれる。従って、両隣のずれを例えば±５ｄＢ以下とするスペクトルマスクに基準信号の電力スペクトルが入るような周波数制御電圧Ｖｃを生成すれば、距離精度を１ｍ以下にできる。

図１４は、本発明の実施例３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の第１分配器１２と遅延線路１６との間に第２振幅変調器２２が追加されて構成されている。

第２振幅変調器２２は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ２に応じて、第１分配器１２から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、遅延線路１６に送る。第２振幅変調器２２としては、第１分配器１２から送られてくるＲＦ帯の信号の振幅を変えたときに通過位相は一定でなければならないので、可変減衰器やミキサが使用される。

この第２振幅変調器２２による変調により、遅延線路１６に入力される信号の振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、第２ミキサ１７から出力されるベースバンド電圧波形は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなる。

なお、この実施例３に係るレーダ装置においては、第２振幅変調器２２を第１分配器１２と遅延線路１６との間に設けるように構成したが、第２振幅変調器２２は、遅延線路１６と第２ミキサ１７との間、または第２ミキサ１７と合成器１８との間（第２スイッチの前後を問わない）に設けるように構成することもできる。

図１５は、本発明の実施例４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例３に係るレーダ装置の第２分配器１４と第１スイッチＳＷ１との間に第１振幅変調器２１が追加されて構成されている。

第１振幅変調器２１は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ１に応じて、第２分配器１４から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、送信信号Ｔｘとして、第１スイッチＳＷ１を介して送信アンテナＴｘＡＮＴに送る。この第１振幅変調器２１としては、第２分配器１４から送られてくるＲＦ帯の信号の振幅を変えたときに通過位相は一定でなければならないので、可変減衰器やミキサが使用される。

第１振幅変調器２１による変調により、遅延線路１６に入力される信号の振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、第１ミキサ１５から出力されるベースバンド電圧波形および第２ミキサ１７から出力されるベースバンド電圧波形は、図１０に示すように、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなるように滑らかに変化する波形になり、電力スペクトルの広がりは、図１１に示すように少なくなる。

なお、この実施例４に係るレーダ装置においては、第２振幅変調器２２を第１分配器１２と遅延線路１６との間に設けるように構成したが、この第２振幅変調器２２は、遅延線路１６と第２ミキサ１７との間、または第３ミキサと合成器１８との間（第２スイッチの前後を問わない）に設けるように構成することもできる。

図１６は、本発明の実施例５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の受信アンテナＲｘＡＮＴと第１ミキサ１５との間に第３振幅増幅器２３が追加されて構成されている。

第３振幅変調器２３は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ３に応じて、受信アンテナＲｘＡＮＴから送られてくる受信信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、第１ミキサ１５に送る。この第３振幅変調器２３としては、受信アンテナＲｘＡＮＴから送られてくるＲＦ帯の受信信号の振幅を変えたときに通過位相は一定でなければならないので、可変減衰器やミキサが使用される。

第３振幅変調器２３による変調により、第１ミキサ１５に入力される信号の振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、第１ミキサ１５から出力されるベースバンド電圧波形および第２ミキサ１７から出力されるベースバンド電圧波形は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなるように滑らかに変化する波形になる。

なお、この実施例５に係るレーダ装置においては、第３振幅変調器２３を受信アンテナＲｘＡＮＴと第１ミキサ１５との間に設けるように構成したが、この第３振幅変調器２３は、第１ミキサ１５と合成器１８との間に設けるように構成することもできる。

図１７は、本発明の実施例６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例５に係るレーダ装置の第１分配器１２と遅延線路１６との間に第２振幅変調器２２が追加されて構成されている。

第２振幅変調器２２は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ２に応じて、第１分配器１２から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、遅延線路１６に送る。この第２振幅変調器２２としては、第１分配器１２から送られてくるＲＦ帯の信号の振幅を変えたときに通過位相は一定でなければならないので、可変減衰器やミキサが使用される。

この第２振幅変調器２２による変調により、遅延線路１６に入力される信号の振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、第１ミキサ１５から出力されるベースバンド電圧波形および第２ミキサ１７から出力されるベースバンド電圧波形は、図１０に示すように、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなるように滑らかに変化する波形になり、電力スペクトルの広がりは、図１１に示すように少なくなる。

なお、この実施例６に係るレーダ装置においては、第２振幅変調器２２を第１分配器１２と遅延線路１６との間に設けるように構成したが、第２振幅変調器２２は、遅延線路１６と第２ミキサ１７との間、または第３ミキサと合成器１８との間（第２スイッチの前後を問わない）に設けるように構成することもできる。また、第３振幅変調器２３を受信アンテナＲｘＡＮＴと第１ミキサ１５との間に設けるように構成したが、この第３振幅変調器２３は、第１ミキサ１５と合成器１８との間に設けるように構成することもできる。

図１８は、本発明の実施例７に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の合成器１８と演算部１９との間に第４振幅変調器２４が追加されて構成されている。

第４振幅変調器２４は、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ４に応じて、合成器１８から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、演算部１９に送る。この第４振幅変調器２４は、アナログ回路またはディジタル回路による信号処理によって実現することができる。

第４振幅変調器２４による変調により、演算部１９に入力される信号の振幅は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなる。その結果、演算部１９に入力される信号の電圧波形は、掃引周期Ｔの先頭と最後尾で小さくなり、中央で大きくなるように滑らかに変化する波形になり、電力スペクトルの広がりは少なくなる。

図１９は、本発明の実施例８に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の第２分配器１４と第１スイッチＳＷ１との間にＭ逓倍器３１が追加されるとともに、電圧制御発振器１１が電圧制御発振器１１ａに変更され、第１ミキサ１５がハーモニックミキサ（ハーモニックＭＩＸ１）１５ａに変更され、さらに、遅延線路１６が遅延線路１６ａに変更されて構成されている。

電圧制御発振器１１ａは、送信周波数ｆの１／（Ｍ・Ｎ）（ＭおよびＮは正の整数）の周波数、つまり周波数ｆ／（Ｍ・Ｎ）で発振する信号を生成し、第１分配器１２に送る。Ｍ逓倍器３１は、第２分配器１４から送られてくる信号の周波数をＭ逓倍し、第１スイッチＳＷ１に送る。ハーモニックミキサ１５ａは、第２分配器１４から送られてくる信号の高調波成分をローカル信号として、受信アンテナＲｘＡＮＴから送られてくる受信信号をベースバンドに周波数変換し、測定信号として演算部１９に送る。また、遅延線路１６ａとしては、逓倍次数がＭ×Ｎであるので、遅延時間「Ｍ×Ｎ×τ」を有する遅延線路が使用される。

なお、上述した本発明の実施例８に係るレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置に対して変更を加えたものであるが、この変更は、実施例２〜実施例７に係るレーダ装置に対しても、同様に、適用できる。

図２０は、本発明の実施例９に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の送信アンテナＴｘＡＮＴおよび受信アンテナＲｘＡＮＴが除去され、送受共用アンテナＡＮＴおよびサーキュレータ３１が追加されて構成されている。

送受共用アンテナＡＮＴは、サーキュレータ３１から送られてきた送信信号を空中に放出するとともに、送信された電波の反射波を受信してサーキュレータ３１に送る。サーキュレータ３１は、第２分配器１４から第１スイッチＳＷ１を介して送られてくる送信信号Ｔｘを送受共用アンテナＡＮＴに送るとともに、送受共用アンテナＡＮＴから送られてくる受信信号Ｒｘを第１ミキサ１５に送る。その他の構成および動作は、実施例１に係るレーダ装置と同じである。

なお、上述した本発明の実施例９に係るレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置に対して変更を加えたものであるが、この変更は、実施例２〜実施例８に係るレーダ装置に対しても、同様に、適用できる。

図２１は、本発明の実施例１０に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置の送信アンテナＴｘＡＮＴ、受信アンテナＲｘＡＮＴおよび第１スイッチＳＷ１が除去され、送受共用アンテナＡＮＴおよび切り換えスイッチＳＷ３が追加されて構成されている。

送受共用アンテナＡＮＴは、切り換えスイッチＳＷ３から送られてきた送信信号を空中に放出するとともに、送信された電波の反射波を受信して切り換えスイッチＳＷ３に送る。切り換えスイッチＳＷ３は、第２分配器１４から送られてくる送信信号Ｔｘを送受共用アンテナＡＮＴに送るか、送受共用アンテナＡＮＴから送られてくる受信信号Ｒｘを第１ミキサ１５に送るかを切り換える。その他の構成および動作は、実施例１に係るレーダ装置と同じである。

なお、上述した本発明の実施例１０に係るレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置に対して変更を加えたものであるが、この変更は、実施例２〜実施例８に係るレーダ装置に対しても、同様に、適用できる。

図２２は、本発明の実施例１１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、実施例１０に係るレーダ装置に、段間増幅器ＡＭＰ１、段間増幅器ＡＭＰ２、第１振幅変調器２１、電力増幅器ＰＡ、低雑音増幅器ＬＮＡおよび終端器Ｒが追加されるとともに、開閉スイッチである第２スイッチＳＷ２が切り換えスイッチＳＷ２’に変更されて構成されている。

段間増幅器ＡＭＰ１は、Ｎ逓倍器１３から出力される信号を増幅して第２分配器１４に送る。第１振幅変調器２１は、実施例２に係るレーダ装置のそれと同じであり、演算部１９から送られてくる波形制御電圧Ｖｗ１に応じて、第２分配器１４から送られてくる信号を、その信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調し、電力増幅器ＰＡに送る。

電力増幅器ＰＡは、第１振幅変調器２１から送られてくる信号を電力増幅し、切り換えスイッチＳＷ３を介して送受共用アンテナＡＮＴに送る。低雑音増幅器ＬＮＡは、送受共用アンテナＡＮＴから切り換えスイッチＳＷ３を介して送られてくる信号を低雑音増幅し、第１ミキサ１５に送る。段間増幅器ＡＭＰ２は、第１ミキサ１５から送られてくる信号を増幅して合成器１８に送る。

切り換えスイッチＳＷ２’は、第２ミキサ１７から送られてくる信号を合成器１８に送らないタイミングでは、第２ミキサ１７の出力端子を終端器Ｒに接続する。これにより、第２ミキサ１７に接続されている遅延線路１６の多重反射が軽減されるようになっている。

なお、上述した本発明の実施例１１に係るレーダ装置において、電力増幅器ＰＡは、送信信号Ｔｘを送信期間だけ電力増幅するように構成することができる。同様に、低雑音増幅器ＬＮＡは、受信信号Ｒｘを受信期間だけ低雑音増幅するように構成することができる。

また、上述した本発明の実施例１１に係るレーダ装置は、実施例１０に係るレーダ装置に対して変更を加えたものであるが、この変更は、実施例１〜実施例９に係るレーダ装置に対しても、同様に、適用できる。

以上説明した各実施例に係るレーダ装置においては、遅延線路１６の遅延時間または回路損失のばらつきを測定器（図示せず）測定し、測定されたばらつきに基づいて基準のスペクトルマスクを設定し記憶部に記憶させるように構成することができる。

また、上述した各実施例に係るレーダ装置において使用される遅延線路１６は、ＭＭＩＣ上の薄膜弾性波デバイスから構成することができる。

本発明は、マイクロ波レーダ装置、ミリ波レーダ装置、マイクロ波センサ装置、ミリ波センサ装置、超音波センサ装置などに利用可能である。

本発明の実施例１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置の動作を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置の他の動作を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における受信サンプルの検知距離範囲およびベースバンド周波数範囲を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における所定条件下でのベースバンド出力の電圧波形を示す図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における所定条件下での電力スペクトルを示す図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における遅延回路がばらついた場合のベースバンド出力の電圧波形を示す図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における遅延回路がばらついた場合の電力スペクトルの広がりを説明するための図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例４に係るレーダ装置におけるベースバンド信号の電圧波形を示す図である。 本発明の実施例４に係るレーダ装置における電力スペクトルを示す図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置における電力スペクトルを示す図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置における電力スペクトルを拡大して示す図である。 本発明の実施例３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例７に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例８に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例９に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１０に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 ＦＭＣＷ方式を採用した従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。 ＦＭＩＣＷ方式を採用した従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。 図２４に示すレーダ装置を改良した従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。 図２５に示すレーダ装置の周波数変調精度を向上させた従来のセンサ装置を説明するための図である。

符号の説明

１１、１１ａ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２ 第１分配器
１３ Ｎ逓倍器
１４ 第２分配器
１５ 第１ミキサ（ＭＩＸ１）
１５ａ ハーモニックミキサ（ハーモニックＭＩＸ１）
１６ 遅延線路
１７ 第２ミキサ（ＭＩＸ２）
１８ 合成器
１９ 演算部
２１〜２４ 第１振幅変調器〜第４振幅変調器
３１ Ｍ逓倍器
４１ サーキュレータ
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
ＳＷ２’、ＳＷ３ 切り換えスイッチ
ＴｘＡＮＴ 送信アンテナ
ＲｘＡＮＴ 受信アンテナ
ＡＮＴ 送受共用アンテナ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 段間増幅器
ＰＡ 電力増幅器
ＬＮＡ 低雑音増幅
Ｒ 終端器

Claims (14)

1. 周波数制御電圧に応じて周波数ｆ／Ｎ（ｆは正の数、Ｎは正の整数）で発振する信号を生成する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器から出力される信号を３分配する第１分配器と、
   前記第１分配器で３分配された第１の信号をＮ逓倍するＮ逓倍器と、
   前記Ｎ逓倍器から送られてくる信号を２分配する第２分配器と、
   前記第２分配器で２分配された一方の信号を送信信号として送信期間だけ送信アンテナに送る第１スイッチと、
   前記第２分配器で分配された他方の信号をローカル信号として受信アンテナから送られてくる受信信号をベースバンドに周波数変換する第１ミキサと、
   前記第１分配器で３分配された第２の信号を遅延させる遅延線路と、
   前記第１分配器で３分配された第３の信号をローカル信号として前記遅延線路から出力される信号をベースバンドに周波数変換して基準信号とする第２ミキサと、
   前記第２ミキサから出力される信号の通過の可否を制御する第２スイッチと、
   前記第１ミキサから送られてくる信号と前記第２ミキサから前記第２スイッチを介して送られてくる信号とを合成する合成器と、
   前記基準信号の周波数を、最大検知距離と最高相対速度とによって決定される測定信号の最高ベースバンド周波数より低くし、受信期間の複数の受信サンプルのうち検知距離範囲と最高相対速度とによって決定されるベースバンド周波数範囲に基準信号の周波数が含まれる受信サンプルに対しては前記第２スイッチをオフにし、他の受信サンプルの中の少なくとも１つの基準信号の高速フーリエ変換により求めた電力スペクトルが基準のスペクトルマスクの範囲に入るように前記電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧を生成する演算部と、
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記第２分配器で２分配された一方の信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記第１スイッチを介して前記送信アンテナに送る第１振幅変調器を備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記第１分配器から送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記遅延線路に送り、または前記遅延線路から送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記第２ミキサに送り、または、前記第２ミキサから送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記合成器に送る第２振幅変調器を備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記第２分配器で２分配された一方の信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記第１スイッチを介して前記送信アンテナに送る第１振幅変調器を備えたことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 前記受信アンテナから送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記第１ミキサに送り、または、前記第１ミキサから送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記合成器に送る第３振幅変調器を備えたことを特徴とする請求項１または請求項３記載のレーダ装置。
6. 前記合成器から送られてくる信号を、該信号の振幅が掃引周期の先頭から漸増し、その後、最後尾に向けて漸減するように変調して前記演算部に送る第４振幅変調器を備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
7. 前記第２分配器で２分配された一方の信号をＭ逓倍（Ｍは正の整数）して出力するＭ逓倍器を備え、
   前記ミキサは、ハーモニックミキサから成り、
   前記電圧制御発振器は、周波数ｆ／（Ｍ・Ｎ）で発振する送信信号を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のレーダ装置。
8. 前記送信アンテナおよび前記受信アンテナに代えて、
   送信および受信を共用する送受共用アンテナと、
   送信信号を入力して前記送受共用アンテナに送るとともに、前記送受共用アンテナから送られてくる受信信号を出力するサーキュレータと、
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のレーダ装置。
9. 前記送信アンテナおよび前記受信アンテナに代えて、
   送信および受信を共用する送受共用アンテナと、
   送信信号を入力して前記送受共用アンテナに送るか、前記送受共用アンテナから送られてきた受信信号を出力するかを切り換える切り換えスイッチと、
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のレーダ装置。
10. 送信信号を電力増幅する電力増幅器と、
    受信信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、
    を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載のレーダ装置。
11. 前記電力増幅器は、送信信号を送信期間だけ電力増幅することを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
12. 前記低雑音増幅器は、受信期間だけ低雑音増幅することを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
13. 前記基準のスペクトルマスクは、測定された遅延線路の遅延時間または回路損失のばらつきに基づいて設定されることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のいずれか１項記載のレーダ装置。
14. 前記遅延線路は、モノリシックマイクロ波集積回路上の薄膜弾性波デバイスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項１３のいずれか１項記載のレーダ装置。

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