JP2008167578A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧の安定した直流出力を生成する高効率な電源装置を提供する。
【解決手段】チョッパ型のスイッチングレギュレータからなるＤＣ−ＤＣコンバータ１１，１３を直列に接続する。発振器１５は、コンバータ１１，１３においてスイッチング素子を駆動するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する際に使用する三角波Ｓを発生させ、コンパレータ１１には、三角波Ｓをそのまま供給し、コンバータ１３には、位相反転器１７にて位相を反転させた三角波ＲＳを供給する。これら三角波Ｓ，ＲＳに基づいてコンバータ１１，１３にて生成されるＰＷＭ信号、ひいてはそのＰＷＭ信号によるスイッチングに同期して発生するリップルは、互いの位相が１８０°異なったものとなる。つまり、コンバータ１１が生じさせたリップルは、コンバータ１３で相殺されることになる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて構成される電源装置に関する。

従来より、直流入力を電圧の異なる直流出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。また、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力を安定させる手法の一つとして、負荷回路の電圧変動に同期した信号を入力とする適応フィルタを用い、この適応フィルタにより、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）の変動を学習させ、その学習した電圧変動とは位相が反対となる補正信号を生成し電源電圧に加算して、電源電圧の変動分を相殺するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開１１−２８２５５１号公報

しかし、特許文献１に記載の従来装置は、電源電圧が変動する要因が負荷にある場合は、有効であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータが生成する電源電圧自体にリップルが含まれている場合には、これを除去することができないという問題があった。

特に、高効率なＤＣ−ＤＣコンバータであるチョッパ型のスイッチングレギュレータでは、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号によりスイッチング素子を駆動することによって生成される断続的な波形を、平滑回路（ローパスフィルタ）によって平滑化することによって出力が生成されるため、図５に示すように、出力電圧に、スイッチングのタイミングに同期したリップルが重畳されてしまう。即ち、従来装置では、このようなリップルに対応することができなかった。

また、チョッパ型のスイッチングレギュレータは、バッテリの消耗を抑えることができるため、車両等の移動体においてバッテリ電圧を所望の電圧に変換する電源装置として多用されており、その電源供給を受ける機器には、レーダ装置等のアナログ信号を扱う回路、即ち、電源電圧が変動すると、信号処理の精度に直接的な影響が生じてしまうものも多数含まれている。このため、電源装置の出力電圧自体の安定性を高めることが望まれている。

本発明は、上記問題点を解決するために、電圧の安定した直流出力を生成する高効率な電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた本発明の電源装置は、直列又は並列接続された第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータからなる。その第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング回路が、パルス幅変調信号によって駆動されるスイッチング素子の動作により、直流入力を断続的な波形を有した出力に変換し、その出力を、平滑回路が平滑化して直流出力を生成する。つまり、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータとして、いわゆるチョッパ型のスイッチングレギュレータが用いられている。

そして、制御回路は、平滑回路にて生成された直流出力が予め設定された目標電圧となるようにパルス幅変調信号のデューティ比を制御する。但し、第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとでは、制御回路にて生成されるパルス幅変調信号の位相が１８０°異なるように設定されている。

なお、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータを単体で見た場合、その出力には、いずれも、スイッチング素子をスイッチングするタイミングに同期したリップルが重畳される。但し、本発明では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとでは、スイッチングの位相、ひいては直流出力に重畳されるリップルの位相が１８０°異なっている。このため、直列又は並列接続された第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータからなる当該電源装置の出力は、個々のＤＣ−ＤＣコンバータで発生したリップルが相殺されたものとなる。

このように、本発明の電源装置によれば、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータがチョッパ型のスイッチングレギュレータからなり、しかも、両ＤＣ−ＤＣコンバータを直列又は並列接続して、各ＤＣ−ＤＣコンバータで重畳されるリップルを相殺するようにされているため、電圧の安定した直流出力を高効率に生成することができる。

ところで、制御回路は、例えば、平滑回路にて生成された直流出力と予め設定された目標電圧との差に比例した信号レベルを有する信号を積分してなる誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、誤差信号生成手段にて生成された誤差信号を閾値として、一定周期を有する三角波を二値化することによりパルス幅変調信号を生成する変調信号生成手段とにより構成することが考えられる。

この場合、第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとで、変調信号生成手段に供給する三角波の位相を反転させることにより、位相が１８０°異なるパルス幅変調信号を生成することができる。

また、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、個々のＤＣ−ＤＣコンバータで重畳されるリップルの振幅が同じ大きさとなるように、スイッチング回路及び平滑回路が同一の構成を有していることが望ましい。

この場合、リップルを最大限に相殺することができ、出力電圧をより安定したものとすることができる。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された電源装置１の全体構成を示すブロック図である。

なお、電源装置１は、ミリ波レーダ装置等のアナログ信号を扱う車載機器に搭載され、図示しないバッテリから供給される直流入力ＢＡＴＴ（本実施形態ではＤＣ１２Ｖ）を降圧した直流出力ＶＤＤ（本実施形態ではＤＣ５Ｖ）に変換して、車載機器の各部に電源供給を行うものである。
＜全体構成＞
図１に示すように、電源装置１は、直流入力ＢＡＴＴを入力とし、これを降圧した中間出力ＶＭＩＤ（本実施形態ではＤＣ８Ｖ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ（以下では「第１コンバータ」という）１１と、中間出力ＶＭＩＤを入力とし、これを降圧した直流出力ＶＤＤ（本実施形態ではＤＣ５Ｖ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ（以下では「第２コンバータ」という）１３と、一定周期の三角波Ｓを連続的に発生させて第１コンバータ１１に供給する発振器１５と、三角波Ｓの位相を反転させた三角波ＲＳを生成して第２コンバータ１３に供給する位相反転器１７とを備えている。

ここで、図２は、第１及び第２コンバータ１１，１３の構成を示す回路図（一部ブロック図を含む）である。なお、両コンバータ１１，１３は、同様の構成を有しているため、以下では、コンバータ１１（１３）と表記して説明する。

但し、以下の説明で使用する直流入力Ｖｉｎ，直流出力Ｖｏｕｔ，制御信号Ｃｉｎとは、第１コンバータ１１の場合は直流入力ＢＡＴＴ，中間出力ＶＭＩＤ，三角波Ｓのことを示し、第２コンバータ１３の場合は中間出力ＶＭＩＤ，直流出力ＶＤＤ，三角波ＲＳのことを示す。
＜コンバータの構成＞
図２に示すように、コンバータ１１（１３）は、直流入力Ｖｉｎの通電経路に設けられたスイッチング素子としてのトランジスタ２１と、コイル２３ｂ，コンデンサ２３ｃにより構成されたローパスフィルタ、及びトランジスタ２１のオフ時に還流電流を流すための還流ダイオード２３ａからなる平滑回路２３と、予め設定された目標電圧に対する平滑回路２３の出力（直流出力Ｖｏｕｔ）の誤差に比例した信号を発生させ、その信号を積分することで誤差信号ＴＨを生成する誤差増幅器２５と、誤差増幅器２５にて生成された誤差信号ＴＨを閾値として、制御信号Ｃｉｎを二値化することで誤差信号ＴＨの信号レベルに応じたデューティ比を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するコンパレータ２６と、コンパレータ２６にて生成されたＰＷＭ信号に従って、トランジスタ２１をオンオフ駆動するドライブ回路２７とを備えている。

即ち、コンバータ１１（１３）は、周知のチョッパ型かつ降圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。
なお、本実施形態において、誤差増幅器２５中で生成される誤差信号の信号レベルは、直流出力Ｖｏｕｔが目標電圧と一致している時にはゼロ、直流出力Ｖｏｕｔの方が大きい時にはプラスの値、直流出力Ｖｏｕｔの方が小さい時にはマイナスの値となり、これを積分してなる閾値信号ＴＨの信号レベルは、直流出力Ｖｏｕｔが増大傾向となる低負荷時には大きくなり、直流出力Ｖｏｕｔが減少傾向となる高負荷時には小さくなるようにされている。

また、コンパレータ２６が生成するＰＷＭ信号は、制御信号Ｃｉｎの方が閾値信号ＴＨより大きい時にハイレベル、制御信号Ｃｉｎの方が閾値信号ＴＨより小さい時にロウレベルとなり、更に、ドライブ回路２７は、ＰＷＭ信号がハイレベルの時にトランジスタ２１をオン、ＰＷＭ信号がロウレベルの時にトランジスタをオフするものとする。
＜動作及び効果＞
このように構成された電源装置１では、図３に示すように、第１コンバータ１１と第２コンバータ１３とは、ＰＷＭ信号の生成に使用する三角波Ｓ，ＲＳの位相が互いに逆位相となっているため、この三角波Ｓ，ＲＳに基づいて生成されるＰＷＭ信号は、その位相が１８０°異なったものとなる。

また、これらＰＷＭ信号によって駆動されるトランジスタ２１のスイッチングに同期して発生するリップルも、第１コンバータ１１と第２コンバータ１３とでは位相が１８０°異なったものとなる。

従って、電源装置１によれば、第１コンバータ１１が生じさせたリップルが、第２コンバータ１３で相殺されるため、直流出力ＶＤＤのリップルは、単一コンバータの出力のリップルより抑制されたものとなり、電圧の安定した直流出力ＶＤＤを効率良く生成することができる。
［第２実施形態］
次に第２実施形態について説明する。

図４は、本実施形態の電源装置３の全体構成を示すブロック図である。
なお、本実施形態の電源装置３は、第１実施形態の電源装置１とは、第１コンバータ１１と第２コンバータ１３との接続形態が異なるだけであるため、第１実施形態と同様の構成については同一符号を付して説明を省略し、相違する部分を中心に説明する。

即ち、電源装置３は、図４に示すように、第１コンバータ１１と第２コンバータ１３とが並列接続されており、両コンバータ１１，１３の目標電圧は同じ値（本実施形態ではＤＣ５Ｖ）に設定されている。

そして、第１実施形態と同様に、第１コンバータ１１には、発振器１５で発生させた三角波Ｓが、そのまま制御信号Ｃｉｎとして供給され、第２コンバータ１３には、三角波Ｓを位相反転器１７にて反転させた三角波ＲＳが、制御信号Ｃｉｎとして供給されるように構成されている。
＜効果＞
このように構成された電源装置３では、第１コンバータ１１の出力に生じるリップルと、第２コンバータ１３の出力に生じるリップルとでは位相が１８０°異なっているため、両コンバータ１１，１３の出力を合成した電源装置３の直流出力ＶＤＤは、互いのリップル分を相殺し合ったものとなる。

従って、電源装置３によれば、両コンバータ１１，１３の出力を合成してなる直流出力ＶＤＤのリップルは、単一コンバータの出力のリップルより抑制されたものとなり、電圧の安定した直流出力ＶＤＤを効率良く生成することができる。
［他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、アナログ信号を扱う車載機器に適用する場合を例として説明したが、電圧の安定した直流出力ＶＤＤを必要とするものであれば、車載機器に限らず、どのような機器や回路に適用してもよい。

また、上記実施形態では、第１及び第２コンバータ１１，１３として、チョッパ型かつ降圧型のスイッチングレギュレータが用いられているが、チョッパ型のスイッチングレギュレータであればよく、従って昇圧型のものを用いてもよい。

第１実施形態の電源装置の全体構成を示すブロック図。 コンバータの構成を示す一部ブロック図を含んだ回路図。 電源装置の動作を示すタイミング図。 第２実施形態の電源装置の全体構成を示すブロック図。 スイッチング素子でのスイッチングのタイミングとリップルとの関係を示す説明図。

符号の説明

１，３…電源装置 １１，１３…ＤＣ−ＤＣコンバータ １５…発振器 １７…位相反転器 ２１…トランジスタ ２３…平滑回路 ２３ａ…還流ダイオード ２３ｂ…コイル ２３ｃ…コンデンサ ２５…誤差増幅器 ２６…コンパレータ ２７…ドライブ回路

Claims (3)

1. 直列又は並列接続された第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータからなる電源装置であって、
   前記第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、
   パルス幅変調信号によって駆動されるスイッチング素子の動作により、直流入力を断続的な波形を有した出力に変換するスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路の出力を平滑化して直流出力を生成する平滑回路と、
   前記平滑回路にて生成された直流出力が予め設定された目標電圧となるように前記パルス幅変調信号のデューティ比を制御する制御回路と、
   を備え、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータとでは、前記制御回路にて生成される前記パルス幅変調信号の位相が１８０°異なることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、
   前記平滑回路にて生成された直流出力と予め設定された目標電圧との差に比例した信号レベルを有する信号を積分してなる誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
   前記誤差信号生成手段にて生成された誤差信号を閾値として、一定周期を有する三角波を二値化することによりパルス幅変調信号を生成する変調信号生成手段と、
   を備え、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとでは、前記変調信号生成手段に供給される三角波の位相が反転していることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記スイッチング回路及び前記平滑回路が同一の構成を有していることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。

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