JP2008154306A - 電気自動車の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源の電圧を昇圧コンバータで昇圧して電源ラインにシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によりインバータを介して交流モータを駆動するシステムの電源ラインの電圧安定化効果を高める。
【解決手段】モータ制御装置３７は、ＭＧユニット３０の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。その際、交流モータ１４のトルク制御とＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御して、トルク制御と入力電力制御を安定化させる。更に、交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルから求めた第１の推定トルクとトルク制御用の指令電流ベクトルから求めた第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように交流モータ１４の電流ベクトルを制御するトルク変動ゼロ制御を実行することで、ＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に不快なトルク変動を防止する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源の電圧を変換手段で変換してシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によってインバータを介して交流モータを駆動するシステムを搭載した電気自動車の制御装置に関するものである。

車両の動力源として交流モータを搭載した電気自動車においては、例えば特許文献１（特開２００４−２７４９４５号公報）に記載されているように、車両の駆動輪を駆動するための交流モータと、内燃機関で駆動されて発電するための交流モータとを備え、直流電源（二次電池）の電圧を昇圧コンバータで昇圧した直流電圧を電源ラインに発生させ、この電源ラインに、それぞれインバータを介して各交流モータを接続し、昇圧コンバータで昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータを駆動したり、交流モータで発電した交流電圧をインバータで直流電圧に変換して、この直流電圧を昇圧コンバータで降圧してバッテリに回収させるようにしたものがある。

このようなシステムにおいては、電源ラインの電圧を安定化させるために、昇圧コンバータで電源ラインの電圧を目標電圧に制御すると共に、電源ラインに接続された平滑コンデンサで電源ラインの電圧を平滑するようにしたものがある。
特開２００４−２７４９４５号公報

しかし、車両の運転状態の変化等によって一方の交流モータの駆動電力と他方の交流モータの発電電力との関係（２つの交流モータの電力収支）が大きく変化した場合、それによって生じる電源ラインの電圧変動を昇圧コンバータや平滑コンデンサで吸収しきれずに電源ラインの電圧が過大になって、電源ラインに接続された電子機器に過電圧が印加されてしまう可能性がある。この対策として、昇圧コンバータの高性能化や平滑コンデンサの大容量化によって電源ラインの電圧安定化効果を高める方法があるが、この方法では、昇圧コンバータや平滑コンデンサの大型化、高コスト化を招いてしまい、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができないという問題がある。

尚、上記特許文献１では、直流電源の故障時に直流電源と昇圧コンバータとの間をリレーで遮断する際に２つの交流モータのエネルギの総和（電力収支）を「０」にするようにインバータを制御する技術が開示されているが、この技術は、直流電源の故障時の対策であって、直流電源の正常時には電源ラインの電圧安定化効果を高めることができない。また、仮に、通常時に２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするようにインバータを制御しようとしても、一方の交流モータが車両の駆動軸に連結され、他方の交流モータが内燃機関の出力軸に連結されている場合（つまり２つの交流モータが挙動の異なる要素に連結されている場合）や、車両の運転状態が変化する過渡時のようにインバータ制御の演算遅れの影響が大きくなる場合には、２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするように制御するのは極めて困難である。更に、内燃機関に連結されている交流モータは、内燃機関のトルク変動に起因する電力変動を避けられず、これが２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にする制御を更に困難にする。

本発明は、これらの事情を考慮してなされたものであり、従って本発明の目的は、システムの小型化、低コスト化の要求を満たしながら、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができる電気自動車の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、電流制御手段によって交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御とを独立に制御し、システム電圧制御手段によって電流制御手段に入力電力制御用指令値を指令してシステム電圧の変動を抑制するようにＭＧユニットの入力電力を制御するシステム電圧安定化制御を実行する。また、変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御する変換電力制御を実行する変換電力制御手段と、変換手段の出力電圧を制御する変換電圧制御を実行する変換電圧制御手段とを備え、選択手段によって変換電力制御と変換電圧制御のうちのいずれか一方を実行するように選択すると共に変換電圧制御の実行が選択される場合にシステム電圧安定化制御の実行を禁止する。更に、トルク変動ゼロ制御手段によってＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において交流モータのトルクが変動しないように、交流モータに流れる電流に基づいて該交流モータの推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算すると共に交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の電流に基づいて該交流モータの推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算して、第１の推定トルクと第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御する構成としたものである。

この構成では、システム電圧制御手段によってシステム電圧安定化制御を実行することでシステム電圧の変動を抑制するようにＭＧユニットの入力電力を制御することが可能となるため、車両の運転状態の変化等によって交流モータの電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧（電源ラインの電圧）を効果的に安定化させることができる。しかも、変換手段の高性能化や平滑手段の大容量化を行うことなく、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

また、電流制御手段によって交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御とをそれぞれ独立に制御することができるため、交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御が干渉することを防止して、交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御を安定化させることができる。

更に、選択手段によって変換電力制御と変換電圧制御のうちのいずれか一方を実行するように選択することができるため、車両の状態に応じて変換電力制御と変換電圧制御のいずれかに切り換えることができ、しかも、変換電圧制御の実行が選択される場合にシステム電圧安定化制御の実行を禁止するため、変換電圧制御による変換手段の出力電圧の制御がシステム電圧安定化制御によるシステム電圧の制御と干渉することを防止でき、車両の状態に左右されずにシステム電圧を効果的に安定化させることができる。

ところで、ＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態のときに、図７に破線で示すように、交流モータの電流ベクトルが定トルク曲線（同一トルクを発生する電流を表す曲線）から大きく外れると、不快なトルク変動が発生する可能性がある。この対策として、本発明は、トルク変動ゼロ制御手段によってＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において交流モータのトルクが変動しないように交流モータに流れる電流に基づいて推定した第１の推定トルクと交流モータのトルク制御用の電流に基づいて推定した第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するようにしている。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力制御の過渡時に、交流モータの電流ベクトルを交流モータのトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させることができ、不快なトルク変動が発生することを防止できる。

交流モータのトルク制御とＭＧユニットの入力電力制御とを独立に制御する際には、請求項２のように、電流分離手段によって交流モータに流れる電流の検出値であるモータ検出電流を交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流とＭＧユニットの入力電力制御に関わる入力電力制御用の検出電流とに分離し、交流モータのトルク制御用の指令電流とトルク制御用の検出電流とに基づいてトルク制御用の指令電圧を演算すると共に、ＭＧユニットの入力電力制御用の指令電流と入力電力制御用の検出電流とに基づいて入力電力制御用の指令電圧を演算し、これらのトルク制御用の指令電圧と入力電力制御用の指令電圧とに基づいて交流モータに印加する電圧の指令値であるモータ指令電圧を演算するようにしても良い。このようにすれば、トルク制御用の指令電流と検出電流との偏差が小さくなるようにトルク制御用の指令電圧を演算することができ、交流モータのトルクを精度良く制御することができると共に、入力電力制御用の指令電流と検出電流との偏差が小さくなるように入力電力制御用の指令電圧を演算することができ、ＭＧユニットの入力電力を精度良く制御することができる。

また、トルク制御用の検出電流は、請求項３のように、モータ指令電圧とモータ検出電流とトルク制御用の指令電圧とに基づいてトルク制御用の検出電流を演算するようにしても良い。モータ指令電圧とモータ検出電流との間及びトルク制御用の指令電圧とトルク制御用の検出電流との間には一定の相関関係があるため、モータ指令電圧とモータ検出電流との間の関係を利用してトルク制御用の指令電圧からトルク制御用の検出電流を演算することができる。

更に、入力電力制御用の検出電流は、請求項４のように、モータ指令電圧とモータ検出電流と入力電力制御用の指令電圧とに基づいて入力電力制御用の検出電流を演算するようにしても良い。モータ指令電圧とモータ検出電流との間及び入力電力制御用の指令電圧と入力電力制御用の検出電流との間には一定の相関関係があるため、モータ指令電圧とモータ検出電流との間の関係を利用して入力電力制御用の指令電圧から入力電力制御用の検出電流を演算することができる。

また、システム電圧安定化制御の具体的な制御方法は、請求項５のように、システム電圧の目標値を目標電圧設定手段により設定すると共に、システム電圧を電圧検出手段により検出して、システム電圧の目標値と検出したシステム電圧とに基づいてＭＧユニットの入力電力操作量を演算し、この入力電力操作量に基づいて電流制御手段に入力電力制御用指令値を指令してシステム電圧を制御するようにしても良い。このようにすれば、システム電圧の目標値とシステム電圧の検出値との偏差を小さくするようにＭＧユニットの入力電力を制御することができ、システム電圧の変動を確実に抑制することができる。

この場合、請求項６のように、電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を設け、この第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いてＭＧユニットの入力電力操作量を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力操作量を演算する際に、システム電圧の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第一の低域通過手段によって除去したシステム電圧を用いることができ、ＭＧユニットの入力電力操作量の演算精度を向上させることができる。

また、変換電力制御の具体的な制御方法は、請求項７のように、変換電力の指令値を変換電力指令値演算手段により演算すると共に、変換電力を変換電力検出手段により検出して、変換電力の指令値と検出した変換電力とに基づいて変換電力の制御量を演算し、この変換電力の制御量に基づいて変換電力を制御するようにしても良い。このようにすれば、変換電力の指令値と変換電力の検出値との偏差を小さくするように変換電力を制御することができ、変換手段により電源ラインに供給する電力を目標通りに制御できるので、準定常的にはシステム電圧の安定化を実現でき、システム電圧安定化制御（ＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御）による変換電力（変換手段の入力電力又は出力電力）の負担を軽減できる。

また、変換電力の指令値は、請求項８のように、電源ラインに接続されたＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力（例えばＭＧユニットの入力電力の合計値に商用１００Ｖの電気機器を駆動するＤＣＡＣコンバータ等のＭＧユニット以外の電力負荷を加算した電力）に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。ＭＧユニットの入力電力を制御すると、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値が変化するため、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値に基づいて変換電力の指令値を演算すれば、ＭＧユニットの入力電力操作の影響を精度良く反映した変換電力の指令値を演算することができる。

この場合、請求項９のように、電源ラインに接続されたＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を設け、この第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第二の低域通過手段によって除去した電力に基づいて変換電力の指令値を精度良く演算することができると共に、帯域を制限することで変換手段の高速化を防止できるため、変換手段の性能を低減でき、小型化できるため車両搭載には有利となる。

また、変換電力の検出は、請求項１０のように、システム電圧の目標値又は検出したシステム電圧と、検出した変換手段の出力電流とに基づいて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を精度良く演算することができる。

この場合、請求項１１のように、電流検出手段で検出した変換手段の出力電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を設け、この第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の出力電流を用いて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を演算する際に、変換手段の出力電流の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第三の低域通過手段により除去した後の出力電流を用いることができ、変換電力の演算精度を向上させることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を具体化した幾つかの実施例を説明する。

本発明の実施例１を図１乃至図９に基づいて説明する。
まず、図１に基づいて電気自動車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１２と第１の交流モータ１３及び第２の交流モータ１４が搭載され、エンジン１２と第２の交流モータ１４が車輪１１を駆動する動力源となる。エンジン１２のクランク軸１５の動力は、遊星ギヤ機構１６で二系統に分割される。この遊星ギヤ機構１６は、中心で回転するサンギヤ１７と、このサンギヤ１７の外周を自転しながら公転するプラネタリギヤ１８と、このプラネタリギヤ１８の外周を回転するリングギヤ１９とから構成され、プラネタリギヤ１８には図示しないキャリアを介してエンジン１２のクランク軸１５が連結され、リングギヤ１９には第２の交流モータ１４の回転軸が連結され、サンギヤ１７には、主に発電機として使用する第１の交流モータ１３が連結されている。

二次電池等からなる直流電源２０には昇圧コンバータ２１（変換手段）が接続され、この昇圧コンバータ２１は、直流電源２０の直流電圧を昇圧して電源ライン２２とアースライン２３との間に直流のシステム電圧を発生させたり、このシステム電圧を降圧して直流電源２０に電力を戻す機能を持つ。電源ライン２２とアースライン２３との間には、システム電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４や、システム電圧を検出する電圧センサ２５（電圧検出手段）が接続され、電流センサ２６（電流検出手段）によって電源ライン２２に流れる電流が検出される。

更に、電源ライン２２とアースライン２３との間には、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７と第２のインバータ２８が接続され、第１のインバータ２７で第１の交流モータ１３が駆動される共に、第２のインバータ２８で第２の交流モータ１４が駆動される。第１のインバータ２７と第１の交流モータ１３で第１のモータ駆動ユニット（以下「第１のＭＧユニット」と表記する）２９が構成され、第２のインバータ２８と第２の交流モータ１４で第２のモータ駆動ユニット（以下「第２のＭＧユニット」と表記する）３０が構成されている。

メイン制御装置３１は、車両全体を総合的に制御するコンピュータであり、アクセル操作量（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ３２、車両の前進運転や後退運転やパーキング或はニュートラルなどのシフト操作を検出するシフトスイッチ３３、ブレーキ操作を検出するブレーキスイッチ３４、車速を検出する車速センサ３５等の各種センサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。このメイン制御装置３１は、エンジン１２の運転を制御するエンジン制御装置３６と、第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御するモータ制御装置３７との間で制御信号やデータ信号を送受信し、各制御装置３６，３７によって車両の運転状態に応じてエンジン１２と第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御する。

次に、図２乃至図９に基づいて第１及び第２の交流モータ１３，１４の制御について説明する。図２に示すように、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、それぞれ三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内装されたものであり、それぞれロータの回転位置を検出するロータ回転位置センサ３９，４０が搭載されている。また、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧（昇圧コンバータ２１によって昇圧されたシステム電圧）を三相の交流電圧Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 に変換して第１の交流モータ１３を駆動する。第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 が、それぞれ電流センサ４１，４２によって検出される。

一方、電圧制御型の三相の第２のインバータ２８は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧を三相の交流電圧Ｕ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 に変換して第２の交流モータ１４を駆動する。第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 が、それぞれ電流センサ４３，４４によって検出される。

尚、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、インバータ２７，２８で負のトルクで駆動されるときには発電機として機能する。例えば、車両の減速時には減速エネルギにより第２の交流モータ１４で発電した交流電力がインバータ２８で直流電力に変換されて直流電源２０に充電される。通常は、エンジン１２の動力の一部がプラネタリギヤ１８を介して第１の交流モータ１３に伝達されて第１の交流モータ１３で発電することでエンジン１２の動力を引き出し、その発電電力が第２の交流モータ１４に供給されて第２の交流モータ１４が電動機として機能する。また、エンジン１２の動力が遊星ギヤ機構１６で分割されてリングギヤ１９に伝達されるトルクが車両走行に要求されるトルクより大きくなる状態では、第１の交流モータ１３が電動機として機能してエンジン１２の動力を引き出し、この場合、第２の交流モータ１４が発電機として機能して、その発電電力が第１の交流モータ１３に供給される。

ところで、車両駆動システムの起動時（メイン制御装置３１やモータ制御装置３７の起動時）には、モータ制御システムはシャットダウンされた状態（モータ制御等が停止された状態）であり、平滑コンデンサ２４には電荷がほとんど蓄積されていないため、モータ制御を開始する前に平滑コンデンサ２４に電荷を蓄積するプリチャージを行ってシステム電圧を目標値まで上昇させる必要がある。

そこで、モータ制御装置３７は、後述する図９のモータ制御メインプログラムを実行することで、システム起動直後で平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前に、システム電圧を目標値に一致させるように昇圧コンバータ２１の出力電圧を制御する変換電圧制御を選択して実行して、平滑コンデンサ２４のプリチャージを行ってシステム電圧を速やかに目標値に制御する。この変換電圧制御の実行中は、後述するシステム電圧安定化制御のための電力指令値（入力電力操作量Ｐm ）を入力電力制御系（入力電力制御電流演算部５４）へ出力することを禁止してシステム電圧安定化制御の実行を禁止する。この後、平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了したときに、プリチャージ完了信号をメイン制御装置３１へ送信する。

メイン制御装置３１は、プリチャージ完了信号や他の信号等に基づいてモータ制御システムのシャットダウンを解除しても良いと判断したときに、Ｒeady信号をモータ制御装置３７へ送信する。

モータ制御装置３７は、Ｒeady信号を受信したときに、モータ制御システムのシャットダウンを解除して、モータ制御を実行すると共に、変換電圧制御を停止して、昇圧コンバータ２１の出力電力を指令値に一致させるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御に切り換える。

また、モータ制御では、第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御及びシステム電圧の変動を抑制するように第２のＭＧユニット３０の入力電力を制御するシステム電圧安定化制御を実行するが、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御する。その際、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡状態において第２の交流モータ１４のトルクが変動しないように、第２の交流モータ１４に流れる電流に基づいて該交流モータ１４の推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算すると共に第２の交流モータ１４のトルク制御に関わるトルク制御用の電流に基づいて該交流モータ１４の推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算して、第１の推定トルクと第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行する。

以下、モータ制御装置３７で実行するモータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）、変換電圧制御、変換電力制御について説明する。

［モータ制御］
モータ制御装置３７は、システム起動後に平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了した後に、モータ制御システムのシャットダウンを解除して、モータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）を実行する。

図２に示すように、モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*と、第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を次のようにして生成する。

まず、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）を第１の回転速度演算部４５に入力して、第１の交流モータ１３の回転速度Ｎ1 を演算する。この後、第１の交流モータ１３のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd1とｑ軸電流ｉq1をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第１のトルク制御電流演算部４６で、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 とに応じたトルク制御用の指令電流ベクトルｉt1* （ｄ軸指令電流ｉdt1*，ｑ軸指令電流ｉqt1*）をマップ又は数式等により演算する。

この後、第１の電流制御部４７で、第１の交流モータ１３のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ1 ，ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて第１の交流モータ１３に実際に流れる電流の検出値であるモータ検出電流ベクトルｉ1 （ｄ軸モータ検出電流ｉd1，ｑ軸モータ検出電流ｉq1）を演算し、トルク制御用のｄ軸指令電流ｉdt1*とｄ軸モータ検出電流ｉd1との偏差Δｉd1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸モータ指令電圧Ｖd1* を演算すると共に、トルク制御用のｑ軸指令電流ｉqt1*とｑ軸モータ検出電流ｉq1との偏差Δｉq1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸モータ指令電圧Ｖq1* を演算する。そして、ｄ軸モータ指令電圧Ｖd1* とｑ軸モータ指令電圧Ｖq1* を三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を第１のインバータ２７に出力する。

このようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*を実現するように第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行する。

一方、モータ制御装置３７は、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*と、第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を生成する。

その際、第２の交流モータ１４のトルク発生に必要な電力とは異なる入力電力（つまり無効電力）のみを変化させるように電流ベクトルを制御することで、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。

まず、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）を第２の回転速度演算部４８に入力して、第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 を演算する。この後、第２の交流モータ１４のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd2とｑ軸電流ｉq2をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第２のトルク制御電流演算部４９で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 とに応じたトルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）をマップ又は数式等により演算する。

更に、システム電圧目標値演算部５０（目標電圧設定手段）で、システム電圧の目標値Ｖs*を演算し、電圧センサ２５で検出したシステム電圧の検出値Ｖs を第１のローパスフィルタ５１（第一の低域通過手段）に入力してシステム電圧の検出値Ｖs のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、偏差器５２でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs を求め、この偏差ΔＶs をＰＩ制御器５３に入力して、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるようにＰＩ制御等により第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算する。

この入力電力操作量Ｐm は禁止／許可ゲート７２に入力され、メイン制御装置３１からのＲeady信号を受信した後は、入力電力操作量Ｐm の入力電力制御電流演算部５４への出力が許可される。この入力電力操作量Ｐm を入力電力制御電流演算部５４に入力して、図４に示すように、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* （ｄ軸指令電流ｉdp2*，ｑ軸指令電流ｉqp2*）を次のようにして求める。

まず、入力電力操作量Ｐm とトルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）とに応じた入力電力制御用のｄ軸指令電流ｉdp2*をマップ又は数式等により演算し、この入力電力制御用のｄ軸指令電流ｉdp2*を用いて次式により入力電力制御用のｑ軸指令電流ｉqp2*を演算する。

ここで、φは鎖交磁束、Ｌd はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンスであり、それぞれ交流モータ１４の機器定数である。
これにより、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままで第２の交流モータ１４の入力電力（無効電力）を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* （ｄ軸指令電流ｉdp2*，ｑ軸指令電流ｉqp2*）を求める。

この後、トルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）と入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* （ｄ軸指令電流ｉdp2*，ｑ軸指令電流ｉqp2*）を第２の電流制御部５５（電流制御手段）に入力する。この第２の電流制御部５５は、図５に示すように、座標変換部７３で第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて第２の交流モータ１４に実際に流れる電流の検出値であるモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）を演算する。

この後、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２の交流モータ１４の入力電力制御とを独立に制御するために、電流分離部７４（電流分離手段）で、モータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）をトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）と入力電力制御に関わる入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2（ｄ軸検出電流ｉdp2 ，ｑ軸検出電流ｉqp2 ）とに分離する。

ここで、図６を用いてモータ検出電流ベクトルｉ2 をトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2と入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2とに分離する方法を説明する。尚、ωは電気角速度、Ｌはインダクタンス、Ｒは電機子巻線抵抗、φは鎖交磁束である。また、モータ指令電圧ベクトルＶ2*は、トルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* に入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* を加算した電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ0 は、電気角速度ωに鎖交磁束φを乗算して求めた電圧ベクトルである。

電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ）と電流ベクトルｉ2 との位相差がαでＲとωＬがほとんど変化しない瞬時において、３つの電流ベクトルｉ2 ，ｉt2，ｉp2によって形成される三角形Ａは、３つの電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ），（Ｖt2* −Ｖ0 ），Ｖp2* によって形成される三角形Ｂと相似であり、電圧ベクトルの三角形Ｂに対する電流ベクトルの三角形Ａの相似比Ｒは、電流ベクトルｉ2 の長さを電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ）の長さで除算した値となる。

Ｒ＝｜ｉ2 ｜／｜Ｖ2*−Ｖ0 ｜
つまり、３つの電流ベクトルｉ2 ，ｉt2，ｉp2によって形成される三角形Ａは、３つの電圧ベクトル（Ｖ2*−Ｖ0 ），（Ｖt2* −Ｖ0 ），Ｖp2* によって形成される三角形Ｂの各辺の方向をαだけ進角させると共に各辺の長さをＲ倍した三角形である。

従って、電圧ベクトル（Ｖt2* −Ｖ0 ）の方向をαだけ進角させると共にその長さをＲ倍したベクトルを求めることで、トルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）を求めることができる。また、電圧ベクトルＶp2* の方向をαだけ進角させると共にその長さをＲ倍したベクトルを求めることで、入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2（ｄ軸検出電流ｉdp2 ，ｑ軸検出電流ｉqp2 ）を求めることができる。

このようにして、モータ検出電流ベクトルｉ2 をトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2と入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2とに分離した後、図５に示すように、偏差器７５でトルク制御用のｄ軸指令電流ｉdt2*とｄ軸検出電流ｉdt2 との偏差Δｉdt2 を求め、この偏差Δｉdt2 をＰＩ制御器７６に入力して偏差Δｉdt2 が小さくなるようにＰＩ制御等によりトルク制御用のｄ軸指令電圧Ｖdt2*を演算する。更に、偏差器７７でトルク制御用のｑ軸指令電流ｉqt2*とｑ軸検出電流ｉqt2 との偏差Δｉqt2 を求め、この偏差Δｉqt2 をＰＩ制御器７８に入力して偏差Δｉqt2 が小さくなるようにＰＩ制御等によりトルク制御用のｑ軸指令電圧Ｖqt2*を演算する。これにより、トルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* と検出電流ベクトルｉt2との偏差が小さくなるようにトルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* （ｄ軸指令電圧Ｖdt2*，ｑ軸指令電圧Ｖqt2*）を求める。

また、偏差器７９で入力電力制御用のｄ軸指令電流ｉdp2*とｄ軸検出電流ｉdp2 との偏差Δｉdp2 を求め、この偏差Δｉdp2 をＰＩ制御器８０に入力して偏差Δｉdp2 が小さくなるようにＰＩ制御等により入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp0*を演算する。更に、偏差器８１で入力電力制御用のｑ軸指令電流ｉqp2*とｑ軸検出電流ｉqp2 との偏差Δｉqp2 を求め、この偏差Δｉqp2 をＰＩ制御器８２に入力して偏差Δｉqp2 が小さくなるようにＰＩ制御等により入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*を演算する。これにより、入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* と検出電流ベクトルｉp2との偏差が小さくなるように入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp0* （ｄ軸指令電圧Ｖdp0*，ｑ軸指令電圧Ｖqp0*）を求めた後、後述するトルク変動ゼロ制御部８６で、最終的な入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）を求める。

このようにして、トルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* （ｄ軸指令電圧Ｖdt2*，ｑ軸指令電圧Ｖqt2*）と入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）とを独立して演算した後、加算器８３でトルク制御用のｄ軸指令電圧Ｖdt2*に入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp2*を加算して最終的なｄ軸モータ指令電圧Ｖd2* を求めると共に、加算器８４でトルク制御用のｑ軸指令電圧Ｖqt2*に入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp2*を加算して最終的なｑ軸モータ指令電圧Ｖq2* を求める。これにより、最終的なモータ指令電圧ベクトルＶ2*（ｄ軸モータ指令電圧Ｖd2* ，ｑ軸モータ指令電圧Ｖq2* ）を求める。このモータ指令電圧ベクトルＶ2*（ｄ軸モータ指令電圧Ｖd2* ，ｑ軸モータ指令電圧Ｖq2* ）を座標変換部８５で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上のようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力（無効電力）を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。この場合、ＰＩ制御器５３、入力電力制御電流演算部５４等がシステム電圧制御手段としての役割を果たす。

ところで、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡状態において、図７に破線で示すように、第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 が定トルク曲線（同一トルクを発生する電流ベクトルを表す曲線）から大きく外れると、不快なトルク変動が発生する可能性がある。

この対策として、本実施例１では、トルク変動ゼロ制御部８６（トルク変動ゼロ制御手段）で、モータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第１の推定トルクＴを演算すると共に、トルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴt を演算し、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行することで、図７に示すように、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡状態において、第２の交流モータ１４に流れる電流ベクトルｉ2 を第２の交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させる。

具体的には、図８に示すように、第１のトルク推定部８７で、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）と機器定数（鎖交磁束φ、ｄ軸インダクタンスＬd 、ｑ軸インダクタンスＬq ）とを用いて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第１の推定トルクＴを次式により演算する。
Ｔ＝φ×ｉq2＋（Ｌd −Ｌq ）×ｉd2×ｉq2

更に、第２のトルク推定部８８で、第２の交流モータ１４のトルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）と機器定数（鎖交磁束φ、ｄ軸インダクタンスＬd 、ｑ軸インダクタンスＬq ）とを用いて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴt を次式により演算する。
Ｔt ＝φ×ｉqt2*＋（Ｌd −Ｌq ）×ｉdt2*×ｉqt2*

この後、偏差器８９で、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴを求め、この偏差ΔＴと目標値（例えば０）との差をＰＩ制御器９１に入力して、偏差ΔＴと目標値（例えば０）との差が小さくなるようにＰＩ制御等により入力電力制御用のｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を演算する。これにより、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように入力電力制御用のｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を演算する。

この後、加算器９２で、入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*にｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を加算して最終的な入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp2*を求める。一方、入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp0*は、そのまま最終的な入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp2*とする。これにより、最終的な入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）を求める。

このようなトルク変動ゼロ制御部８６の処理により、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように、第２の交流モータ１４の入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*を補正して最終的な入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）を求めることで、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させる。

［変換電圧制御］
モータ制御装置３７は、システム起動直後で平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前に、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電圧を制御する変換電圧制御を実行する。

具体的には、図３に示すように、システム電圧目標値演算部５０で、システム電圧の目標値Ｖs*を演算し、電圧センサ２５で検出したシステム電圧の検出値Ｖs を第１のローパスフィルタ５１に入力してシステム電圧の検出値Ｖs のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、偏差器６８でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs を求め、この偏差ΔＶs をＰＩ制御器６９に入力して、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるようにＰＩ制御等により昇圧コンバータ２１の図示しないスイッチング素子の通電デューティ比Ｄvcを演算する。

この電圧制御用の通電デューティ比Ｄvcと後述する電力制御用の通電デューティ比Ｄpcは昇圧駆動選択演算部７０（選択手段）に入力される。この昇圧駆動選択演算部７０は、システム起動後にメイン制御装置３１からのＲeady信号を受信したか否かを判定し、まだＲeady信号を受信していないと判定した場合には、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前であると判断して、昇圧コンバータ２１で変換電圧制御を実行するように、昇圧コンバータ２１のスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc として、電圧制御用の通電デューティ比Ｄvcを選択する。
Ｄc ＝Ｄvc

この後、昇圧駆動信号演算部７１で、電圧制御用の通電デューティ比Ｄc （＝Ｄvc）に基づいて昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを演算し、この昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを昇圧コンバータ２１に出力する。

このようにして、システム起動直後で平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前に、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電圧を制御する変換電圧制御を実行することで、平滑コンデンサ２４のプリチャージを行ってシステム電圧を速やかに目標値に制御する。この変換電圧制御の実行中は、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）を禁止することで、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）と、昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御（変換電圧制御）との干渉を防止する。この場合、ＰＩ制御器６９、昇圧駆動選択演算部７０、昇圧駆動信号演算部７１等が変換電圧制御手段としての役割を果たす。

［変換電力制御］
モータ制御装置３７は、システム起動後に平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了した後に、前述した変換電圧制御を停止し、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御に切り換える。

具体的には、図３に示すように、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* を演算する場合には、まず、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の軸出力演算部５６に入力して第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 を演算すると共に、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の出力損失演算部５７に入力して第１の交流モータ１３の出力損失ＰＬ1 を演算した後、加算器５８で第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 に出力損失ＰＬ1 を加算して第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1を求める。この際、第１の交流モータ１３が発電機として機能している場合には、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1の演算結果が負の値となる。

更に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の軸出力演算部５９に入力して第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 を演算すると共に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の出力損失演算部６０に入力して第２の交流モータ１４の出力損失ＰＬ2 を演算した後、加算器６１で第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 に出力損失ＰＬ2 を加算して第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2を求める。この際、第２の交流モータ１４が発電機として機能している場合には、第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2の演算結果が負の値となる。

この後、合計器６２で第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計して合計電力Ｐi*を求め、この合計電力Ｐi*を第２のローパスフィルタ６３（第二の低域通過手段）に入力して合計電力Ｐi*のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、このローパスフィルタ処理後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とする。これら合計器６２と第２のローパスフィルタ６３等が変換電力指令値演算手段としての役割を果たす。

一方、昇圧コンバータ２１の出力電力の検出値Ｐi を演算する場合は、電流センサ２６で検出した昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc を第３のローパスフィルタ６４（第三の低域通過手段）に入力して昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、変換電力検出部６５（変換電力検出手段）でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求める。尚、システム電圧の検出値Ｖsfと出力電流の検出値ｉcfとを乗算して出力電力の検出値Ｐi を求めるようにしても良い。

この後、偏差器６６で昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi を求め、この偏差ΔＰi をＰＩ制御器６７に入力して、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるようにＰＩ制御等により昇圧コンバータ２１のスイッチング素子の通電デューティ比Ｄpcを演算する。

この電力制御用の通電デューティ比Ｄpcと前述した電圧制御用の通電デューティ比Ｄvcは、昇圧駆動選択演算部７０（選択手段）に入力される。この昇圧駆動選択演算部７０は、システム起動後にメイン制御装置３１からのＲeady信号を受信したか否かを判定し、既にＲeady信号を受信したと判定した場合には、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了後であると判断して、昇圧コンバータ２１で変換電力制御を実行するように、昇圧コンバータ２１のスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc として、電力制御用の通電デューティ比Ｄpcを選択する。
Ｄc ＝Ｄpc

この後、昇圧駆動信号演算部７１で、電力制御用の通電デューティ比Ｄc （＝Ｄpc）に基づいて昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを演算し、この昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを昇圧コンバータ２１に出力する。

このようにして、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了後に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行することで、昇圧コンバータ２１により電源ライン２２に供給する電力を目標通りに制御できるようにする。この場合、ＰＩ制御器６７、昇圧駆動選択演算部７０、昇圧駆動信号演算部７１等が変換電力制御手段としての役割を果たす。

以上説明したモータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）、変換電圧制御、変換電力制御は、図９に示すモータ制御メインプログラムに従って実行される。本プログラムは、システム起動後に所定周期で繰り返し実行される。本プログラムが起動されると、まず、ステップ１０１で、メイン制御装置３１からのＲeady信号を受信したか否かを判定する。まだＲeady信号を受信していないと判定された場合には、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前であると判断して、ステップ１０２に進み、変換電圧制御を実行して、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電圧を制御することで、平滑コンデンサ２４のプリチャージを行ってシステム電圧を速やかに目標値に制御する。この変換電圧制御の実行中は、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）を禁止する。

この後、ステップ１０３に進み、平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了したか否かを判定し、平滑コンデンサ２４のプリチャージが完了したと判定されたときに、ステップ１０４に進み、プリチャージ完了信号をメイン制御装置３１へ送信する。

メイン制御装置３１は、プリチャージ完了信号や他の信号等に基づいてモータ制御システムのシャットダウンを解除しても良いと判断したときに、Ｒeady信号をモータ制御装置３７へ送信する。

その後、上記ステップ１０１で、メイン制御装置３１からのＲeady信号を受信したと判定されたときに、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了後であると判断して、ステップ１０５に進み、モータ制御システムのシャットダウンを解除して、モータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）を実行する。更に、ステップ１０６に進み、変換電圧制御から変換電力制御に切り換えて、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する。

以上説明した本実施例１では、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧（電源ライン２２の電圧）の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行するようにしたので、車両の運転状態の変化等によって２つの交流モータ１３，１４の電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧を効果的に安定化させることができる。しかも、昇圧コンバータ２１の高性能化や平滑コンデンサ２４の大容量化を行うことなく、電源ライン２２の電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

更に、本実施例１では、モータ検出電流ベクトルｉ2 をトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2と入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2とに分離し、トルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* と検出電流ベクトルｉt2との偏差が小さくなるようにトルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* を演算すると共に、入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* と検出電流ベクトルｉp2との偏差が小さくなるように入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* を演算することで、トルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* と入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* とを独立して演算し、これらのトルク制御用の指令電圧ベクトルＶt2* と入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* とに基づいて最終的なモータ指令電圧を演算して、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御とを独立に制御するようにしたので、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御が干渉することを防止して、第２の交流モータ１４のトルク制御と第２のＭＧユニット３０の入力電力制御を安定化させることができる。

また、本実施例１では、システム起動直後で平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了前に、変換電圧制御を実行して、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電圧を制御することで、平滑コンデンサ２４のプリチャージを行ってシステム電圧を速やかに目標値に制御すると共に、この変換電圧制御の実行中は、システム電圧安定化制御の実行を禁止する。その後、平滑コンデンサ２４のプリチャージ完了後に、モータ制御システムのシャットダウンを解除してモータ制御（トルク制御、システム電圧安定化制御）を開始すると共に、変換電圧制御から変換電力制御に切り換えて、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する。このようにして、車両の状態に応じて変換電圧制御と変換電力制御とを切り換えると共に、変換電圧制御の実行中はシステム電圧安定化制御の実行を禁止するため、変換電圧制御による昇圧コンバータ２１の出力電圧の制御がシステム電圧安定化制御によるシステム電圧の制御と干渉することを防止できて、車両の状態に左右されずにシステム電圧を効果的に安定化させることができる。

また、本実施例１では、システム電圧安定化制御の際に、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力のみを変化させるように電流ベクトルを制御することで、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧を制御するようにしたので、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

更に、本実施例１では、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 に基づいて第１の推定トルクＴを演算すると共にトルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* に基づいて第２の推定トルクＴt を演算し、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように、第２の交流モータ１４の入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*を補正するトルク変動ゼロ制御を実行するようにしたので、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に、第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させることができ、不快なトルク変動が発生することを防止できる。

また、本実施例１では、ローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いて第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算するようにしたので、入力電力操作量Ｐm を演算する際に、システム電圧の検出値Ｖs に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いることができ、入力電力操作量Ｐm の演算精度を向上させることができる。

更に、本実施例１では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計した合計電力Ｐi*から変換電力の指令値Ｐif* を求めると共に、システム電圧の目標値Ｖs*（又は検出値Ｖsf）と昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求め、これらの変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行するようにしたので、昇圧コンバータ２１により電源ライン２２に供給する電力を目標通りに制御できて、準定常的にはシステム電圧の安定化を実現でき、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）による変換電力の負担を軽減できる。

また、本実施例１では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2との合計電力Ｐi*をローパスフィルタ処理した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とするようにしたので、ノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とすることができ、変換電力の指令値Ｐif* を精度良く設定することができる。しかも、帯域を制限することで、昇圧コンバータ２１の高速化を防止できるため、昇圧コンバータ２１の要求性能を低減できて、小型化でき、車両搭載には有利となる。

更に、本実施例１では、ローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfを用いて変換電力の検出値Ｐi を演算するようにしたので、変換電力の検出値Ｐi を演算する際に、出力電流の検出値ｉc に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の出力電流の検出値ｉcfを用いることができ、変換電力の検出値Ｐi の演算精度を向上させることができる。

また、電気自動車が起動されるときは一般的にはシステム電圧がゼロから始まる。そして、起動完了とするために所定の目標電圧にする必要がある。この場合、起動の初期はＭＧユニット３０はシャットダウンされており、ＭＧユニット３０を用いたシステム電圧安定化は実行できない。この対策として、電気自動車の起動時には、本実施例１のように、変換電力制御を実行させずに変換電圧制御を実行するように選択するとともに、ＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）を禁止するようにすれば、ＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）と昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御（変換電力制御）との干渉を防止することができ、システム電圧を効果的に安定化でき、電気自動車の起動をスムーズに行うことができる。

また、電気自動車が起動された後に、例えば、電気自動車の走行中に冷却系の異常などによりＭＧユニット３０の過熱が発生する場合がある。この場合に、ＭＧユニット３０を保護するためにＭＧユニット３０がシャットダウンされる場合がある。この場合は、ＭＧユニット３０を用いたシステム電圧安定化は実行できない。

この対策として、電気自動車の走行中に冷却系の異常などによりＭＧユニット３０の過熱が発生する場合は、本実施例１のように、変換電力制御を実行させずに変換電圧制御を実行するように選択するとともに、ＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御（システム電圧安定化制御）を禁止するようにすれば、昇圧コンバータ２１による電圧制御によりシステム電圧を制御できるため、システム電圧を効果的に安定化でき、システム電圧の過電圧を防止できるため、ＭＧユニット３０などを確実に保護できる。

次に、図１０及び図１１を用いて本発明の実施例２を説明する。但し、前記実施例１と実質的に同一部分には同一符号を付して説明を簡略化し、主として前記実施例１と異なる部分について説明する。

前記実施例１では、トルク制御用の指令電流ベクトルｉt2* （ｄ軸指令電流ｉdt2*，ｑ軸指令電流ｉqt2*）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴt を演算して、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行するようにしたが、本実施例２では、図１０に示すように、トルク変動ゼロ制御部９３（トルク変動ゼロ制御手段）で、トルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）に基づいて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴt を演算して、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御を実行するようにしている。

具体的には、図１１に示すように、第１のトルク推定部８７で、第２の交流モータ１４のモータ検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸モータ検出電流ｉd2，ｑ軸モータ検出電流ｉq2）と機器定数（鎖交磁束φ、ｄ軸インダクタンスＬd 、ｑ軸インダクタンスＬq ）とを用いて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第１の推定トルクＴを次式により演算する。
Ｔ＝φ×ｉq2＋（Ｌd −Ｌq ）×ｉd2×ｉq2

更に、第２のトルク推定部９４で、第２の交流モータ１４のトルク制御用の検出電流ベクトルｉt2（ｄ軸検出電流ｉdt2 ，ｑ軸検出電流ｉqt2 ）と機器定数（鎖交磁束φ、ｄ軸インダクタンスＬd 、ｑ軸インダクタンスＬq ）とを用いて第２の交流モータ１４が発生するトルクの推定値である第２の推定トルクＴt を次式により演算する。
Ｔt ＝φ×ｉqt2 ＋（Ｌd −Ｌq ）×ｉdt2 ×ｉqt2

この後、偏差器８９で、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴを求め、この偏差ΔＴと目標値（例えば０）との差をＰＩ制御器９１に入力して、偏差ΔＴと目標値（例えば０）との差が小さくなるようにＰＩ制御等により入力電力制御用のｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を演算する。これにより、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように入力電力制御用のｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を演算する。

この後、加算器９２で、入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*にｑ軸指令電圧補正値Ｖqp22* を加算して最終的な入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp2*を求める。一方、入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp0*は、そのまま最終的な入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp2*とする。これにより、最終的な入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）を求める。

このようなトルク変動ゼロ制御部９３の処理により、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように、第２の交流モータ１４の入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*を補正して最終的な入力電力制御用の指令電圧ベクトルＶp2* （ｄ軸指令電圧Ｖdp2*，ｑ軸指令電圧Ｖqp2*）を求めることで、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させる。

以上説明した本実施例２でも、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御の過渡時に、第２の交流モータ１４の電流ベクトルｉ2 を該交流モータ１４のトルクが変動しないように定トルク曲線に沿って変化させることができ、不快なトルク変動が発生することを防止できる。

尚、上記各実施例１，２では、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように第２の交流モータ１４の入力電力制御用のｑ軸指令電圧Ｖqp0*を補正してトルク変動ゼロ制御を実行するようにしたが、これとは逆に、第１の推定トルクＴと第２の推定トルクＴt との偏差ΔＴが略ゼロとなるように第２の交流モータ１４の入力電力制御用のｄ軸指令電圧Ｖdp0*を補正してトルク変動ゼロ制御を実行するようにしても良い。また、第２のＭＧユニット３０の入力電力制御を行う際の条件（例えば、電流ベクトルｉ2 の大きさ、向き、制御方向等）に応じて、ｑ軸指令電圧Ｖqp0*を補正するトルク変動ゼロ制御とｄ軸指令電圧Ｖdp0*を補正するトルク変動ゼロ制御とを切り換えるようにしても良い。

また、上記各実施例１，２では、交流モータを正弦波ＰＷＭ制御方式で制御するようにしたが、交流モータを他の制御方式（例えば、矩形波制御方式等）で制御するシステムに本発明を適用しても良い。

また、上記各実施例１，２では、変換電力制御の際に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御するようにしたが、昇圧コンバータ２１の入力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の入力電力を制御するようにしても良い。

また、上記各実施例１，２では、システム電圧安定化制御の際に、第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしたが、第１のＭＧユニット２９（第１の交流モータ１３）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。或は、図示しないが、例えば従動輪に第３のＭＧユニットを搭載した全輪駆動構成の車両においては、この第３のＭＧユニットの入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。

また、上記各実施例１，２では、エンジンの動力を遊星ギヤ機構で分割する所謂スプリットタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用したが、このスプリットタイプのハイブリッド電気自動車に限定されず、他の方式であるパラレルタイプやシリーズタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用しても良い。更に、上記各実施例１，２では、交流モータとエンジンを動力源とする車両に本発明を適用したが、交流モータのみを動力源とする車両に本発明を適用しても良い。また、インバータと交流モータとからなるＭＧユニットを１つだけ搭載した車両やＭＧユニットを３つ以上搭載した車両に本発明を適用しても良い。

本発明の実施例１における電気自動車の駆動システムの概略構成図である。 モータ制御系及びその周辺部の構成を示すブロック図である。 昇圧コンバータ制御系及びその周辺部の構成を示すブロック図である。 入力電力制御用の指令電流ベクトルｉp2* の演算方法を説明するための図である。 本実施例１の第２の電流制御部の構成を示すブロック図である。 トルク制御用の検出電流ベクトルｉt2と入力電力制御用の検出電流ベクトルｉp2の演算方法を説明するための図である。 トルク変動ゼロ制御を説明するための図である。 本実施例１のトルク変動ゼロ制御部の構成を示すブロック図である。 モータ制御メインプログラムの処理の流れを示すフローチャートである。 本実施例２の第２の電流制御部の構成を示すブロック図である。 本実施例２のトルク変動ゼロ制御部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１３，１４…交流モータ、２０…直流電源、２１…昇圧コンバータ（変換手段）、２２…電源ライン、２４…平滑コンデンサ、２５…電圧センサ（電圧検出手段）、２６…電流センサ（電流検出手段）、２７，２８…インバータ、２９，３０…ＭＧユニット、３７…モータ制御装置、４９…第２のトルク制御電流演算部、５０…システム電圧目標値演算部（目標電圧設定手段）、５１…第１のローパスフィルタ（第一の低域通過手段）、５３…ＰＩ制御器（システム電圧制御手段）、５４…入力電力制御電流演算部（システム電圧制御手段）、５５…第２の電流制御部（電流制御手段）、６２…合計器（変換電力指令値演算手段）、６３…第２のローパスフィルタ（第二の低域通過手段）、６４…第３のローパスフィルタ（第三の低域通過手段）、６５…変換電力検出部（変換電力検出手段）、６７…ＰＩ制御器（変換電力制御手段）、６９…ＰＩ制御器（変換電圧制御手段）、７０…昇圧駆動選択演算部（選択手段，変換電圧制御手段，変換電力制御手段）、７１…昇圧駆動信号演算部（変換電圧制御手段，変換電力制御手段）、７４…電流分離部（電流分離手段）、８６…トルク変動ゼロ制御部（トルク変動ゼロ制御手段）、９３…トルク変動ゼロ制御部（トルク変動ゼロ制御手段）

Claims (11)

1. 直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、前記電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、
   前記交流モータのトルク制御と前記ＭＧユニットの入力電力制御とを独立に制御する電流制御手段と、
   前記電流制御手段に入力電力制御用指令値を指令して前記システム電圧の変動を抑制するように前記ＭＧユニットの入力電力を制御するシステム電圧安定化制御を実行するシステム電圧制御手段と、
   前記変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御する変換電力制御を実行する変換電力制御手段と、
   前記変換手段の出力電圧を制御する変換電圧制御を実行する変換電圧制御手段と、
   前記変換電力制御と前記変換電圧制御のうちのいずれか一方を実行するように選択すると共に前記変換電圧制御の実行が選択される場合に前記システム電圧安定化制御の実行を禁止する選択手段とを備え、
   前記電流制御手段は、前記ＭＧユニットの入力電力制御の過渡状態において前記交流モータのトルクが変動しないように、前記交流モータに流れる電流に基づいて該交流モータの推定トルク（以下「第１の推定トルク」という）を演算すると共に前記交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の電流に基づいて該交流モータの推定トルク（以下「第２の推定トルク」という）を演算して、前記第１の推定トルクと前記第２の推定トルクとの偏差が略ゼロとなるように制御するトルク変動ゼロ制御手段を備えていることを特徴とする電気自動車の制御装置。
2. 前記電流制御手段は、前記交流モータに流れる電流の検出値であるモータ検出電流を前記交流モータのトルク制御に関わるトルク制御用の検出電流と前記ＭＧユニットの入力電力制御に関わる入力電力制御用の検出電流とに分離する電流分離手段を備え、
   前記交流モータのトルク制御用の指令電流と前記トルク制御用の検出電流とに基づいてトルク制御用の指令電圧を演算すると共に、前記ＭＧユニットの入力電力制御用の指令電流と前記入力電力制御用の検出電流とに基づいて入力電力制御用の指令電圧を演算し、前記トルク制御用の指令電圧と前記入力電力制御用の指令電圧とに基づいて前記交流モータに印加する電圧の指令値であるモータ指令電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の電気自動車の制御装置。
3. 前記電流分離手段は、前記モータ指令電圧と前記モータ検出電流と前記トルク制御用の指令電圧とに基づいて前記トルク制御用の検出電流を演算することを特徴とする請求項２に記載の電気自動車の制御装置。
4. 前記電流分離手段は、前記モータ指令電圧と前記モータ検出電流と前記入力電力制御用の指令電圧とに基づいて前記入力電力制御用の検出電流を演算することを特徴とする請求項２又は３に記載の電気自動車の制御装置。
5. 前記システム電圧の目標値を設定する目標電圧設定手段と、
   前記システム電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
   前記システム電圧制御手段は、前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値と前記電圧検出手段で検出したシステム電圧とに基づいて前記ＭＧユニットの入力電力操作量を演算し、該入力電力操作量に基づいて前記電流制御手段に入力電力制御用指令値を指令して前記システム電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
6. 前記電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を備え、
   前記システム電圧制御手段は、前記第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いて前記ＭＧユニットの入力電力操作量を演算することを特徴とする請求項５に記載の電気自動車の制御装置。
7. 前記変換電力の指令値を演算する変換電力指令値演算手段と、
   前記変換電力を検出する変換電力検出手段とを備え、
   前記変換電力制御手段は、前記変換電力指令値演算手段で演算した変換電力の指令値と前記変換電力検出手段で検出した変換電力とに基づいて前記変換電力の制御量を演算し、該変換電力の制御量に基づいて前記変換電力を制御することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
8. 前記変換電力指令値演算手段は、前記電源ラインに接続された前記ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項７に記載の電気自動車の制御装置。
9. 前記電源ラインに接続された前記ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を備え、
   前記変換電力指令値演算手段は、前記第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項８に記載の電気自動車の制御装置。
10. 前記システム電圧の目標値を設定する目標電圧設定手段と前記システム電圧を検出する電圧検出手段のうちの少なくとも一方と、
    前記変換手段の出力電流を検出する電流検出手段とを備え、
    前記変換電力検出手段は、前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値又は前記電圧検出手段で検出したシステム電圧と、前記電流検出手段で検出した変換手段の出力電流とに基づいて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
11. 前記電流検出手段で検出した変換手段の出力電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を備え、
    前記変換電力検出手段は、前記第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の出力電流を用いて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項１０に記載の電気自動車の制御装置。

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