JP2008153932A

JP2008153932A - 高周波直交検波器

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Publication number: JP2008153932A
Application number: JP2006339766A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Tsukada; 泰弘塚田
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2006-12-18
Filing date: 2006-12-18
Publication date: 2008-07-03
Anticipated expiration: 2026-12-18
Also published as: JP4771929B2

Abstract

【課題】検波ダイオード回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から外れる場合でも、アイソレーションの劣化をなくす。
【解決手段】局発信号の第１入力端１に接続され、位相差π×ｎ0で２分配する分配器３、受信信号の第２入力端２に接続され、位相差（π／２）（２×ｎ1＋１）で２分配する第１ブランチラインカプラ４、Ｉ信号出力端１０側の検波ダイオード７ａ，７ｂに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ2＋１）で２分配する第２ブランチラインカプラ５、Ｑ信号出力端１１側の検波ダイオード７ｃ，７ｄに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ3＋１）で２分配する第３ブランチラインカプラ６、この第３ブランチラインカプラ６と上記検波ダイオード７ｃ，７ｄとの間に接続され、Ｄ＝（π＋２×π×ｎ4−（π／２）（２×ｎ1−６×ｎ2＋６×ｎ3＋２×ｎ0＋１））／２の移相量を持つ移相器１４ａ，１４ｂを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、レーダ装置、通信装置、各種センサー等に使用される高周波直交検波器、特に整合及び信号端間のアイソレーションに優れた直交検波器の回路構成に関する。

従来から、レーダ装置、通信装置や各種センサー等において、π／２の位相差を有する２つの信号を得るために高周波直交検波器が用いられており、この高周波直交検波器としては、特開２００３−１１０６４０号公報に示すもの等もある一方、ブランチラインカプラ等の分配器を用いるものが提案されている。

図６には、ブランチラインカプラ等を用いた高周波直交検波器の構成例が示されており、この直交検波器は、局発信号を入力する第１入力端（PL）１と受信信号を入力する第２入力端（PR）２との間に、同相２分配器３、第１ブランチラインカプラ４、第２ブランチラインカプラ５及び第３ブランチラインカプラ６を図のように配置する。また、上記第２ブランチラインカプラ５とＩ信号出力端（I‐IF）１０との間に、検波ダイオード７ａ，７ｂ、チョーク８ａ，８ｂ、コンデンサ９ａ，９ｂが挿入され、上記第３ブランチラインカプラ６とＱ信号出力端（Q‐IF）１１との間に、検波ダイオード７ｃ，７ｄ、チョーク８ｃ，８ｄ、コンデンサ９ｃ，９ｄが挿入配置される。

このような高周波直交検波器によれば、第１入力端１から入力された局発信号：ＳL ＝Ａｃｏｓ（ω_Ｌt＋θ_Ｌ）と第２入力端２から入力された受信信号：ＳR ＝Ｂｃｏｓ（ω_Ｒt＋θ_Ｒ）により、Ｉ信号出力端１０からＩＦ信号の一方のＳI信号（Ｉ信号）、Ｑ信号出力端１１からＩＦ信号の他方のＳQ信号（Ｑ信号）が出力される。そして、これらのＳI信号及びＳQ信号は、以下のように表すことができる。
（数１）
ＳI ＝（ＡＢ／１６）×ｃｏｓ（（ω_Ｌt−ω_Ｒt）＋（θ_Ｌ−θ_Ｒ）−π／２）
ＳQ ＝（ＡＢ／１６）×ｃｏｓ（（ω_Ｌt−ω_Ｒt）＋（θ_Ｌ−θ_Ｒ）−π）
なお、位相の単位はｒａｄである。

図７には、上記ＳI信号及びＳQ信号が示されており、この図７及び上記数式１から分かるように、直交検波器では、π／２（９０度）の位相差を有するＳI信号及びＳQ信号（ＩＦ信号）が得られることになる。
特開２００３−１１０６４０号公報

ところで、上記の図６の直交検波器における高周波特性に着目すると、重要な項目としては下記の３項目が挙げられる。
ａ）局発信号入力端（PL−第１入力端１）における特性インピーダンスとの整合度（リターンロス）
ｂ）受信信号入力端（PR−第２入力端２）における特性インピーダンスとの整合度（リターンロス）
ｃ）局発信号入力端（PL）と受信信号入力端（PR）との間の信号分離度（アイソレーション）

そして、上記第２ブランチラインカプラ５の出力端に接続される検波ダイオード７ａ，７ｂ、及び第３ブランチラインカプラ６の出力端に接続される検波ダイオード７ｃ，７ｄの回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスに整合している場合、上記の高周波として重要な項目ａ）〜ｃ）は良好な特性が得られる。
図８には、上記検波ダイオード７ａ〜７ｄの入力インピーダンスが特性インピーダンスに整合している場合の特性が示されており、高周波として重要な項目ａ）〜ｃ）であるリターンロス及びアイソレーションは、特性線１０１〜１０３に示されるように、周波数比帯域１０％に渡り、概ね−２０ｄＢ以下であり、良好となっている。

しかしながら、検波ダイオード７ａ〜７ｄの入力インピーダンスは、これら検波ダイオード７ａ〜７ｄへの局発信号のレベル、該ダイオード自体のロットや周囲温度等の影響を受け、理想的な特性インピーダンスとの整合を保つことは不可能であり、そのため、高周波として重要な項目の１つである、ｃ）局発信号入力端（第１入力端１）と受信信号入力端（第２入力端２）との間の信号分離度（アイソレーション）に劣化が生じるという問題があった。

図９には、具体的な例として、４個の検波ダイオード７ａ〜７ｄへの入力インピーダンスが特性インピーダンス（例えば５０Ω）との整合から同様に外れ、その入力ＶＳＷＲが２．０：１となったときのアイソレーション劣化のシミュレートが示されており、この場合は、特性線２０３に示されるように、アイソレーションが−１０ｄＢ程度となり、良好な特性が得られていない。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、検波ダイオード回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から外れる場合でも、アイソレーションの劣化が少ない高周波直交検波器を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明に係る高周波直交検波器は、局発信号又は受信信号を入力する第１入力端に接続され、入力信号を位相差π×ｎ0で２分配する分配器と、受信信号又は局発信号を入力する第２入力端に接続され、入力信号を位相差（π／２）（２×ｎ1＋１）で２分配する第１ブランチラインカプラと、Ｉ信号出力端に接続されたＩ信号側検波ダイオード回路と、このＩ信号側検波ダイオード回路に接続され、かつ上記分配器及び第１ブランチラインカプラに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ2＋１）で２分配する第２ブランチラインカプラと、Ｑ信号出力端に接続されたＱ信号側検波ダイオード回路と、このＱ信号側検波ダイオード回路に接続され、かつ上記分配器及び第１ブランチラインカプラに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ3＋１）で２分配する第３ブランチラインカプラと、この第３ブランチラインカプラと上記Ｑ信号側検波ダイオード回路との間又は上記第２ブランチラインカプラと上記Ｉ信号側検波ダイオード回路との間のいずれか一方に接続され、以下の移相量Ｄを持つ移相器と、を含んで構成される。
Ｄ＝（π＋２×π×ｎ4−（π／２）（２×ｎ1−６×ｎ2＋６×ｎ3＋２×ｎ0＋１））／２
［ｎ0＝０，１，２，３…、ｎ1＝０，１，２，３…、ｎ2＝０，１，２，３…、ｎ3＝０，１，２，３…、ｎ4＝０，１，２，３…で、位相の単位は［ｒａｄ］とする］。
上記のｎ4 は、移相器で設定される任意の値である。

上記の構成によれば、例えば第３ブランチラインカプラとＱ信号側検波ダイオード回路との間に、移相量Ｄの移相器が挿入されるが、この移相器は、各出力端から出力されるＩ信号とＱ信号のπ／２位相差を維持しながら、例えば第１入力端へ向かう２ルートの受信信号の位相差、及び第２入力端へ向かう２ルートの局発信号の位相差のそれぞれが逆相（π）となるようにし、これによって２ルートの各信号の位相が相殺される。この結果、局発信号入力端（第１入力端）と受信信号入力端（第２入力端）との間のアイソレーションを良好に維持することが可能になる。

本発明によれば、４個の検波ダイオード回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から同様に外れた場合においても、局発信号入力端と受信信号入力端との間の信号分離度（アイソレーション）の劣化を改善することができ、検波ダイオードへの局発信号のレベル、検波ダイオードのロットや周囲温度等の影響を受け難い、安定した直交検波器を得ることが可能となる。

図１には、本発明の実施例に係る高周波直交検波器の構成が示されており、この高周波直交検波器は、図６の場合と同様に、局発信号（又は受信信号）を入力する第１入力端（PL)１に同相２分配器３が接続され、この分配器３は入力信号を位相差π×ｎ0（同相）で２分配し、また受信信号（又は局発信号）を入力する第２入力端（PR)２に第１ブランチラインカプラ４が接続され、この第１ブランチラインカプラ４は、入力信号を位相差（π／２）（２×ｎ1＋１）で２分配する。

一方、Ｉ信号出力端（I-IF）１０に、Ｉ信号側検波ダイオード７ａ，７ｂ、チョーク８ａ，８ｂ、コンデンサ９ａ，９ｂが配置され、上記Ｉ信号側検波ダイオード７ａ，７ｂと上記分配器３及び第１ブランチラインカプラ４との間に、第２ブランチラインカプラ５が接続され、この第２ブランチラインカプラ５は、局発信号と受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ2＋１）で２分配し、またＱ信号出力端（Q-IF）１１に、Ｑ信号側検波ダイオード７ｃ，７ｄ、チョーク８ｃ，８ｄ、コンデンサ９ｃ，９ｄが配置され、上記Ｑ信号側検波ダイオード７ｃ，７ｃと上記分配器３及び第１ブランチラインカプラ４との間に、第３ブランチラインカプラ６が接続され、この第３ブランチラインカプラ６は、局発信号と受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ3＋１）で２分配する。なお、上記第１ブランチラインカプラ４のブランチ４４の他端と接地の間には、終端抵抗１２が設けられる。

そして、実施例では、上記第３ブランチラインカプラ６とＱ信号側検波ダイオード７ｃ，７ｄとの間に（即ち、第２入力端２が接続されてないブランチ４４側に接続される方のブランチラインカプラと検波ダイオードとの間に）、移相量Ｄを持つ移相器１４ａ，１４ｂが接続されており、この移相器１４ａ，１４ｂのそれぞれの移相量Ｄは、
Ｄ＝（π＋２×π×ｎ4−（π／２）（２×ｎ1−６×ｎ2＋６×ｎ3＋２×ｎ0＋１））／２、［ｎ0＝０，１，２，３…、ｎ1＝０，１，２，３…、ｎ2＝０，１，２，３…、ｎ3＝０，１，２，３…、ｎ4＝０，１，２，３…で、位相の単位はｒａｄとする］となる。
即ち、実施例において、例えば上記分配器３の位相差をπ（ｎ0 ＝１）、第１〜第３ブランチラインカプラ４〜６の位相差をπ／２（ｎ1，ｎ2，ｎ3 ＝０）としたとき、移相量Ｄは、π×ｎ4−π／４（ｎ4＝０，１，２，３…の任意の数）となる。

図２には、上記第１〜第３ブランチラインカプラ４〜６の構成が示されており、このブランチラインカプラ４〜６は、図２（Ａ）のように、４個の信号入力ポート１〜４、特性インピーダンスがＺ_０／√２で、長さが（λ／４）（２×ｎx＋１）［即ち、透過位相が（π／２）（２×ｎx＋１）、ｎx＝ｎ1，ｎ2，ｎ3 ＝０，１，２，３…］からなる一対の信号伝送ライン（ブランチ１，４）と、特性インピーダンスがＺ_０で、長さが（λ／４）（２×ｎx＋１）からなる一対の信号伝送ライン（ブランチ２，３）によって構成された伝送線である。この図２（Ａ）に示したブランチラインカプラは、図２（Ｂ）に示すシンボルで表される。

次に、このブランチラインカプラ４〜６の透過特性及び反射特性について説明する。
（透過特性）図２のポート１から入力された信号Ｓ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋θ）は、ポート３及びポート４に出力され、その出力信号Ｓ_ｐ４，Ｓ_ｐ３は、
Ｓ_ｐ４＝（Ａ／２）ｃｏｓ（ωｔ＋θ−（（π／２）（２×ｎx＋１）））、
Ｓ_ｐ３＝（Ａ／２）ｃｏｓ（ωｔ＋θ−２×（（π／２）（２×ｎx＋１）））となる。
即ち、ポート３では、入力信号に対して電力は半分で位相がπ／２（９０度）の奇数倍遅れる。また、ポート４では、入力信号に対して電力は半分で位相が（π／２の奇数倍）×２だけ遅れる。例えば、ｎx ＝０の場合、ポート３では入力信号に対して電力は半分で位相がπ／２だけ遅れ、ポート４では入力信号に対して電力は半分で位相がπだけ遅れる。

（反射特性）図２のポート３及びポート４の先に接続されるデバイスの入力インピーダンスが特性インピーダンスＺ_０と等しい場合は、ポート１から入力された信号Ｓ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋θ）は、ポート３及びポート４において反射がないためにポート２には出力されず、ポート１においても、同様に反射がないため入力信号の戻り信号は出力されない。即ち、ポート１とポート２のアイソレーション(信号分離度)が∞で、ポート１の特性インピーダンスとの整合度(リターンロス)は良好となる。

しかし、ポート３及びポート４の先に接続されるデバイスの入力インピーダンスが特性インピーダンスと等しくなく、反射係数Γ＝ρ∠θ_１であった場合、ポート１から入力された信号Ｓ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋θ）は、ブランチ１を通過しポート３にて反射係数ρ、反射位相θ_１で反射され、その信号はブランチ３，４を通過してポート２に現れ、
Ｓ_１＝ρ×（Ａ／２）×ｃｏｓ（ωｔ＋θ−３×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１）
となり、また同様にポート１から入力された信号Ｓ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋θ）は、ブランチ１，３を通過しポート４にて反射係数ρ、反射位相θ_１で反射され、その信号はブランチ４を通過してポート２に現れ、
Ｓ_２＝ρ×（Ａ／２）×ｃｏｓ（ωｔ＋θ−３×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１）
となり、上記Ｓ_１とＳ_２がポート２で合成されるために、ポート２においては、ポート１からの入力信号に対して、
Ｓ_３＝ρ×Ａ×ｃｏｓ（ωｔ＋θ−３×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１）
となって出力される。
即ち、電力は反射係数ρ分減衰し、透過位相は−３×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１となる。例えば、ｎx ＝０、ρ＝１／３、θ_１＝π／２の場合、ポート１から入力してポート２に出力される信号は、電力が２０×ｌｏｇ(１／３)[約９．５ｄＢ]減少し、位相が２πの遅延となる。このことは、ポート１とポート２との間のアイソレーションが−９．５ｄＢ、透過位相が２πとなることを意味する。

次に、ポート１における特性インピーダンスとの整合度をみると、ポート１から入力された信号は、ブランチ１を通過し、ポート３にて反射係数ρ、反射位相θ_１で反射され、その信号はブランチ１を通過してポート１に戻り、
Ｓ_４＝ρ×（Ａ／２）×ｃｏｓ（ωｔ＋θ−２×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１）
となり、また同様にポート１から入力信号は、ブランチ１．３を通過しポート４にて反射係数ρ、反射位相θ_１で反射され、その信号はブランチ３，１を通過してポート１に戻り、
Ｓ_５＝ρ×（Ａ／２）×ｃｏｓ（ωｔ＋θ−４×（（π／２）（２×ｎx＋１））−θ_１）
となり、上記Ｓ_４とＳ_５がポート１で合成されるが、このポート１においては、両信号の位相差が２×（π／２）（２×ｎx＋１）＝π（２×ｎx＋１）、即ちπの奇数倍となり、常に逆相となって位相相殺されるために、ポート１には、ポート３，４からの反射波は出力されない。このことは、ポート１の特性インピーダンスとの整合度が良好であることを意味する。

実施例は以上の構成からなり、以下にその作用を説明する。
図１の第１入力端（PL）１から入力された局発信号：ＳL ＝Ａｃｏｓ（ω_Ｌt＋θ_Ｌ）は、同相２分配器３にて２分配された後、例えばπ／２（即ちλ／４）の位相差で２分配する第２ブランチラインカプラ５及び第３ブランチラインカプラ６へ供給される。一方、第２入力端（PR）２から入力された受信信号：ＳR ＝Ｂｃｏｓ（ω_Ｒt＋θ_Ｒ）は、第１ブランチラインカプラ４にて例えば位相差π／２にて２分配された後、第２ブランチラインカプラ５及び第３ブランチラインカプラ６へ供給される。

そして、上記第２ブランチラインカプラ５から出力された局発信号ＳL及び受信信号ＳRは、検波ダイオード７ａ，７ｂに入力されてミキシングされることにより、Ｉ信号出力端（I-IF）１０からＩＦのＩ信号ＳIが出力される。また、第３ブランチラインカプラ６から出力された局発信号ＳL及び受信信号ＳRは、移相量Ｄに設定された移相器１４ａ，１４ｂを通り、検波ダイオード７ｃ，７ｄにてミキシングされることにより、Ｑ信号出力端（Q-IF）１１からＩＦのＱ信号ＳQとして出力される。これらのＩ信号出力端１０及びＱ信号出力端１１から出力されるＩ信号及びＱ信号は下記のようになる。
（数２）
ＳI ＝（ＡＢ／１６）×ｃｏｓ（（ω_Ｌt−ω_Ｒt）＋（θ_Ｌ−θ_Ｒ）−π／２）
ＳQ ＝（ＡＢ／１６）×ｃｏｓ（（ω_Ｌt−ω_Ｒt）＋（θ_Ｌ−θ_Ｒ）−π）

この数式２は、上記数式１と同じになっており、実施例では、移相器１４ａ，１４ｂを設けた場合でも、その挿入による影響はなく、π／２の位相差を有する良好なＳI信号とＳQ信号が得られる。

このことを、位相差に着目して説明する。
例えば、第１入力端１からｃｏｓ（ω_Ｌt）の局発信号、第２入力端２からｃｏｓ（ω_Ｒt）の受信信号が入力されたとき、Ｉ信号出力端１０におけるＩ信号は、
（数３）
Ｉ信号：ｃｏｓ（（ω_Ｒ−ω_Ｌ）t−（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ2＋１））となり、
一方、Ｑ信号出力端１１でのＱ信号は、
Ｑ信号：ｃｏｓ（（ω_Ｒ−ω_Ｌ）t−２×（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ3＋１）＋π×ｎ0 ）となる。
（数４）
そして、これらの信号の位相差は、
Ｉ信号−Ｑ信号
＝−（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ2＋１）−（−２×（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ3＋１）＋π×ｎ0 ）
＝−（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ2＋１）＋２×（π／２）（２×ｎ1＋１）＋（π／２）（２×ｎ3＋１）−π×ｎ0 ）
＝−π×ｎ0＋（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ2＋１）＋（π／２）（２×ｎ3＋１）
＝（π／２）−（π／２）（２×ｎ0＋１）＋（π／２）（２×ｎ1＋１）−（π／２）（２×ｎ2＋１）＋（π／２）（２×ｎ3＋１）
＝−（π／２）（２×（ｎ0−ｎ1＋ｎ2−ｎ3）−１）
となる。

この式の値、即ちＩ−Ｑ信号の位相差（Ｑ基準）は、−（π／２）の奇数倍で、＋（π／２）又は−（π／２）となり、ｎ0〜ｎ3がどの値であっても、常にπ／２（９０ｄｅｇ）の位相差を保ち、直交検波器として動作することになる。
ここで、移相器１４ａ，１４ｂは、検波ダイオード７ｃの局発信号側と検波ダイオード７ｄの受信信号側の両方に挿入されるので、この移相器１４ａ，１４ｂで変化した移相量Ｄは、検波ミキシングされるときに引き算されてπ／２の位相差が保たれることになり、移相器１４ａ，１４ｂがあってもなくても、また検波ダイオード７ｃ，７ｄの入力インピーダンスが特性インピーダンスと整合しているか否かに拘らず、同じ結果となる。

次に、実施例において第２ブランチラインカプラ５の出力端に接続される検波ダイオード７ａ，７ｂ及び第３ブランチラインカプラ６の出力端に接続される検波ダイオード７ｃ，７ｄのそれぞれの入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から外れ、その入力ＶＳＷＲが２．０：１となったときの高周波直交検波器における高周波特性に着目する。

重要な項目としては上述のように、下記の３項目が挙げられる。
ａ）第１入力端（局発信号入力端PL）１における特性インピーダンスとの整合度（リターンロス）
ｂ）第２入力端（受信信号入力端PR）２における特性インピーダンスとの整合度（リターンロス）
ｃ）第１入力端１と第２入力端２との間の信号分離度（アイソレーション）

まず、重要な項目ａ）について説明する。第１〜第３ブランチラインカプラ４〜６の特徴でもあるが、負荷からの一対の反射波（即ち、整合から外れたことによる一対の検波ダイオード７ａ及び７ｂ、又は７ｃ及び７ｄからの局発信号の反射波）は逆相であることにより、入力端において位相相殺される。即ち、第２ブランチラインカプラ５及び第３ブランチラインカプラ６の入力端であるポイントＡ及びポイントＣにおけるリターンロスは良好に保たれる。これにより、局発信号入力端である第１入力端１におけるリターンロスも良好な特性を示す。

図５には、実施例の特性例が示されており、局発信号入力端、即ち第１入力端１におけるリターンロスは特性線３０１に示されるように良好となる。
また、重要な項目ｂ）についても、項目ａ）と同様であり、受信信号入力端、即ち第２入力端２におけるリターンロスは特性線３０２のように良好な特性を示す。

次に、重要な項目ｃ）のアイソレーションの改善を図３及び図４により説明する。
図３には、第２入力端２から第１入力端１へ向かう受信信号のアイソレーション（信号分離度）を説明するための図が示されており、図３に示されるように、第２入力端２から受信信号ｃｏｓ（ω_Ｒt）が入力されたとき、第２ブランチラインカプラ５を通って第１入力端１に達する図の上側の信号（Upper Leakage）501は、
ｃｏｓ（ω_Ｒt−（π／２）（２×ｎ1＋１）−３（π／２）（２×ｎ2＋１））
で、第３ブランチラインカプラ６を通って第１入力端１に達する下側の信号（Lower Leakage）502は、
ｃｏｓ（ω_Ｒt−２×（π／２）（２×ｎ1＋１）−３（π／２）（２×ｎ3＋１）−２×（π＋２π×ｎ4−（π／２）（２×ｎ1−６×ｎ2＋６ｎ3＋２×ｎ0＋１））／２−π×ｎ0）
となり、下側信号502と上側信号501との位相差（下側信号基準）は、
π＋（２π×ｎ4）
となる。従って、信号501と502は、逆相となり、位相相殺によって出力されないことになり、局発信号入力端である第１入力端１と受信信号入力端である第２入力端２との間のアイソレーション（信号分離度）は良好な状態に維持される。上記説明では、第２入力端２に入力した受信信号について説明したが、第１入力端に入力する局発信号についても同様となる。

図４には、第１入力端１から第２入力端２へ向かう局発信号で、ｎ0，ｎ1，ｎ2，ｎ3，ｎ4の全てを０とした場合の位相の変化に着目した説明図が示されており、局発信号はπ／２の透過位相を有する同相の２分配器３にて２分配されるため、ポイントＡ及びポイントＣにおいては、図４中の位相グラフで表されるように、第２入力端２に対しπ／２の位相遅れとなる。このポイントＡを通過した局発信号（503）は、第２ブランチラインカプラ５を通過し、検波ダイオード７ａ，７ｂからの反射によりポイントＢに出力されるが、このとき、ブランチ５１を通り検波ダイオード７ａで反射された信号はブランチ５２，５４を通ってポイントＢに到達し、またブランチ５１，５２を通り検波ダイオード７ｂで反射された信号はブランチ５４を通ってポイントＢに到達することから、局発信号は３π／２［＝３×（π／２）］の位相遅延が生じ、ポイントＢにおいては第１入力端１に対し２πの位相遅れとなる。更に、ポイントＢを通過した局発信号は、第１ブランチラインカプラ４を通過して第２入力端２に出力されるが、このとき、局発信号（503）はブランチ４１を通過するためπ／２の位相遅延が生じ、この結果、第２入力端２においては第１入力端１に対しπ／２の位相遅延となる。

一方、上記ポイントＣを通過した局発信号（504）は、第３ブランチラインカプラ６を経由し、移相量Ｄ（実施例では、ｎ0，ｎ1，ｎ2，ｎ3，ｎ4＝0としてπ／４）を持つ移相器１４ａ，１４ｂを通過した後、検波ダイオード７ｃ，７ｄにて反射されポイントＤに出力される。このとき、ブランチ６１及び移相器１４ａを通過して検波ダイオード７ｃで反射された信号は、移相器１４ａ、ブランチ６３，６４を通過してポイントＤへ到達し、またブランチ６１，６３及び移相器１４ｂを通過して検波ダイオード７ｄで反射された信号は、移相器１４ｂ、ブランチ６４を通過してポイントＤへ到達することから、局発信号は２π［＝（３π／２）＋２×（π／４）］の位相遅延が生じ、ポイントＤにおいては第１入力端１に対しπ／２の位相遅れとなる。更に、ポイントＤを通過した局発信号は第１ブランチラインカプラ４を通過して第２入力端２に出力されるが、このとき、局発信号（504）はブランチ４３，４１を通過するためπ［＝２×（π／２）］の位相遅延が生じ、この結果、第２入力端２においては第１入力端１に対し３π／２の位相遅延となる。

そして、上記π／２の位相遅延を持つ信号503（Upper Leakage）と３π／２の位相遅延を持つ信号504（Lower Leakage）が第２入力端２にて合成されるが、両信号の位相差はπ［＝（３π／２）−（π／２）］と逆相となるため、お互いに位相相殺され、この結果、第１入力端２には局発信号が出力されず、実施例では、図５の特性線３０３に示されるように、良好なアイソレーションが保たれることになる。

以上のように、実施例では、例えばπ／４の移相量Ｄの移相器１４ａ，１４ｂを挿入することにより、検波ダイオード７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から外れ、その入力ＶＳＷＲが２．０：１となった時においても、高周波特性が悪化しない良好な高周波直交検波器が得られる。
なお、上記実施例では、局発信号の分配に同相２分配器３を使用したが、位相差がπ×ｎ0［ｎ0＝０，１，２，３…］で２分配する他の分配器でも同様の効果が得られる。また、第１〜第３ブランチラインカプラ４〜６としてπ／２（入／４）の位相差で２分配するものを使用したが、（π／２）（２×ｎ＋１）［ｎ＝０，１，２，３…］で２分配する他のブランチラインカプラでも同様の効果が得られる。更に、このブランチラインカプラの代わりにレンジカプラを使用してもよい。

本発明の実施例に係る高周波直交検波器の構成を示す回路図である。実施例のブランチラインカプラの構成を示し、図（Ａ）は構成図、図（Ｂ）はシンボル図である。実施例において第２入力端から第１入力端へ向かう受信信号のアイソレーションを説明するための図である。実施例において第１入力端１から第２入力端２へ向かう局発信号のアイソレーションを位相の変化に着目して説明するための図である。実施例の高周波直交検波器における第１入力端及び第２入力端でのリターンロス並びに第１入力端−第２入力端間のアイソレーションの特性を示すグラフ図である。従来の高周波直交検波器の構成を示す図である。高周波直交検波器で得られるＳI信号及びＳQ信号を示す図である。従来の高周波直交検波器において検波ダイオード回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスに整合している場合の局発信号入力端（PL）及び受信信号入力端（PR）のリターンロス並びに局発信号入力端−受信信号入力端間のアイソレーションの特性を示す図である。従来の高周波直交検波器において検波ダイオード回路の入力インピーダンスが特性インピーダンスとの整合から外れている場合の局発信号入力端（PL）及び受信信号入力端（PR）リターンロス並びに局発信号入力端−受信信号入力端間のアイソレーションの特性を示す図である。

符号の説明

１…第１入力端（局発信号入力端）、２…第２入力端（受信信号入力端）、
３…同相２分配器、４…第１ブランチラインカプラ、
５…第２ブランチラインカプラ、６…第３ブランチラインカプラ、
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ…検波ダイオード、
８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ…チョーク、
１０…Ｉ信号出力端、１１…Ｑ信号出力端、
１２…終端抵抗、１４ａ，１４ｂ…移相器。

Claims

局発信号又は受信信号を入力する第１入力端に接続され、入力信号を位相差π×ｎ0で２分配する分配器と、
受信信号又は局発信号を入力する第２入力端に接続され、入力信号を位相差（π／２）（２×ｎ1＋１）で２分配する第１ブランチラインカプラと、
Ｉ信号出力端に接続されたＩ信号側検波ダイオード回路と、
このＩ信号側検波ダイオード回路に接続され、かつ上記分配器及び第１ブランチラインカプラに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ2＋１）で２分配する第２ブランチラインカプラと、
Ｑ信号出力端に接続されたＱ信号側検波ダイオード回路と、
このＱ信号側検波ダイオード回路に接続され、かつ上記分配器及び第１ブランチラインカプラに接続され、局発信号及び受信信号を位相差（π／２）（２×ｎ3＋１）で２分配する第３ブランチラインカプラと、
この第３ブランチラインカプラと上記Ｑ信号側検波ダイオード回路との間又は上記第２ブランチラインカプラと上記Ｉ信号側検波ダイオード回路との間のいずれか一方に接続され、以下の移相量Ｄを持つ移相器と、
Ｄ＝（π＋２×π×ｎ4−（π／２）（２×ｎ1−６×ｎ2＋６×ｎ3＋２×ｎ0＋１））／２、［ｎ0＝０，１，２，３…、ｎ1＝０，１，２，３…、ｎ2＝０，１，２，３…、ｎ3＝０，１，２，３…、ｎ4＝０，１，２，３…で、位相の単位はｒａｄとする］
を含んで構成される高周波直交検波器。