JP2008148529A

JP2008148529A - Voltage conversion apparatus

Info

Publication number: JP2008148529A
Application number: JP2006335992A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Hamaya; 尚志濱谷
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2006-12-13
Filing date: 2006-12-13
Publication date: 2008-06-26

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a voltage conversion apparatus that suppresses the noise of power supply generated by a ripple electric current without increasing the size and cost of the voltage conversion apparatus. SOLUTION: A boost converter 12 receives a DC voltage from a battery B, and converts a voltage level of the received DC voltage. The boost converter 12 includes switching elements Q1, Q2 that are connected in series, and a reactor L1 through which an electric current flows which is subjected to switching by the switching elements Q1, Q2. A smoothing capacitor C2 is connected in parallel to the battery B between the battery B and the boost converter 12. The reactor L2 is on an electric current route between the battery B and the reactor L1, and connected between the battery B and the smoothing capacitor C2. The reactor L2 is disposed to share a core 2 between the reactor L1 and the rector L2. COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

この発明は、電圧変換装置に関し、特に、電池から受けた直流電力の電圧レベルを変換する電圧変換装置に関する。 The present invention relates to a voltage conversion device, and more particularly to a voltage conversion device that converts a voltage level of DC power received from a battery.

特開平１０−６６３８３号公報（特許文献１）は、永久磁石型同期モータ（ＰＭモータ）の駆動制御装置を開示する。この駆動制御装置は、電力変換器への供給に先立ちかつ指令に応じ、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧後の電圧値が、ＰＭモータの目標動作点を実現するのに必要な電力変換器の直流端子側電圧を上回るように昇圧回路に昇圧動作を実行させる手段とを備える。 Japanese Patent Laid-Open No. 10-66383 (Patent Document 1) discloses a drive control device for a permanent magnet type synchronous motor (PM motor). Prior to supply to the power converter and in response to the command, this drive control device boosts the battery voltage, and the voltage value after boosting the power conversion necessary to realize the target operating point of the PM motor. And means for causing the booster circuit to perform a boosting operation so as to exceed the DC terminal side voltage of the device.

この駆動制御装置においては、ＰＭモータの目標動作点が現在のバッテリ電圧の下での出力可能領域よりも高回転側に位置しているときに、この目標動作点が出力可能領域に含まれるように、バッテリ電圧が昇圧される。この結果、それまで弱め界磁制御によって行なわれていたＰＭモータの力行可能領域の拡張を、弱め界磁電流に起因した損失の発生やこれによるシステム効率の低下を生じることなく実現することができる。
特開平１０−６６３８３号公報特開２０００−１１６１２０号公報特開２００４−１０４９７６号公報特開２００２−８４６７６号公報特開２００３−３０４６８１号公報 In this drive control device, when the target operating point of the PM motor is located on the higher rotation side than the output possible region under the current battery voltage, the target operating point is included in the output possible region. In addition, the battery voltage is boosted. As a result, it is possible to realize the expansion of the PM motor power running area, which has been performed by the field weakening control so far, without generating a loss due to the field weakening current and reducing the system efficiency.
JP-A-10-66383 JP 2000-116120 A JP 2004-104976 A JP 2002-84676 A JP 2003-304681 A

上述した特開平１０−６６３８３号公報に開示された技術において、昇圧回路は、ＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）の直流端子間に順方向直列接続された２個のトランジスタと、これらのトランジスタのそれぞれに逆並列接続された２個のダイオードと、２個のトランジスタの接続点にその一端が接続され、バッテリ側に他端が接続された昇圧リアクトルとを備える構成を有している。このような構成において、２個のトランジスタは、コントローラからの昇圧回路に対する昇圧比の指令に従ってスイッチング動作が制御される。 In the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-66383 described above, the booster circuit includes two transistors connected in series in the forward direction between the DC terminals of an IPM (intelligent power module), and each of these transistors is inverted. It has a configuration including two diodes connected in parallel and a boosting reactor having one end connected to a connection point of two transistors and the other end connected to the battery side. In such a configuration, the switching operation of the two transistors is controlled in accordance with a boost ratio command from the controller to the booster circuit.

ところで、特開平１０−６６３８３号公報に開示されるような昇圧回路を用いる構成においては、昇圧回路のトランジスタがスイッチング動作を行なうと、そのスイッチング周波数に依存した交流電流（以下、リプル電流とも称する）が発生する。このリプル電流は、昇圧回路に直流電力を供給するバッテリに伝搬すると、リプル電流の影響によってバッテリには膨張収縮作用が生じる。 Incidentally, in a configuration using a booster circuit as disclosed in JP-A-10-66383, when a transistor of the booster circuit performs a switching operation, an alternating current (hereinafter also referred to as a ripple current) depending on the switching frequency. Will occur. When this ripple current propagates to the battery that supplies DC power to the booster circuit, the ripple current causes the battery to expand and contract.

詳細には、バッテリは、セパレータを介して積層された電極板を有しているため、充電時には、電極板間に生じる電界により電極板間に引力を生じる。この引力により、バッテリ全体としては、電圧印加により収縮することになる。そして、印加電圧が無くなると、バッテリは復帰（膨張）する。そのため、昇圧回路からのリプル電流をバッテリが受けると、バッテリには時間的な変位、すなわち膨張収縮作用が生じる。その結果、この膨張収縮により空気振動が生じて、騒音が発生するという問題があった。 In detail, since the battery has electrode plates stacked via separators, at the time of charging, an attractive force is generated between the electrode plates due to an electric field generated between the electrode plates. Due to this attractive force, the entire battery contracts due to voltage application. When the applied voltage disappears, the battery returns (expands). Therefore, when the battery receives a ripple current from the booster circuit, the battery undergoes a temporal displacement, that is, an expansion / contraction action. As a result, there has been a problem that air vibration is generated by this expansion and contraction, and noise is generated.

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧変換装置の体格およびコストを増加させることなく、リプル電流により発生する電源の騒音を抑制可能な電圧変換装置を提供することである。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a voltage capable of suppressing power source noise generated by a ripple current without increasing the size and cost of the voltage converter. It is to provide a conversion device.

この発明によれば、電圧変換装置は、電源から直流電圧を受け、その受けた直流電圧の電圧レベルを変換する。電圧変換装置は、スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電流が流れる第１のリアクトルとを含んで構成された電圧変換器と、電源と電圧変換器との間で、電源と並列に接続された平滑コンデンサと、電源および第１のリアクトル間の電流経路上であって、電源と平滑コンデンサとの間に接続された第２のリアクトルとを備える。 According to the present invention, the voltage converter receives a DC voltage from the power source and converts the voltage level of the received DC voltage. A voltage converter is connected in parallel with a power source between a voltage converter configured to include a switching element and a first reactor through which a current switched by the switching element flows, and the power source and the voltage converter. And a second reactor connected on the current path between the power source and the first reactor and connected between the power source and the smoothing capacitor.

上記の電圧変換装置によれば、電源と平滑コンデンサとの間に第２のリアクトルを配設して電源のインピーダンスを見かけ上高くすることにより、スイッチング動作に伴ない電源を流れる直流電流に重畳されるリプル電流を低減することができる。このときの第２のリアクトルは、必要なインダクタンスが、第１のリアクトルのインダクタンスと比較して低いことから、小型のコイルで構成することができる。その結果、電圧変換装置の体格およびコストを増加させることなく、電源の騒音を抑制することが可能となる。 According to the voltage converter described above, the second reactor is disposed between the power source and the smoothing capacitor to increase the apparent impedance of the power source, thereby superimposing the direct current flowing through the power source with the switching operation. Ripple current can be reduced. Since the required inductance of the second reactor at this time is lower than that of the first reactor, the second reactor can be configured with a small coil. As a result, it is possible to suppress power source noise without increasing the size and cost of the voltage converter.

好ましくは、第２のリアクトルは、第１のリアクトルのコアに対して、第１のリアクトルのコイルと共通に巻回されるコイルを含む。 Preferably, the second reactor includes a coil wound around the core of the first reactor in common with the coil of the first reactor.

上記の電圧変換装置によれば、第２のリアクトルを小型のコイルで構成することができるため、当該コイルを第１のリアクトルのコアに共通に巻回することが可能となる。その結果、電圧変換装置の体格およびコストが増加するのをより一層抑えることができる。 According to the voltage converter described above, since the second reactor can be configured by a small coil, the coil can be wound around the core of the first reactor in common. As a result, it is possible to further suppress an increase in the size and cost of the voltage conversion device.

好ましくは、電圧変換装置は、第１および第２のリアクトルを格納するためのケースと、ケースの外壁側に配設された冷媒通路とをさらに備える。 Preferably, the voltage conversion device further includes a case for storing the first and second reactors, and a refrigerant passage disposed on the outer wall side of the case.

上記の電圧変換装置によれば、第２のリアクトルを、第１のリアクトルの冷却系統を用いて冷却することができるため、第２のリアクトルの冷却性能を確保することができる。 According to said voltage converter, since a 2nd reactor can be cooled using the cooling system of a 1st reactor, the cooling performance of a 2nd reactor is securable.

好ましくは、電源は、リチウムイオン電池を含む二次電池からなる。
上記の電圧変換装置によれば、電源を、内部抵抗値が低いリチウムイオン電池で構成した場合であっても、見かけ上のインピーダンスを高くすることにより、騒音を抑制することができる。 Preferably, the power source is a secondary battery including a lithium ion battery.
According to said voltage converter, even if it is a case where a power supply is comprised with a lithium ion battery with low internal resistance value, noise can be suppressed by making apparent impedance high.

この発明によれば、電圧変換装置の体格およびコストを増加させることなく、電源の騒音を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress power source noise without increasing the size and cost of the voltage converter.

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

図１は、この発明の実施の形態による電圧変換装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 FIG. 1 is a schematic block diagram of a motor drive device to which a voltage conversion device according to an embodiment of the present invention is applied.

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、リアクトルＬ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサ２４と、制御装置３０とを備える。 Referring to FIG. 1, motor drive device 100 includes a battery B, voltage sensors 10 and 13, capacitors C1 and C2, a reactor L2, a boost converter 12, an inverter 14, a current sensor 24, and a control device. 30.

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジンを始動し得るようなモータである。 AC motor M1 is a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle. The AC motor M1 is a motor that has a function of a generator driven by an engine and operates as an electric motor for the engine, and can start the engine, for example.

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。 Boost converter 12 includes a reactor L1, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) elements Q1, Q2, and diodes D1, D2.

リアクトルＬ１の一方端はバッテリＢの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。 Reactor L1 has one end connected to the power supply line of battery B and the other end connected to the intermediate point between IGBT element Q1 and IGBT element Q2, that is, between the emitter of IGBT element Q1 and the collector of IGBT element Q2. .

ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。 IGBT elements Q1, Q2 are connected in series between the power supply line and the earth line. The collector of IGBT element Q1 is connected to the power supply line, and the emitter of IGBT element Q2 is connected to the ground line. In addition, diodes D1 and D2 that allow current to flow from the emitter side to the collector side are arranged between the collectors and emitters of the IGBT elements Q1 and Q2, respectively.

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。 Inverter 14 includes U-phase arm 15, V-phase arm 16, and W-phase arm 17. U-phase arm 15, V-phase arm 16 and W-phase arm 17 are provided in parallel between the power supply line and the earth line.

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８からなる。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。 U-phase arm 15 includes IGBT elements Q3 and Q4 connected in series. V-phase arm 16 includes IGBT elements Q5 and Q6 connected in series. W-phase arm 17 includes IGBT elements Q7 and Q8 connected in series. Further, diodes D3 to D8 that flow current from the emitter side to the collector side are connected between the collectors and emitters of the IGBT elements Q3 to Q8, respectively.

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。 An intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of AC motor M1. In other words, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, and is configured such that one end of three coils of U, V, and W phases is commonly connected to the midpoint. The other end of the U-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q3 and Q4, the other end of the V-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q5 and Q6, and the other end of the W-phase coil is at the intermediate point between the IGBT elements Q7 and Q8. Each is connected.

なお、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ８に限定されず、ＭＯＳＦＥＴ等の他のパワー素子で構成しても良い。 Switching elements included in boost converter 12 and inverter 14 are not limited to IGBT elements Q1 to Q8, but may be constituted by other power elements such as MOSFETs.

バッテリＢは、充放電可能な二次電池であり、例えば、ニッケル水素またはリチウムイオンなどからなる。なお、これらに限らず、直流電圧を生成できるもの、例えば、キャパシタ、太陽電池、燃料電池等であって、電極板に働く引力によって膨張収縮作用が生じるものであれば適用され得る。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。 The battery B is a chargeable / dischargeable secondary battery, and is made of, for example, nickel metal hydride or lithium ion. However, the present invention is not limited thereto, and any device that can generate a DC voltage, for example, a capacitor, a solar cell, a fuel cell, or the like, that can be expanded and contracted by an attractive force acting on an electrode plate can be applied. Voltage sensor 10 detects DC voltage Vb output from battery B, and outputs detected DC voltage Vb to control device 30.

コンデンサＣ１は、バッテリＢから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ出力する。 Capacitor C1 smoothes DC voltage Vb supplied from battery B, and outputs the smoothed DC voltage Vb to boost converter 12.

昇圧コンバータ１２は、バッテリＢから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。 Boost converter 12 boosts DC voltage Vb supplied from battery B and supplies the boosted voltage to capacitor C2. More specifically, when boost converter 12 receives signal PWMC from control device 30, boost converter 12 boosts the DC voltage according to the period during which IGBT element Q2 is turned on by signal PWMC and supplies the boosted voltage to capacitor C2.

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢを充電する。 Further, when boost converter 12 receives signal PWMC from control device 30, battery 12 is charged by stepping down the DC voltage supplied from inverter 14 via capacitor C2.

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。 Capacitor C 2 smoothes the DC voltage from boost converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the capacitor C2, that is, the output voltage Vm of the boost converter 12 (corresponding to the input voltage to the inverter 14; the same applies hereinafter), and the detected output voltage Vm is controlled by the control device 30. Output to.

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを発生するように駆動される。 When a DC voltage is supplied from the capacitor C2, the inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage based on the signal PWMI from the control device 30 and drives the AC motor M1. Thereby, AC motor M1 is driven to generate the required torque specified by torque command value TR.

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。 Further, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage based on the signal PWMI from the control device 30 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle on which the motor drive device 100 is mounted, The DC voltage thus supplied is supplied to the boost converter 12 via the capacitor C2.

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。 Note that regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver operating the hybrid vehicle or electric vehicle performs footbrake operation, or while not operating the footbrake, Including decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while regenerating power.

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。 Current sensor 24 detects motor current MCRT flowing through AC motor M1 and outputs the detected motor current MCRT to control device 30.

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）から交流モータＭ１が要求される駆動トルクの目標値（以下、トルク指令値とも称する）ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、制御装置３０は、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴに基づいて、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。 Control device 30 receives a target value (hereinafter also referred to as a torque command value) TR of motor torque required for AC motor M1 and motor rotational speed MRN from an externally provided ECU (Electrical Control Unit), and receives voltage sensor 13. Output voltage Vm from voltage sensor 10, DC voltage Vb from voltage sensor 10, and motor current MCRT from current sensor 24. Based on output voltage Vm, torque command value TR, and motor current MCRT, control device 30 performs signal PWMI for switching control of IGBT elements Q3 to Q8 of inverter 14 when inverter 14 drives AC motor M1. And the generated signal PWMI is output to the inverter 14.

また、制御装置３０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。 Control device 30 switches IGBT elements Q1, Q2 of boost converter 12 based on DC voltage Vb, output voltage Vm, torque command value TR, and motor rotational speed MRN when inverter 14 drives AC motor M1. A signal PWMC for control is generated and output to boost converter 12.

信号ＰＷＭＣは、昇圧コンバータ１２がバッテリＢとインバータ１４との間で電圧変換を行なう場合に、昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２がバッテリＢからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する場合に、出力電圧Ｖｍｇをフィードバック制御し、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように、昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＣを生成する。 Signal PWMC is a signal for driving boost converter 12 when boost converter 12 performs voltage conversion between battery B and inverter 14. Then, when boost converter 12 converts DC voltage Vb from battery B into output voltage Vm, control device 30 performs feedback control on output voltage Vmg so that output voltage Vm becomes voltage command Vdc_com. A signal PWMC for driving 12 is generated.

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時において、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＩによってスイッチング制御され、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。 Control device 30 also generates signal PWMI for converting the AC voltage generated by AC motor M1 into a DC voltage and outputs it to inverter 14 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle. In this case, the IGBT elements Q3 to Q8 of the inverter 14 are switching-controlled by the signal PWMI, and the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage and supplies it to the boost converter 12.

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時において、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されてバッテリＢに供給される。 Further, control device 30 generates a signal PWMC for stepping down the DC voltage supplied from inverter 14 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle, and outputs the generated signal PWMC to boost converter 12. As a result, the AC voltage generated by AC motor M1 is converted to a DC voltage, stepped down, and supplied to battery B.

以上に述べたように、モータ駆動装置１００において、昇圧コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング制御されることによって、直流電圧を昇圧または降圧させることができる。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行なうことにより、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流とも称する）ＩＬには、リプル電流が発生する。 As described above, in motor drive device 100, boost converter 12 can boost or step down a DC voltage by switching control of IGBT elements Q1 and Q2. Then, by performing switching control of IGBT elements Q1 and Q2, a ripple current is generated in current (hereinafter also referred to as reactor current) IL flowing through reactor L1 of boost converter 12.

図２を参照して、図１のモータ駆動装置１００における昇圧コンバータ１２の動作とリアクトル電流ＩＬとの関係を説明する。 With reference to FIG. 2, the relationship between the operation of boost converter 12 and reactor current IL in motor drive device 100 of FIG. 1 will be described.

図２は、昇圧コンバータ１２に送信される信号ＰＷＭＣの推移を表わす。図２に示すように、信号ＰＷＭＣは、オン状態（ＯＮ）とオフ状態（ＯＦＦ）との間で切換わる。このときのＯＮの時間とＯＦＦの時間との和は、信号ＰＷＭＣの１周期（制御周期）に相当する。制御周期は、昇圧コンバータ１２に含まれるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのキャリア周波数から求めることができる。 FIG. 2 shows the transition of signal PWMC transmitted to boost converter 12. As shown in FIG. 2, the signal PWMC switches between an on state (ON) and an off state (OFF). The sum of the ON time and the OFF time at this time corresponds to one cycle (control cycle) of the signal PWMC. The control period can be obtained from the carrier frequency for turning on / off IGBT elements Q1, Q2 included in boost converter 12.

そして、このような信号ＰＷＭＣが出力されているとき、リアクトル電流ＩＬには、周期的に増減するリプル電流Ｉｒｐが重畳する。リプル電流Ｉｒｐが増減する周期は、昇圧コンバータ１２の制御周期に一致している。 When such a signal PWMC is output, a ripple current Irp that periodically increases or decreases is superimposed on the reactor current IL. The cycle in which the ripple current Irp increases or decreases coincides with the control cycle of the boost converter 12.

図３は、図１に示すバッテリＢ、コンデンサＣ１および昇圧コンバータ１２の回路図である。 FIG. 3 is a circuit diagram of battery B, capacitor C1, and boost converter 12 shown in FIG.

図３を参照して、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２が所定のキャリア周波数でスイッチング制御されている場合、上述したように、リアクトルＬ１には、キャリア周波数に応じたリプル電流Ｉｒｐが流れる。そして、このリプル電流Ｉｒｐは、バッテリＢに流れるリプル電流ＩｒｐｂとコンデンサＣ１に流れるリプル電流Ｉｒｐｃとの和になる。 Referring to FIG. 3, when IGBT elements Q1, Q2 of boost converter 12 are subjected to switching control at a predetermined carrier frequency, as described above, ripple current Irp corresponding to the carrier frequency flows through reactor L1. The ripple current Irp is the sum of the ripple current Irpb flowing through the battery B and the ripple current Irpc flowing through the capacitor C1.

Ｉｒｐ＝Ｉｒｐｂ＋Ｉｒｐｃ（１）
そして、バッテリＢに流れるリプル電流Ｉｒｐｂのピークピーク値をΔＩｒｐｂとし、かつ、コンデンサＣ１に流れるリプル電流Ｉｒｐｃのピークピーク値をΔＩｒｐｃとすると、ΔＩｒｐｂとΔＩｒｐｃとの間には、次式の関係が成立する。 Irp = Irpb + Irpc (1)
When the peak peak value of the ripple current Irpb flowing through the battery B is ΔIrpb and the peak peak value of the ripple current Irpc flowing through the capacitor C1 is ΔIrpc, the relationship of the following equation is established between ΔIrpb and ΔIrpc: To do.

ΔＩｒｐｂ：ΔＩｒｐｃ＝１／Ｚｂ：１／Ｚｃ（２）
ただし、ＺｂはバッテリＢのインピーダンスであり、ＺｃはコンデンサＣ１のインピーダンスである。 ΔIrpb: ΔIrpc = 1 / Zb: 1 / Zc (2)
However, Zb is the impedance of the battery B, and Zc is the impedance of the capacitor C1.

式（２）から分かるように、バッテリＢに流れるリプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐｂは、バッテリＢのインピーダンスＺｂに反比例した大きさとなり、インピーダンスＺｂが低くなるほど大きくなる。そして、このバッテリＢに流れるリプル電流ＩｒｐｂによってバッテリＢに膨張収縮作用が生じることにより、空気振動が生じて騒音が発生する。 As can be seen from the equation (2), the peak peak value ΔIrpb of the ripple current flowing through the battery B is inversely proportional to the impedance Zb of the battery B, and increases as the impedance Zb decreases. The ripple current Irpb flowing through the battery B causes the battery B to expand and contract, thereby generating air vibrations and generating noise.

特に、バッテリＢをリチウムイオン電池で構成した場合には、その内部抵抗値が低いという特性によって大電流充放電特性が得られる反面、低インピーダンスＺｂに起因してリプル電流Ｉｒｐｂが増大し、騒音の程度が悪化するという問題があった。 In particular, when the battery B is composed of a lithium ion battery, a large current charge / discharge characteristic can be obtained due to its low internal resistance, but the ripple current Irpb increases due to the low impedance Zb, resulting in noise generation. There was a problem that the degree deteriorated.

ここで、バッテリＢに流れるリプル電流Ｉｒｐｂを低減するためには、上述した式（２）の関係から、バッテリＢに並列に接続されたコンデンサＣ１のインピーダンスＺｃを下げる手段が有効であると思われる。しかしながら、この手段は、コンデンサＣ１を容量の大きい大型の素子で構成することが必要となり、モータ駆動装置１００の体格およびコストを増大させる不具合に繋がる。 Here, in order to reduce the ripple current Irpb flowing through the battery B, it is considered that means for reducing the impedance Zc of the capacitor C1 connected in parallel to the battery B is effective from the relationship of the above-described equation (2). . However, this means requires that the capacitor C1 be composed of a large element having a large capacity, leading to a problem that increases the size and cost of the motor drive device 100.

また、別の手段としては、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１のインダクタンスを高くすることによってリアクトル電流ＩＬのリプル電流Ｉｒｐを低減することが挙げられる。しかしながら、リアクトルＬ１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に応答してバッテリＢまたはインバータ１４との間で電力を蓄積／開放することによって電圧変換動作を遂行させることから、制御応答性を担保する観点からインダクタンスの増加には限界がある。 Another means is to reduce the ripple current Irp of the reactor current IL by increasing the inductance of the reactor L1 of the boost converter 12. However, reactor L1 secures control responsiveness because it performs voltage conversion operation by accumulating / releasing power with battery B or inverter 14 in response to switching control of IGBT elements Q1, Q2. There is a limit to the increase in inductance from the viewpoint.

そこで、この発明による電圧変換装置においては、図３に示すように、バッテリＢとコンデンサＣ１との間で、リアクトルＬ１と直列に接続されたリアクトルＬ２を設けることによって、バッテリＢのインピーダンスＺｂを見かけ上高くする構成とする。 Therefore, in the voltage converter according to the present invention, as shown in FIG. 3, by providing a reactor L2 connected in series with the reactor L1 between the battery B and the capacitor C1, the impedance Zb of the battery B is apparent. The configuration is set higher.

このような構成とすることにより、この発明による電圧変換装置は、以下に述べるように、装置の体格およびコストを増大させることなく、バッテリＢの騒音を抑制することが可能となる。特に、本願発明を、バッテリＢがリチウムイオン電池で構成された電圧変換装置に適用した場合には、見かけ上のインピーダンスが高められることによって、効果的に騒音を抑制することができる。 With such a configuration, the voltage conversion device according to the present invention can suppress the noise of the battery B without increasing the physique and cost of the device as described below. In particular, when the present invention is applied to a voltage conversion device in which the battery B is composed of a lithium ion battery, it is possible to effectively suppress noise by increasing the apparent impedance.

詳細には、この発明によれば、バッテリＢは、リアクトルＬ２と直列に接続され、かつ、コンデンサＣ１と並列に接続されることになる。そのため、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１から見た、バッテリＢのインピーダンスＺｂは、本来のバッテリＢのインピーダンスＺｂに対してリアクトルＬ２のインダクタンスを加算した値となる。これにより、式（２）の関係に照らして、バッテリＢに流れるリプル電流Ｉｒｐｂが低減されるため、このリプル電流ＩｒｐｂによるバッテリＢの膨張収縮作用に起因して発生する騒音を抑制することができる。 Specifically, according to the present invention, battery B is connected in series with reactor L2 and in parallel with capacitor C1. Therefore, the impedance Zb of the battery B viewed from the reactor L1 of the boost converter 12 is a value obtained by adding the inductance of the reactor L2 to the original impedance Zb of the battery B. As a result, the ripple current Irpb flowing through the battery B is reduced in light of the relationship of the expression (2), and therefore noise generated due to the expansion and contraction action of the battery B due to the ripple current Irpb can be suppressed. .

そして、このときのリアクトルＬ２は、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１と比較して、インダクタンスが低いことから、リアクトルＬ２を、リアクトルＬ１と一体化した構造によって実現することができる。その結果、コンデンサＣ１のインピーダンスＺｃを下げるのと比較して、電圧変換装置の体格およびコストが増大するのを回避することができる。 And since the reactor L2 at this time has a low inductance compared with the reactor L1 of the boost converter 12, the reactor L2 can be realized by a structure integrated with the reactor L1. As a result, it is possible to avoid an increase in the physique and cost of the voltage conversion device compared to lowering the impedance Zc of the capacitor C1.

より詳細には、リアクトルＬ２のインダクタンスは、バッテリＢに流れるリプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐｂが騒音を抑制できる所定の許容電流値を超えないように設定される。具体的には、バッテリＢの膨張収縮作用により発生する騒音の程度が所定の許容レベルを超えないように、リプル電流Ｉｒｐｂのピークピーク値ΔＩｒｐｂに所定の閾値Ｉｌｉｍを設定する。そして、式（２）の左辺が、この閾値Ｉｌｉｍと、リアクトルＬ１に流れるリプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐから閾値Ｉｌｉｍを差し引いた値との比（＝Ｉｌｉｍ：ΔＩｒｐ−Ｉｌｉｍ）に一致するように、バッテリＢのインピーダンスＺｂが決定される。そして、その決定されたインピーダンスＺｂに基づいて、リアクトルＬ２のインダクタンスが設定される。このとき設定されたリアクトルＬ２のインダクタンスは、数ｎＨ程度であり、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１のインダクタンス（数百ｎＨ程度）と比較して著しく低いものとなる。そのため、図４に示すように、リアクトルＬ２を、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１と一体化した構造によって実現することが可能となる。 More specifically, the inductance of reactor L2 is set such that the peak peak value ΔIrpb of the ripple current flowing through battery B does not exceed a predetermined allowable current value that can suppress noise. Specifically, a predetermined threshold value Ilim is set to the peak peak value ΔIrpb of the ripple current Irpb so that the degree of noise generated by the expansion and contraction action of the battery B does not exceed a predetermined allowable level. Then, the left side of the equation (2) matches the threshold value Ilim and the ratio (= Ilim: ΔIrp−Ilim) between the peak peak value ΔIrp of the ripple current flowing in the reactor L1 and the value obtained by subtracting the threshold value Ilim. The impedance Zb of the battery B is determined. Then, the inductance of reactor L2 is set based on the determined impedance Zb. The inductance of reactor L2 set at this time is about several nH, which is significantly lower than the inductance of reactor L1 of boost converter 12 (about several hundred nH). Therefore, as shown in FIG. 4, reactor L 2 can be realized by a structure integrated with reactor L 1 of boost converter 12.

図４は、図１におけるリアクトルＬ１およびＬ２の斜視図である。
図４を参照して、リアクトルＬ１は、コア２と、コア２に巻回されたコイルとを含む。コア２は、直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄからなる。直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄは、一部にギャップ２１，２２を形成するように環状に配置される。そして、ギャップ２１，２２は、例えば、ガラスのエポキシ材からなる。 FIG. 4 is a perspective view of reactors L1 and L2 in FIG.
Referring to FIG. 4, reactor L 1 includes a core 2 and a coil wound around core 2. The core 2 includes straight portions 23A and 23B and curved portions 23C and 23D. The straight portions 23A and 23B and the curved portions 23C and 23D are annularly arranged so as to form gaps 21 and 22 in part. The gaps 21 and 22 are made of, for example, a glass epoxy material.

コイルは、コイル３Ａ，３Ｂからなる。コイル３Ａは、コア２の一方の直線部２３Ａに銅線を巻くことにより作製され、コイル３Ｂは、コア２の他方の直線部２３Ｂに銅線を巻くことにより作製される。コイル３Ａは、配線３Ｄによりコイル３Ｂと接続される、これにより、コイル３Ａ，３Ｂは、直列に接続される。そして、例えば、端子６Ｂから端子６Ａの方向に電流が流される。 A coil consists of coils 3A and 3B. The coil 3A is produced by winding a copper wire around one straight portion 23A of the core 2, and the coil 3B is produced by winding a copper wire around the other straight portion 23B of the core 2. The coil 3A is connected to the coil 3B by the wiring 3D, whereby the coils 3A and 3B are connected in series. For example, a current flows from the terminal 6B to the terminal 6A.

端子６Ａは、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点（図３のノードＮＡに相当）に電気的に接続される。端子６Ｂは、コンデンサＣ１の一方端子（図３のノードＮＢに相当）に電気的に接続される。 Terminal 6A is electrically connected to an intermediate point (corresponding to node NA in FIG. 3) between IGBT elements Q1, Q2 of boost converter 12. Terminal 6B is electrically connected to one terminal of capacitor C1 (corresponding to node NB in FIG. 3).

そして、リアクトルＬ２は、リアクトルＬ１との間でコア２を共通するように配設される。すなわち、リアクトルＬ２のコイル３Ｃは、コア２の他方の直線部２３Ｂに銅線を巻くことにより作製される。コイル３Ｃは、コイル３Ｂと直列に接続される。そして、例えば、端子６ＣからリアクトルＬ１の端子６Ｂの方向に電流が流される。端子６Ｃは、バッテリＢの正極（図３のノードＮＣに相当）に電気的に接続される。 Reactor L2 is arranged to share core 2 with reactor L1. That is, the coil 3C of the reactor L2 is produced by winding a copper wire around the other straight portion 23B of the core 2. The coil 3C is connected in series with the coil 3B. For example, a current flows in the direction from the terminal 6C to the terminal 6B of the reactor L1. Terminal 6C is electrically connected to the positive electrode of battery B (corresponding to node NC in FIG. 3).

このように、バッテリＢとコンデンサＣ１との間に設けられるリアクトルＬ２は、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１と比較してインダクタンスが著しく低いことから、リアクトルＬ１のコア２にコイル３Ｃを巻回することによって簡易に形成することができる。したがって、装置の体格およびコストを増加させることなく、バッテリＢの騒音を抑制することができる。 Thus, the reactor L2 provided between the battery B and the capacitor C1 has a remarkably low inductance as compared with the reactor L1 of the boost converter 12, and therefore by winding the coil 3C around the core 2 of the reactor L1. It can be formed easily. Therefore, the noise of the battery B can be suppressed without increasing the physique and cost of the device.

さらには、リアクトルＬ２とリアクトルＬ１との間でコア２を共有する構成としたことによって、以下に述べるように、リアクトルＬ２の冷却性能を確保することが可能となる。 Furthermore, by setting it as the structure which shares the core 2 between the reactor L2 and the reactor L1, as described below, it becomes possible to ensure the cooling performance of the reactor L2.

図５は、この発明によるリアクトルＬ１，Ｌ２の冷却構造を説明するための断面図である。 FIG. 5 is a cross-sectional view for explaining the cooling structure of reactors L1 and L2 according to the present invention.

図５を参照して、モータ駆動装置１００の構成要素を格納するためのケース３００を覆うようにアッパーカバーが設けられる。ケース３００およびアッパーカバー３０５は、溶接によって、あるいは図示しないネジ等の固定部材によって固定される。 Referring to FIG. 5, an upper cover is provided so as to cover case 300 for storing the components of motor drive device 100. Case 300 and upper cover 305 are fixed by welding or by a fixing member such as a screw (not shown).

ケース３００の内壁面には、リアクトルＬ１，Ｌ２を格納可能な形状で突出部３０１が設けられる。ケース３００は、内壁面に突出部３０１が一体的に成形されるように、アルミ等の金属鋳物として作製される。アッパーカバー３０５は、例えば、アルミプレスによって形成される。 A protrusion 301 is provided on the inner wall surface of the case 300 in a shape that can store the reactors L1 and L2. Case 300 is manufactured as a cast metal such as aluminum so that protruding portion 301 is integrally formed on the inner wall surface. The upper cover 305 is formed by, for example, an aluminum press.

リアクトルＬ１，Ｌ２は、ケース３００の底面の突出部３０１で囲まれた領域に据え付けられる。そして、リアクトルＬ１，Ｌ２と突出部３０１との隙間には、熱硬化性の樹脂３６０が充填されてリアクトルＬ１，Ｌ２がモールドされる。また、突出部３０１で囲まれた領域には、リアクトルＬ１，Ｌ２の端子６Ａ〜６Ｃに相当する電極を取り出すための開口部が設けられており、端子６Ａ〜６Ｃは、図３に示したノードＮＡ〜ＮＣとそれぞれ接続される。 Reactors L 1 and L 2 are installed in a region surrounded by protruding portion 301 on the bottom surface of case 300. The gap between the reactors L1 and L2 and the protruding portion 301 is filled with a thermosetting resin 360, and the reactors L1 and L2 are molded. Moreover, the area | region enclosed by the protrusion part 301 is provided with the opening part for taking out the electrode corresponded to the terminals 6A-6C of reactor L1, L2, and the terminals 6A-6C are the nodes shown in FIG. NA to NC are connected respectively.

ケース３００の外壁面の少なくとも一部には、冷却フィン３３０が設けられ、冷却フィン３３０および他のケース等の平坦部３５０との間には、冷却水等の冷媒が流される冷媒通路３４０が形成される。冷媒通路３４０を、リアクトルＬ１，Ｌ２が配置される領域の外壁面に設けることにより、リアクトルＬ１，Ｌ２での発熱を効率的に放熱できる。 Cooling fins 330 are provided on at least a part of the outer wall surface of the case 300, and a coolant passage 340 through which a coolant such as cooling water flows is formed between the cooling fins 330 and the flat portion 350 such as another case. Is done. By providing the refrigerant passage 340 on the outer wall surface of the region where the reactors L1 and L2 are disposed, heat generated in the reactors L1 and L2 can be efficiently radiated.

さらに、樹脂３６０として熱伝導性の高い材質を用いれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の放熱性をより高めることができる。 Furthermore, if a material having high thermal conductivity is used as the resin 360, the heat dissipation of the reactors L1 and L2 can be further enhanced.

以上のように、この発明の実施の形態によれば、電圧変換装置の体格およびコストを増加させることなく、リプル電流に起因して発生する電源の振動を抑制することができる。特に、電源を、内部抵抗値が低いリチウムイオン電池で構成した場合であっても、見かけ上のインピーダンスを高くすることにより、騒音を抑制することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, it is possible to suppress the vibration of the power source caused by the ripple current without increasing the physique and cost of the voltage converter. In particular, even when the power source is composed of a lithium ion battery having a low internal resistance value, noise can be suppressed by increasing the apparent impedance.

なお、昇圧コンバータの回路構成は、図１に示されたものに限定されず、スイッチング素子のスイッチング動作によりリプル電流が発生するリアクトルを含む回路構成であれば、本発明の適用が可能である。また、電動車両の構成についても、車両駆動用モータを搭載し、かつ、該車両駆動用モータに上記昇圧コンバータを介して電力供給を行なう構成であれば、本発明を適用することが可能である。 The circuit configuration of the boost converter is not limited to that shown in FIG. 1, and the present invention can be applied to any circuit configuration including a reactor that generates a ripple current by the switching operation of the switching element. Also, the present invention can be applied to a configuration of an electric vehicle as long as a vehicle driving motor is mounted and power is supplied to the vehicle driving motor via the boost converter. .

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

この発明の実施の形態による電圧変換装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。1 is a schematic block diagram of a motor drive device to which a voltage conversion device according to an embodiment of the present invention is applied. 昇圧コンバータに送信される信号ＰＷＭＣのタイミングチャートである。It is a timing chart of signal PWMC transmitted to the boost converter. 図１に示すバッテリＢ、コンデンサＣ１および昇圧コンバータ１２の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a battery B, a capacitor C1, and a boost converter 12 shown in FIG. 図１におけるリアクトルＬ１およびＬ２の斜視図である。FIG. 2 is a perspective view of reactors L1 and L2 in FIG. この発明によるリアクトルＬ１，Ｌ２の冷却構造を説明するための断面図である。It is sectional drawing for demonstrating the cooling structure of reactor L1, L2 by this invention.

Explanation of symbols

２コア、３Ａ，３Ｂ，３Ｃコイル、３Ｄ配線、６Ａ，６Ｂ，６Ｃ端子、１０，１３電圧センサ、１２昇圧コンバータ、１４インバータ、１５Ｕ相アーム、１６Ｖ相アーム、１７Ｗ相アーム、２１，２２ギャップ、２３Ｃ，２３Ｄ湾曲部、２３Ａ，２３Ｂ直線部、２４電流センサ、３０制御装置、１００モータ駆動装置、３００ケース、３０１突出部、３０５アッパーカバー、３３０冷却フィン、３４０冷媒通路、３５０平坦部、３６０樹脂、Ｂバッテリ、Ｃ１，Ｃ２コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ダイオード、Ｌ１，Ｌ２リアクトル、Ｍ１交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ＩＧＢＴ素子。 2 core, 3A, 3B, 3C coil, 3D wiring, 6A, 6B, 6C terminal, 10, 13 voltage sensor, 12 boost converter, 14 inverter, 15 U phase arm, 16 V phase arm, 17 W phase arm, 21, 22 Gap, 23C, 23D Curved portion, 23A, 23B Linear portion, 24 Current sensor, 30 Control device, 100 Motor drive device, 300 Case, 301 Projection portion, 305 Upper cover, 330 Cooling fin, 340 Refrigerant passage, 350 Flat portion 360 resin, B battery, C1, C2 capacitor, D1-D8 diode, L1, L2 reactor, M1 AC motor, Q1-Q8 IGBT element.

Claims

A voltage converter that receives a DC voltage from a power source and converts the voltage level of the received DC voltage,
A voltage converter including a switching element and a first reactor through which a current switched by the switching element flows;
A smoothing capacitor connected in parallel with the power source between the power source and the voltage converter;
A voltage conversion device comprising: a second reactor on a current path between the power source and the first reactor and connected between the power source and the smoothing capacitor.

2. The voltage converter according to claim 1, wherein the second reactor includes a coil wound around the core of the first reactor in common with the coil of the first reactor.

A case for storing the first and second reactors;
The voltage converter according to claim 2, further comprising a refrigerant passage disposed on an outer wall side of the case.

The voltage converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the power source is a secondary battery including a lithium ion battery.