JP2008131808A - Ac power supply device and operation method therefor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、並列接続された複数台のDC−AC変換回路(インバータ)を含む交流電力供給装置及びその運転方法に関する。 The present invention relates to an AC power supply apparatus including a plurality of DC-AC conversion circuits (inverters) connected in parallel and an operation method thereof.
商用電源の停止に対処するために交流無停電電源装置(以下、UPSと言う。)が情報機器の分野等で使用されている。 An AC uninterruptible power supply (hereinafter referred to as UPS) is used in the field of information equipment, etc., in order to cope with the stoppage of commercial power.
ところで、負荷の増大に伴いUPSを並列接続することが要求される。図1は交流電源3と交流負荷4との間において互いに並列接続され第1及び第2のUPS1a、2aと集中バイパス給電回路12とを有する従来の交流電力供給装置を示す。第1及び第2のUPS1a、2aは、AC−DC変換回路(コンバータ回路)5、5´とDC−AC変換回路(インバータ回路)6、6´と蓄電池7、7´とを有している。各AC−DC変換回路5、5´は入力端子8、8´を介して交流電源3に接続されている。蓄電池7、7´はAC−DC変換回路5、5´の直流出力端子に接続されていると共にDC−AC変換回路6、6´の直流入力端子に接続されている。DC−AC変換回路6、6´の出力端子はUPS出力端子9、9´に接続されている。第1及び第2のUPS1a、2aのUPS出力端子9、9´は共通接続導体10とUPS出力スイッチ11とを介して負荷4に接続されている。集中バイパス給電回路12はバイパス給電スイッチ13を介して交流電源3と負荷4との間に接続されている。
By the way, as the load increases, it is required to connect UPSs in parallel. FIG. 1 shows a conventional AC power supply apparatus having first and
第1及び第2のUPS1a、2aは、図示が省略されているAC−DC変換回路5,5´のための制御回路及びDC−AC変換回路6、6´のための制御回路を有する他に、共通の制御装置14aを有する。制御装置14aは起動指令ボタン等による起動指令に応答して第1及び第2のUPS1a、2aに起動要求を送り、また第1及び第2のUPS1a、2aから発生した起動完了を受け取る。また、制御装置14aはライン15aからバイパス給電スイッチ13の制御端子にオン制御信号を送り、ライン16aからUPS出力スイッチ11の制御端子にオン制御信号を送る。
The first and
制御装置14aによる第1及び第2のUPS1a、2a及び集中バイパス給電回路12の従来の代表的な制御方法は次の通りである。
(1) 御御装置14aは、外部から起動指令を受け取る。
(2) 制御装置14aは、バイパス給電スイッチ13をオンにして集中バイパス給電回路12から負荷4に電力を供給する。
(3) 制御装置14aは、第1のUPS1aに起動要求を送り、この第1のUPS1aを集中バイパス給電回路12の電圧に同期した電圧位相及び電圧振幅で無負荷運転する。
(4) 第1のUPS1aは起動完了を制御装置14aに送る。
(5) 制御装置14aは第2のUPS2aに起動要求を送り、無負荷運転する。この時第1及び第2のUPS1a、2aに出力電流が流れないように各UPS1a、2aを制御する。これにより各UPS1a、2aは同期状態になる。
(6) 第2のUPS2aは起動完了を制御装置14aに送る。
(7) 制御装置14aは全てのUPS1a、2aが同期運転状態であると判定し、その後にUPS出力スイッチ11をオンにし、負荷4に対してUPS1a、2aと、集中バイパス給電回路12との両方から電力を供給する。
(8) 制御装置14aは、バイパス給電スイッチ13をオフにして第1及び第2のUPS1a、2aのみから負荷4に電力を供給する。
The conventional representative control method of the first and
(1) The
(2) The
(3) The
(4) The first UPS 1a sends a start completion to the
(5) The
(6) The second UPS 2a sends a start completion to the
(7) The
(8) The
図1には第1及び第2のUPS1a、2aのみが示されているが、3台以上のUPSを並列接続することも勿論可能であり、この場合も上述と同様にUPSを起動する。また、UPS1a、2aの同期運転は、例えば、特開平1−194870号公報(特許文献1)又は特開2002−262577号公報(特許文献2)等で周知の方法で実行される。
Although only the first and
停電等で集中バイパス給電回路12による給電ができない状態で第1及び第2のUPS1a、2aを起動する代表的な方法は次の通りである。
(1) UPS出力スイッチ11をオフにした状態で、第1のUPS1aを定格周波数、定格電圧で自走運転する。
(2) 第2のUPS2aの自走運転を開示する。これと同時に各UPS1a、2aの交流出力電流が流れないように各UPS1a、2aを運転し、各UPS1a、2aから同位相且つ同振幅の電圧を出力させる。
(3) 全てのUPS1a、2aが同期運転状態であることが検出された時に、UPS出力スイッチ11をオン制御し、UPS1a、2aから負荷4への電力供給を開始する。
A typical method for starting the first and
(1) With the
(2) Disclose the self-running operation of the second UPS 2a. At the same time, each UPS 1a, 2a is operated so that the AC output current of each
(3) When it is detected that all the
上述の複数台のUPS1a、2aの並列運転方式には次の欠点がある。
(1) UPS出力スイッチ11及びバイパス給電スイッチ13の電流容量をUPSの増設に応じて変えることが必要になり、増設コストが高くなる。
(2) もし、増設を予想して大容量のUPS出力スイッチ11及びバイパス給電スイッチ13を設けると、初期コストが高くなる。
(3) UPSの増設に応じて制御装置を変えることが必要になり、増設コストが高くなる。
The above-described parallel operation system of a plurality of
(1) It is necessary to change the current capacities of the
(2) If a large-capacity
(3) It becomes necessary to change the control device according to the addition of the UPS, and the expansion cost becomes high.
複数台のUPSの並列接続方式として、図2に示すように各UPS1b、2bに個別にバイパス給電回路12a、12a´を設け、更に、各UPS1b、2bの出力段に個別のUPS出力スイッチ11a、11a´を設け、このUPS出力スイッチ11a、11a´よりも出力側でUPS1b、2bを並列接続し、更に、各バイパス給電回路12a、12a´に個別にバイパス給電スイッチ13a、13a´を設ける方式が知られている。
As shown in FIG. 2, each UPS 1b, 2b is individually provided with a bypass power supply circuit 12a, 12a 'as a parallel connection system of a plurality of UPSs. Further, an individual
図2の方式で負荷4に電力を供給する時の動作の流れは次の通りである。
(1) 各バイパス給電回路12a、12a´に設けられているバイパス給電スイッチ13a、13a´をオン制御して各バイパス給電回路12a、12a´から負荷4に電力を供給する。
(2) UPS出力スイッチ11a、11a´をオフに保った状態で各UPS1b、2bのDC−AC変換回路6、6´を交流電源3の電圧に同期した電圧位相、電圧振幅で無負荷運転する。
(3) DC−AC変換回路6、6´の起動完了後にUPS出力スイッチ11a、11a´をオンにしてUPS1b、2bから負荷4への電力供給を開始する。この結果、短時間のみ各UPS1b、2bと各バイアス給電回路12a、12a´との両方から負荷4に電力が供給される。
(4) 各バイパス給電スイッチ13a、13a´をオフにしてUPS1b、2bのみから負荷4に電力を供給する。
The flow of operation when power is supplied to the
(1) The
(2) With the
(3) After the start-up of the DC-
(4) The bypass
図2の方式は、各UPS1b、2bの出力段に個別のUPS出力スイッチ11a、11a´が設けられているので、UPSの増設時にUSP出力スイッチ11a、11a´の電流容量を増大させることが不要であるという特徴を有する。しかし、電磁開閉器等で構成されるバイパス給電スイッチ13a、13a´を同時にオン・オフ制御することが困難であり、もし第1のUPS1bのバイパス給電スイッチ13aが第2のUPS2bのバイパス給電スイッチ13a´よりも早くオンになると、負荷4の電流の全部が一方のバイパス給電スイッチ13aを通って流れるので、バイパス給電スイッチ13a、13a´及びバイパス給電回路12a、12a´の電流容量を定常時に分担する電流よりも大きく設定することが必要になり、必然的にコスト高になる。又、バイパス給電回路12a、12a´が停電等で使用できない時には、各UPS1b、2bのDC−AC変換回路6、6´の同期を取ることが困難になる。
上述から明らかなように複数台のDC−AC変換回路(インバータ回路)の同期を容易に取ることができる交流電力供給装置が要求されている。又、増設が容易な交流電力供給装置が要求されている。従って、本発明の目的は上記要求に応えることができる交流電力供給装置及びその運転方法を提供することにある。 As apparent from the above, an AC power supply device that can easily synchronize a plurality of DC-AC conversion circuits (inverter circuits) is required. There is also a demand for an AC power supply device that can be easily expanded. Accordingly, it is an object of the present invention to provide an AC power supply apparatus that can meet the above-described requirements and an operation method thereof.
上記課題を解決するための本発明は、複数のDC−AC変換回路から共通の負荷に交流電力を供給する交流電力供給装置の運転方法であって、
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ各DC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する第1のステップと、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる第2のステップと、
前記第2のステップの後に各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する第3のステップと
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置の運転方法に係わるものである。
The present invention for solving the above problems is an operation method of an AC power supply apparatus that supplies AC power to a common load from a plurality of DC-AC conversion circuits,
A voltage lower than the rated load voltage required by the load is output from each DC-AC conversion circuit, and the low voltage state is continued until the phase synchronization state between the DC-AC conversion circuits is established. A first step to have,
A second step of increasing the output voltage of each DC-AC converter circuit to the rated load voltage after the phase synchronization state is established;
And a third step of performing a constant voltage control for each DC-AC conversion circuit so as to obtain the rated load voltage after the second step. Is.
なお、請求項2に示すように、前記第2のステップにおいて各DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に高めることが望ましい。
また、請求項3に示すように、少なくとも前記第1のステップの期間に、各DC−AC変換回路の出力電圧から基本波成分を抽出し、この基本波成分の位相を基準正弦波の位相に一致させるように各DC−AC変換回路を制御することが望ましい。
また、請求項4に示すように、共通の負荷に交流電力を供給するため複数の電源装置を有しており、該前記複数の電源装置のそれぞれは、複数の変換用スイッチのオン・オフによって直流を交流に変換するためのDC−AC変換回路と、前記DC−AC変換回路を制御する制御回路とを備えている交流電力供給装置において、前記制御回路を、前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ複数のDC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する低出力電圧制御手段と、前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる出力電圧上昇制御手段と、各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する定電圧制御手段とで構成することが望ましい。
また、請求項5に示すように、前記制御回路は、
前記DC−AC変換回路の出力端子に接続された出力電圧検出回路と、
前記DC−AC変換回路の出力電圧の基準周波数及び基準振幅を示する基準正弦波を発生する基準正弦波発生回路と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相差又は各出力電圧と同期信号との間の位相差を示す位相差信号形成回路と、
前記位相差を低減するように前記基準正弦波の位相をシフトする位相シフト回路と、
前記出力電圧検出回路と前記基準正弦波発生回路とに接続され、前記出力電圧を前記基準正弦波に追従させるためのパルス幅変調制御信号を形成して前記DC−AC変換回路の前記変換用スイッチの制御端子に供給するパルス幅変調制御信号形成回路と、
前記DC−AC変換回路の起動指令に応答して前記負荷に供給する定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する低出力電圧制御手段と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧が相互に位相同期化状態にあるか否かを判定する同期化判定手段と、
前記同期化判定手段から得られた同期化状態を示す信号に応答して前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで上昇させるように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する出力電圧上昇制御手段と、
を備えていることが望ましい。
また、請求項6に示すように、前記出力電圧上昇制御手段は、前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に上昇させる手段であることが望ましい。
また、請求項7に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記DC−AC変換回路を起動し且つ前記負荷への電力供給を開始することを指令する起動指令発生回路と、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれに接続された起動要求共通接続導体とを有し、前記制御回路は、更に、前記起動指令発生回路に接続された起動要求信号発生回路と、前記起動要求信号発生回路と前記起動要求共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記起動要求信号発生回路の少なくとも1つから起動要求信号が発生した時に前記起動要求共通信号導体を起動要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記起動要求共通接続導体の前記起動要求を示す信号状態に応答して前記DC−AC変換回路から前記負荷への電力供給を開始する起動開始手段とを有していることが望ましい。
また、請求項8に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路の全てに接続された電圧上昇開始共通接続導体を有し、前記制御回路は、更に、前記同期化判定手段と前記電圧上昇開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記同期化判定手段の全てが同期化状態を示す信号を同時に発生した時のみに前記電圧上昇開始共通接続導体を電圧上昇開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記電圧上昇開始共通接続導体を前記出力電圧上昇制御手段に接続する接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項9に示すように、前記制御回路は、更に、前記出力電圧検出回路に接続され且つ前記出力電圧検出回路の出力電圧検出信号から基本波成分を抽出する機能を有している基本波抽出回路と、前記基本波抽出回路を前記DC−AC変換回路の起動開始時点から前記DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇する時点までの少なくとも一部において基本波抽出回路を前記出力電圧検出回路に代わって前記パルス幅変調制御信号形成回路に接続する選択接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項10に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれ接続された波形制御開始共通接続導体を有し、前記制御回路は、更に、DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇したことを示す信号を発生する電圧上昇終了信号発生手段と、前記電圧上昇終了信号発生手段と前記波形制御開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記電圧上昇終了信号発生手段の全てが電圧上昇終了を示す信号を同時に発生した時のみ前記波形制御開始共通接続導体を波形制御開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路素子と、前記波形制御開始共通接続導体を前記選択接続手段の制御端子に接続する接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項11に示すように、前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、交流電源端子と前記DC−AC変換回路との間に接続されたAC−DC変換回路と、前記AC−DC変換回路の出力端子と前記DC−AC変換回路の入力端子との両方に接続された蓄電手段とを有していることが望ましい。
また、請求項12に示すように、前記交流電力供給装置は、前記交流電源端子と前記負荷との間に集中バイパス給電回路を有していることが望ましい。
また、請求項13に示すように、前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続されたバイパス給電回路を有していることが望ましい。
In the second step, it is desirable that the output voltage of each DC-AC conversion circuit is gradually increased from the low voltage to the rated load voltage in the second step.
According to a third aspect of the present invention, a fundamental wave component is extracted from the output voltage of each DC-AC conversion circuit at least during the first step, and the phase of the fundamental wave component is set to the phase of the reference sine wave. It is desirable to control each DC-AC conversion circuit so that they match.
According to a fourth aspect of the present invention, a plurality of power supply devices are provided to supply AC power to a common load, and each of the plurality of power supply devices is turned on and off by a plurality of conversion switches. In an AC power supply apparatus including a DC-AC conversion circuit for converting direct current to alternating current and a control circuit for controlling the DC-AC conversion circuit, the control circuit is rated by the load. Low output voltage control means for outputting a voltage lower than the load voltage from each DC-AC conversion circuit and maintaining the low voltage state until a phase synchronization state between the plurality of DC-AC conversion circuits is established. Output voltage increase control means for increasing the output voltage of each DC-AC conversion circuit to the rated load voltage after the phase synchronization state is established, and each DC-AC conversion circuit so that the rated load voltage can be obtained. Constant voltage control with constant voltage control It is desirable to configure in the stage.
Further, as shown in
An output voltage detection circuit connected to an output terminal of the DC-AC conversion circuit;
A reference sine wave generating circuit for generating a reference sine wave indicating a reference frequency and a reference amplitude of an output voltage of the DC-AC conversion circuit;
A phase difference signal forming circuit indicating a phase difference between output voltages of the plurality of DC-AC conversion circuits or a phase difference between each output voltage and a synchronization signal;
A phase shift circuit that shifts the phase of the reference sine wave to reduce the phase difference;
The conversion switch of the DC-AC conversion circuit is connected to the output voltage detection circuit and the reference sine wave generation circuit, and forms a pulse width modulation control signal for causing the output voltage to follow the reference sine wave. A pulse width modulation control signal forming circuit to be supplied to the control terminal of
An amplitude of the reference sine wave or an output voltage detection signal obtained from the output voltage detection circuit so as to output a voltage lower than a rated load voltage supplied to the load in response to a start command of the DC-AC conversion circuit Low output voltage control means for controlling the amplitude of
Synchronization determination means for determining whether or not output voltages of the plurality of DC-AC conversion circuits are in phase synchronization with each other;
In response to the signal indicating the synchronization state obtained from the synchronization determination means, the amplitude of the reference sine wave or the reference voltage so as to increase the output voltage of the DC-AC conversion circuit from the low voltage to the rated load voltage. Output voltage increase control means for controlling the amplitude of the output voltage detection signal obtained from the output voltage detection circuit;
It is desirable to have.
The output voltage increase control means is preferably means for gradually increasing the output voltage of the DC-AC converter circuit from the low voltage to the rated load voltage.
In addition, according to a seventh aspect of the present invention, the AC power supply device further includes a start command generation circuit that commands the start of the DC-AC conversion circuit and the start of power supply to the load, and the plurality A start request common connection conductor connected to each of the control circuits of the power supply apparatus, and the control circuit further includes a start request signal generating circuit connected to the start command generating circuit, and the start request signal When the activation request signal is generated from at least one of the activation request signal generation circuits of the plurality of power supply devices and connected between the generation circuit and the activation request common connection conductor, the activation request common signal conductor is activated. A logic circuit component having a function of switching to the signal state indicated, and a signal from the DC-AC conversion circuit to the load in response to the signal state indicating the start request of the start request common connection conductor It is desirable to have a boot start means for starting the supply.
In addition, as shown in
Further, according to a ninth aspect of the present invention, the control circuit is further connected to the output voltage detection circuit and has a function of extracting a fundamental wave component from an output voltage detection signal of the output voltage detection circuit. A fundamental wave extraction circuit and at least a part of the fundamental wave extraction circuit from the start of activation of the DC-AC conversion circuit to a time when the output voltage of the DC-AC conversion circuit rises to the rated load voltage. It is preferable that a selection connecting means for connecting the output voltage detecting circuit to the pulse width modulation control signal forming circuit is provided instead of the output voltage detecting circuit.
Moreover, as shown in
In addition, according to an eleventh aspect, each of the plurality of power supply devices further includes an AC-DC conversion circuit connected between an AC power supply terminal and the DC-AC conversion circuit, and the AC-DC conversion. It is desirable to have power storage means connected to both the output terminal of the circuit and the input terminal of the DC-AC conversion circuit.
Moreover, as shown in
Moreover, as shown in
各請求項の発明によれば、定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するようにDC−AC変換回路を起動すると共に、低い電圧を出力している期間に位相同期状態を成立させるので、起動時に負荷に過大な突入電流が流れることを抑制することができ、且つ複数のDC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相ずれに基づく横流を抑制することができる。従って、横流を抑えながら位相同期化を容易に進めることができる。 According to the invention of each claim, the DC-AC conversion circuit is activated so as to output a voltage lower than the rated load voltage, and the phase synchronization state is established during the period of outputting the low voltage. It is possible to suppress an excessive inrush current from flowing through the load, and it is possible to suppress a cross current based on a phase shift between output voltages of a plurality of DC-AC conversion circuits. Therefore, phase synchronization can be easily advanced while suppressing cross current.
次に、図3〜図15を参照して本発明の実施形態を説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図3に示す本発明の実施例1に従う交流電力供給装置は交流電源3と負荷4との間に接続された第1及び第2のUPS1、2を有している。第1及び第2のUPS1、2の入力端子8、8´は例えば50Hzの商用交流電圧を供給する交流電源3に接続され、出力端子9、9´は共通接続導体10を介して共通の負荷4に接続されている。従って、第1及び第2のUPS1、2は並列接続されている。なお、更に多くのUPSを並列接続することも可能である。
The AC power supply apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 3 has first and second UPSs 1 and 2 connected between an
第1のUPS1は、図1と同様にAC−DC変換回路5と、DC−AC変換回路(インバータ回路)6と、蓄電池7とを有し、更に、UPS出力スイッチ21と制御回路22と電流検出器23とを有する。第2のUPS2は、第1のUPS 1と同一に構成されており、AC−DC変換回路5´とDC−AC変換回路(インバータ回路)6´と、蓄電池7´とを有し、更に、UPS出力スイッチ21´と制御回路22´と電流検出器23´とを有する。第2のUPS2は、第1のUPS1と同一に形成されているので、同一の回路要素に同一の参照符号が付され、両方を区別するために第2のUPS2の回路要素を示す符号にダッシュが付されている。以下の説明において第1のUPS1の回路要素を詳しく説明し、第2のUPS2の回路要素の詳しい説明を省略する。
The first UPS 1 includes an AC-
AC−DC変換回路5は、第1のUPS1の入力端子8を介して交流電源3に接続され、交流(AC)電圧を直流(DC)電圧に変換する周知のスイッチング整流回路から成る。このAC−DC変換回路5は、例えば特開2000−116137号公報等で周知のものと実質的に同一であるので、その詳しい説明を省略する。なお、入力端子8とAC−DC変換回路5との間に交流電源3から第1のUPS1切り離すための入力スイッチを接続することもできる。また、AC−DC変換回路5を周知のダイオード整流回路と平滑回路とで構成することもできる。
The AC-
蓄電池7はAC−DC変換回路5の直流出力端子に接続されており、AC−DC変換回路5から得られる直流電圧で充電される。
The
DC−AC変換回路(インバータ回路)6の直流入力端子はAC−DC変換回路5と蓄電池7との両方に接続されている。従って、交流電源3が停電してAC−DC変換回路5から直流電圧が得られない時には、蓄電池7を電源としてDC−AC変換回路6が動作する。このDC−AC変換回路6は、周知の回路であって、図4に示すように対の直流入力端子6a、6bに接続された第1及び第2の変換用スイッチS1、S2の直列回路と、第3及び第4の変換用スイッチS3、S4の直列回路と、各変換用スイッチS1〜S4に逆方向並列に接続されたダイオードD1〜D4と、高周波成分除去用のフイルタ6cとから成る。第1及び第2の変換用スイッチS1、S2の相互接続点はフイルタ6cのリアクトルLoを介して一方の交流出力端子6dに接続され、第3及び第4の変換用スイッチS3、S4の相互接続点は他方の交流出力端子6eに接続されている。フィルタ6cを構成するコンデンサCoは、対の交流出力端子6d、6e間に接続されている。図4においてIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)で示せれている第1〜第4の変換用スイッチS1〜S4を、FET又は汎用のトランジスタ等の別の半導体スイッチで構成することができる。また、図4には単相のDC−AC変換回路6が示されているが、これを3相のDC−AC変換回路に変えることができる。同様に図4の単相のAC−DC変換回路5を3相のAC−DC変換回路に変えることができる。
The DC input terminal of the DC-AC conversion circuit (inverter circuit) 6 is connected to both the AC-
再び図3を説明する。第1のUPS1のDC−AC変換回路6の交流出力端子とUPS出力端子9との間にUPS出力スイッチ21が接続され、第2のUPS2のDC−AC変換回路6´の交流出力端子とUPS出力端子9´との間にもUPS出力スイッチ21´が接続されている。このUPS出力スイッチ21、21´は、起動開始手段としての機能を有し、負荷4と第1及び第2のUPS1、2とを選択的に接続するために設けられている。もし、負荷4からの選択的切り離しが不要の場合には、UPS出力スイッチ21、21´を省き、DC−AC変換回路6,6´をUPS出力端子9、9´に直接に接続することができる。第1及び第2のUPS1、2の出力端子9,9´は共通接続導体10を介して共通の負荷4に接続されている。図3の共通接続導体10に対して第3のUPS又は更に多いUPSを追加して接続することもできる。
FIG. 3 will be described again. A
図3の交流電力供給装置は、第1及び第2のUPS1、2の制御回路22、22´を相互に接続する起動許可共通接続導体24、起動要求共通接続導体25、電圧上昇開始共通接続導体26、及び波形制御開始共通接続導体27を有し、更に起動指令発生器28を有する。4つの共通接続導体24〜27は、第1及び第2のUPS1、2の制御回路22、22´を同時に制御するために設けられている。即ち、起動許可共通接続導体24はこれが論理の1即ち高レベル(H)になった時に全ての制御回路22、22´に起動許可を同時に与える。起動要求共通接続導体25はこれが論理の0即ち低レベル(L)になった時に全ての制御回路22、22´に起動要求を同時に与える。この起動要求を低電圧制御指令又は同期化制御開始指令と呼ぶこともできる。電圧上昇開始共通導体26はこれが論理の1即ち高レベル(H)になった時に全ての制御回路22、22´に電圧上昇制御開始指令を与える。この電圧上昇制御開始指令を同期化完了指令と呼ぶこともできる。波形制御開始共通制御導体27はこれが論理の1即ち高レベルになった時に全ての制御回路22、22´に波形制御開始指令を与える。この波形制御開始指令を電圧上昇制御完了指令又は定格電圧制御指令と呼ぶこともできる。
The AC power supply apparatus of FIG. 3 includes an activation permission
4つの共通接続導体24〜27は4つのNOR回路(入力反転AND回路又は出力反転OR回路)の出力導体として機能する。NOR回路を構成するために図5に示すように第1のUPS1の制御回路22は論路回路構成素子としてトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4及び抵抗R1、R2、R3、R4を有し、第2のUPS2の制御回路22´も論理回路構成素子としてトランジスタQ1´、Q2´、Q3´、Q4´及び抵抗R1´、R2´、R3´、R4´を有する。
The four
起動許可論理回路を構成するためのトランジスタQ1、Q1´のコレクタは抵抗R1、R1´を介して+Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。起動許可共通接続導体24はトランジスタQ1、Q1´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ1、Q1´のべースが同時に起動許可状態を示す低レベル(L)の時にトランジスタQ1、Q1´がオフになり、起動許可共通接続導体24の電圧V24が起動許可を示す高レベルになる。
The collectors of the transistors Q1 and Q1 ′ for constituting the start permission logic circuit are connected to the power supply terminal indicated by + V through the resistors R1 and R1 ′, and the emitter is connected to the ground. The start permission
起動要求論理回路を構成するためのトランジスタQ2、Q2´のコレクタは抵抗R2、R2´を介して+Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。起動要求共通接続導体25はトランジスタQ2、Q2´のコレクタに接続されている。従って、複数のトランジスタQ2、Q2´の内のすくなくとも1つのベースが起動要求を示す高レベルの時に起動要求共通接続導体25の電圧V25が起動要求を示す低レベルになる。
The collectors of the transistors Q2 and Q2 ′ for constituting the activation request logic circuit are connected to the power supply terminal indicated by + V through the resistors R2 and R2 ′, and the emitter is connected to the ground. The start request
電圧上昇開始論理回路を構成するためのトランジスタQ3、Q3´のコレクタは抵抗R3、R3´を介して+Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。電圧上昇開始共通接続導体26はトランジスタQ3、Q3´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ3、Q3´のベースが同時に電圧上昇開始を示す低レベルの時にトランジスタQ3、Q3´はオフになり、電圧上昇開始共通接続導体26の電圧V26が電圧上昇指令を示す高レベルになる。
The collectors of the transistors Q3 and Q3 ′ for constituting the voltage rise start logic circuit are connected to the power supply terminal indicated by + V through the resistors R3 and R3 ′, and the emitter is connected to the ground. The voltage rise start
波形制御開始論理回路を構成するためのトランジスタQ4、Q4´のコレクタは抵抗R4、R4´を介して+Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。波形制御開始共通接続導体27はトランジスタQ4、Q4´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ4、Q4´のベースが同時に波形制御開始を示す低レベルの時にトランジスタQ4、Q4´はオフになり、波形制御開始共通接続導体27の電圧V27が波形制御開始を示す高レベルになる。
The collectors of the transistors Q4 and Q4 ′ for constituting the waveform control start logic circuit are connected to the power supply terminal indicated by + V through the resistors R4 and R4 ′, and the emitter is connected to the ground. The waveform control start
次に、図6〜図10を参照して制御回路22を詳しく説明する。制御回路22は、DC−AC変換回路6の定電圧制御回路を構成するために電圧検出回路31を有する。この電圧検出回路31は図3のDC−AC変換回路6の交流出力端子に接続され、交流出力電圧に対応する出力電圧検出信号V31を送出する。
Next, the
電圧検出回路31に接続された基本波抽出回路32は、電圧検出信号V31から交流電源3の周波数と同じ周波数(例えば50Hz)の正弦波から成る基本波成分を抽出する。基本波抽出回路32から得られる基本波成分は後述から明らかなように同期化期間及び電圧上昇期間に使用される。
The fundamental
基本波抽出回路32に接続された接点aと電圧検出回路31に接続された接点bとを有する切換スイッチ33は、接点aとbとのいずれか一方を選択してPWMパルス制御信号形成回路34へ送る選択接続手段である。制御可能に構成された切換スイッチ33の制御端子は、接続手段27aを介して波形制御開始共通接続導体27に接続されている。この切換スイッチ33は、図11(G)に波形制御開始共通接続導体27の波形制御開始制御信号を示す電圧V27が低レベル状態に保たれているt3時点よりも前の期間に接点aがオンになり且つt3時点よりも後の波形制御及び定電圧制御期間に接点bがオンになるように構成されている。等価的に機械的スイッチで示されている切換スイッチ33は、制御可能な半導体スイッチ又は電磁式スイッチ等で構成される。
A change-
DC−AC変換回路6の出力電圧を正弦波に制御するために、制御回路22は基準正弦波発生回路35を有する。この基準正弦波発生回路35は例えば50Hzの定格周波数を有し且つ負荷4の定格負荷電圧に対応する電圧振幅を有する基準正弦波Vrを発生するものであり、例えば正弦波データが格納された周知の半導体メモリとその読み出し手段とで構成することができる。
In order to control the output voltage of the DC-
基準正弦波発生回路35に接続された低出力電圧制御手段36は、DC−AC変換回路6の出力電圧Vo1を図11のt3よりも後の定格負荷電圧よりも低い低電圧に制御するために基準正弦波Vrの振幅を制限するものであり、例えば、図7に示すように抵抗Ra、Rbから成る分圧回路で構成することができる。図7の抵抗Ra、Rbの直列回路の一端は図6の基準正弦波発生回路35に接続され、他端はグランドに接続されている。抵抗Ra、Rbの相互接続点に接続された出力導体36aに基準正弦波Vrの振幅を所望量だけ抑制した低出力電圧制御信号Vr1が得られる。低出力電圧制御信号Vr1の振幅は、過電流を伴わないで同期化を進めることができる値に設定され、基準正弦波Vrの振幅の1/2即ち50%以下であることが好ましく、1/10〜2/10即ち10〜20%であることが更に好ましい。後述から明らかになるように低出力電圧制御信号Vr1は、図11のt1〜t2期間にPWMパルス制御信号形成回路34に選択的に供給される。
The low output voltage control means 36 connected to the reference sine wave generation circuit 35 controls the output voltage Vo1 of the DC-
基準正弦波発生回路35に接続された電圧上昇制御手段37はソフト電圧制御手段と呼ぶこともできるものであって、図11のt2〜t3期間にDC−AC変換回路6の出力電圧Vo1をt1〜t2期間の低い電圧からt3時点以後の定格負荷電圧まで徐々に即ちソフトに上昇させるためのものである。この電圧制御手段37は、例えば図7に示すように振幅調整回路37aと振幅制御信号発生回路37bとで構成することができる。振幅調整回路37aは図6の基準正弦波発生回路35に接続され、基準正弦波Vrの振幅を低出力電圧制御信号Vr1と同一の振幅(例えば10%)から基準正弦波Vrの最大振幅(100%)まで徐々に増大させるための電圧上昇制御信号Vr2を形成する機能を有する。この振幅調整回路37aは周知の半導体可変抵抗素子又は回路によって構成することができる。
The voltage increase control means 37 connected to the reference sine wave generation circuit 35 can also be called soft voltage control means, and the output voltage Vo1 of the DC-
振幅調整回路37aを制御するためにここに接続された振幅制御信号発生回路37bは、図11のt2〜t3期間に傾斜電圧を発生し、その後最高値を保持する振幅制御信号Vcを発生する。振幅調整回路37aは振幅制御信号Vcの傾斜電圧の応じて基準正弦波Vrの振幅を例えば10%に制限した値から100%の値まで徐々に変化する信号を出力し、その後100%振幅の基準正弦波Vr を出力する。なお、傾斜電圧発生期間即ち図11のt2〜t3期間は、交流電源電圧Vacの周期Tsの好ましくは3〜20倍、より好ましくは3〜10倍に設定される。第1のUPS1の電圧制御手段37の動作と第2のUPS2の図示されていない電圧上昇制御手段の動作とを同時に生じさせるために電圧上昇制御手段37の振幅制御信号発生回路37bは接続手段26aを介して図6の電圧上昇開始共通接続導体26に接続されている。
An amplitude control
低出力電圧制御手段36に接続された接点aと電圧上昇制御手段37に接続された接点bとを有する切換スイッチ38は、選択接続手段を構成するものであって、低出力電圧制御信号Vr1と電圧上昇制御信号Vr2とを選択的にPWMパルス制御信号形成回路34に供給する。この切換スイッチ38の制御端子は接続手段26aを介して図6の電圧上昇開始共通接続導体26に接続されている。従って、電圧上昇開始共通接続導体26の電圧V26が図11(F)のt2時点よりも前に示すように低レベルの時には切換スイッチ38の接点aがオンに保たれ、電圧V26が図11(F)のt2以後に示すように高レベルの期間には切換スイッチ38の接点bがオンに保たれる。機械的スイッチによって原理的に示されている切換スイッチ38はオン・オフ制御可能な半導体スイッチまたは電磁式スイッチで構成することができる。
A changeover switch 38 having a contact point a connected to the low output voltage control means 36 and a contact point b connected to the voltage increase control means 37 constitutes a selective connection means, and is connected to the low output voltage control signal Vr1. The voltage increase control signal Vr2 is selectively supplied to the PWM pulse control
PWMパルス信号形成回路34は、図8に示す減算器34aと電圧比較器34bと鋸波発生回路34cと駆動増幅器34dと反転駆動増幅器34eとから成る。減算器34aの−で示す一方の入力端子は図6の一方の切換スイッチ33に接続され、+で示す他方の入力端子は他方の切換スイッチ38に接続されている。従って、減算器34aからは、電圧検出回路31から得られる出力電圧検出信号V31又はその基本波成分と低出力電圧制御手段36から得られる低出力電圧制御信号Vr1又は電圧上昇制御手段37から得られる電圧上昇制御信号Vr2との差を示す信号V34aが得られる。この減算器34aの出力信号V34aは基準正弦波Vrと同一の周波数の正弦波である。電圧比較器34bの一方の入力端子は減算器34aに接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路34cに接続されている。鋸波発生回路34cは基準正弦波Vrの周波数よりも十分に高い周波数(例えば20〜100kHz)で鋸波電圧Vtを発生する。従って、電圧比較器34bは減算器34aから得られた正弦波の出力信号V34aと鋸波電圧Vtとを比較してPWMパルス制御信号V34bを出力する。PWMパルス制御信号V34bは駆動増幅器34dを介して図4の第1及び第4の変換用スイッチS1、S4のゲートに供給される。また、PWMパルス制御信号V34bは反転駆動増幅器34eで反転され、これが第2及び第3の変換用スイッチS2、S3のゲートに供給される。PWMパルス制御信号形成回路34は、図8の回路に限定されるものでなく、種々変形可能なものである。例えば、鋸波発生回路34cを三角波等の別の周期性信号発生回路とすることができる。
The PWM pulse
基準正弦波発生回路35から発生する基準正弦波Vrの位相を決定するために図6に示す同期信号発生回路39及び位相補正回路40が設けられている。同期信号発生回路39は、図9に示すようにライン39aによって交流入力端子8に接続されたゼロクロス検出回路39bを有する。このゼロクロス検出回路39bは、交流入力端子8の交流入力電圧ゼロクロスの時点を示すパルスを形成し、これを同期信号として出力するものであって、ゼロクロス検出用比較器とこの比較器からゼロクロス時点を示す信号に応答して所定幅のパルスを発生する回路(例えば単安定マルチバイブレータ)で構成することができ、正弦波の1周期に1個の同期信号(同期パルス)を発生する。
In order to determine the phase of the reference sine wave Vr generated from the reference sine wave generation circuit 35, a synchronization
同期信号発生回路39に含まれている自走発振器39cは、交流電源3の正弦波交流電圧の1周期に1個の割合で自走同期信号(クロックパルス)を発生するものである。ゼロクロス検出回路39bと自走発振器39cに接続された選択回路30dはゼロクロス検出回路39bから同期信号が発生している時にはこれを選択して出力ライン39eに送出し、ゼロクロス検出回路39bから同期信号が発生していない時には自走発振器39cの同期信号を選択して出力ライン39eに送出するものである。
The free-running
同期信号発生回路39の出力ライン39eに接続された位相補正回路40は、特許文献1等で公知の回路であって、DC−AC変換回路6の出力電圧Vo1の位相が所望位相になるように同期信号回路39から得られる同期信号の位相を補正して基準正弦波発生回路35に送るものである。同期信号の位相を補正すれば、結果として基準正弦波の位相が補正される。この位相補正を実行するために切換スイッチ33の出力端子が出力電圧検出ライン41を介して位相補正回路40に接続され且つ図3に示す電流検出器23が出力電流検出ライン42を介して位相補正回路40に接続されている。更に詳細には、図10に示すように、位相補正回路40は同期信号発生回路39の出力ライン39eに接続された位相シフト回路43を有する。この位相シフト回路43は出力ライン39eの同期信号の位相を所望量だけ遅れ又は進み方向にシフトして図6の基準正弦波発生回路35に送る。同期信号の位相をシフトすることは結果として基準正弦波Vrの位相をシフトすることになる。
The
位相シフト回路43における位相シフトを制御するためにゼロクロス検出回路44、位相比較器45、有効電流検出回路46、位相差信号形成回路47、及び減算回路48が設けられている。出力電圧検出ライン41に接続されたでゼロクロス検出回路44は、正弦波または近似正弦波から成る出力電圧のゼロクロスを示す信号を正弦波又は近似正弦波の1周期に1個の割合で発生する。同期信号出力ライン39eとゼロクロス検出回路44とに接続された位相比較器45は、同期信号とゼロクロス検出信号との位相差に対応する値を有する実測位相差信号φ1を直流信号の形式で出力する。
In order to control the phase shift in the
位相比較器45から得られた実測位相差信号φ1は減算回路48で補正された後に位相シフト回路43に送られる。減算回路48による補正はDC−AC変換回路6、6´の並列運転によって生じる横流を低減するためのものである。この横流の低減はDC−AC変換回路6、6´を同期化させることを意味する。有効電流検出回路46は特許文献1から明らかなように横流を検出する機能を有し、出力電圧検出ライン41と出力電流検出ライン42に接続されている。特許文献1から明らかなように有効電流検出回路46で検出された有効電流Ipは横流情報を含む。横流はDC−AC変換回路6、6´の出力電圧Vo1、Vo2の位相差に比例的に流れるので、有効電流Ipは出力電圧Vo1、Vo2の位相差情報を有する。そこで、図10の実施例では特許文献1と同様に位相差信号形成回路47が設けられている。この位相差信号形成回路47の第1の演算回路47aは有効電流Ipに第1の定数K1を乗算して位相差信号φpを作成するものである。第2の演算回路47bは位相差信号φpに第2の定数K2(例えば0.99)を乗算して位相差信号φpに比例する演算位相差信号K2φ2を得るものである。第2の定数K2は1よりも小さく且つ1に近い値に設定され、急峻な位相変化を防ぐために使用されている。減算回路48は実測位相差φ1から演算位相差K2φpを減算して位相シフト制御信号φを形成し、これを位相シフト回路43に送る。位相シフト回路43は同期信号出力ライン39eの同期信号を位相シフト制御信号φに相当する位相だけシフトする。この時、実測位相差信号φ1と、演算位相差信号K2φpとの差即ちφ1−K2φpだけ位相制御されるので、急峻な位相変化が発生しない。同期信号の位相シフト制御により基準正弦波Vrの位相もシフトし、横流は徐々に低下し、DC−AC変換回路6、6´は同期状態に成る。
The actually measured phase difference signal φ1 obtained from the
位相補正回路40に含まれている位相差信号形成回路47に同期判定回路49が接続されている。この同期判定回路49はDC−AC変換回路6、6´が同期化状態にあるか否化を判定するものであり、この実施例では横流成分を含む有効電流検出回路46から得られる有効電流Ipに第1の定数K1を乗算して得られる演算位相差信号φpが入力する電圧比較器49aと、この電圧比較器49aに基準電圧Vrpを与える基準電圧源49bとから成る。電圧比較器49aは、演算位相差信号φpの電圧レベルが基準電圧Vrpよりも低くなった時に同期化成立を示す低レベル(L)信号を図6のトランジスタQ3のベースに送る。従って、同期判定回路49で同期化成立が判定された時にトランジスタQ3がオフになる。トランジスタQ3のコレクタに電圧上昇開始共通接続導体26が接続されているので、第1及び第2のUPS1、2のトランジスタQ3、Q3´の両方が同時にオフの時にのみ電圧上昇開始共通接続導体26は電圧上昇開始を示す高レベルになる。
A
制御回路22は図6に示すようにUPS状態判定回路50を有する。このUPS状態判定回路50は、第1のUPS1が起動可能か否かを判定するものであり、図6の実施例1ではライン39aを介して第1のUPS1の入力端子8に接続され、交流入力電圧があるか否かを判定し、交流入力電圧がある時にUSP起動可能を有する低レベル信号をトランジスタQ1のベースに与える。勿論、交流入力電圧以外の条件又は複数の条件によってUPSが起動可能か否かを判定することもできる。トランジスタQ1のコレクタは起動許可共通接続導体24に接続されているので、起動許可共通接続導体24が接続されている全てのトランジスタQ1、Q1´がオフの時のみ起動許可共通接続導体24は起動許可を示す高レベルになる。従って、第1及び第2のUPS1、2は同時に起動許可通知を発生する。
The
起動許可共通接続導体24に接続された起動要求信号発生回路51は、起動許可共通接続導体24が起動許可を示す高レベル状態において図3の起動指令発生器28の出力ライン28aから起動指令を受け取った時に起動要求を示す高レベル信号をトランジスタQ2のベースに与える。起動指令発生器28は例えばマニアル操作の起動ボタンから成る。もし、起動ボタンがオン保持機能を持たない場合には、起動要求信号発生回路51に起動要求出力を保持する回路を内蔵させる。トランジスタQ2のコレクタに起動要求共通接続導体25が接続されているので、第1及び第2のUPS1、2のトランジスタQ2、Q2´の内の少なくとも一方がオンの時に起動要求共通接続導体25が起動要求を示す低レベルになる。従って、第1及び第2のUPS1、2のいずれか一方に起動指令が与られると、起動要求共通接続導体25に接続された全てのUPSに同時に起動要求が与えられる。起動要求共通接続導体25は、図3に示すUPS出力スイッチ21,21´の制御端子に接続端子に接続され、起動要求時にUPS出力スイッチ21,21´を同時にオン制御する。また、起動要求に応答して切換スイッチ33、38が初期化され、接点aがオンになる。
The activation request
既に説明した電圧上昇開始共通接続導体26は切換スイッチ38の制御端子及び電圧上昇制御手段37に接続手段26aを介して接続されていると共にタイマ52に接続されている。従って、電圧上昇開始共通接続導体26の電圧V26が電圧上昇を示す高レベルになると、切換スイッチ38の接点bがオンになると同時に電圧上昇制御手段37の電圧上昇動作が開始し、更にタイマ52による所定時間の計測が開始する。タイマ52は電圧上昇終了信号発生手段として機能し、図11の電圧上昇期間t2〜t3を計測し、電圧上昇終了後の任意時点t3で出力が低レベル出力状態に転換するものである。トランジスタQ4のベースはタイマ52に接続されているので、タイマ52が所定時間を計測するとトランジスタQ4はオフになる。トランジスタQ4のコレクタは波形制御開始共通接続導体27に接続されているので、トランジスタQ4、Q4´の両方がオンの時に波形制御開始共通接続導体27は電圧上昇終了及び波形制御開始を示す高レベル状態になる。波形制御開始共通接続導体27は接続手段27aを介して切換スイッチ33の制御端子に接続され、波形制御開始共通接続導体27の電圧V27の高レベルへの転換によって切換スイッチ33の接点bをオンにして電圧検出回路31をPWMパルス制御信号形成回路34に接続する。
The already described voltage rise start
詳細に示されていない第2のUPS制御回路22´は、図6の第1のUPS1の制御回路22と同一に形成されており、第1のUPS1と同様に動作する。
The second UPS control circuit 22 'not shown in detail is formed in the same manner as the
次に、図11を参照して図3の第1及び第2のUPS1、2の並列運転の手順を説明する。
(1) まず、UPS状態判定回路50で起動許可状態か否かを判定し、起動許可状態の時には図11(D)のto時点で起動許可を示す信号を起動許可共通導体24に出力する。
(2) t1時点で起動指令発生器28から起動指令を発生させる。
(3) 起動要求信号発生回路51は起動許可共通接続導体24が起動許可を与えている状態においてライン28aから起動指令を受け取った時に図11(E)に示すようにt1時点で起動要求を示す低レベル信号を起動要求共通接続導体25に出力する。これによりUPS出力スイッチ21、21´が同時にオンになり、負荷4に第1及第2のUPS1、2が接続される。
(4) t1〜t2期間に低出力電圧制御手段36の出力に基づいてPWMパルス制御信号形成回路34を動作させ、図11(B)に示すように第1及び第2のUPS1、2から低振幅の出力電圧Vo1、Vo2を負荷42に供給する。この時、負荷4の電圧VLも図11(C)に示すように低振幅に保たれる。位相補正回路40は出力電圧Vo1、Vo2が低振幅の状態で位相補正を進める。この時、位相補正回路40は基本波抽出回路32で抽出された基本波に基づいて位相補正を行うので、位相補正を円滑に行うことができる。また、第1及び第2のUPS1、2の出力電圧Vo1、Vo2が位相不一致であっても、低出力電圧制御されているので大きなレベルの横流が流れない。また、低出力電圧制御されているので、負荷4に対して大きなレベルの突入電流が流れない。
(5) t2時点で同期判定回路49が同期判定を示す出力を発生すると、電圧上昇制御手段37が動作を開始し、第1及び第2のUPS1、2の出力電圧Vo1、Vo2の振幅が図11(B)のt2〜t3期間に示すように定格負荷電圧まで徐々に上昇する。
(6) タイマ52によってt3時点が決定され、切換スイッチ33の接点bがオンになり、電圧検出回路31の出力電圧V31がそのままPWMパルス制御信号形成回路34に送られ、第1及び第2のUPS1、2の出力電圧Vo1、Vo2を正弦波且つ定格負荷電圧にするための波形制御及び定電圧制御が開始する。
Next, the procedure of the parallel operation of the first and second UPSs 1 and 2 in FIG. 3 will be described with reference to FIG.
(1) First, the UPS
(2) Generate a start command from the
(3) The activation request
(4) The PWM pulse control
(5) When the
(6) The time point t3 is determined by the
本実施例の効果を要約すると次の通りである。
(1) DC−AC変換回路6、6´の並列運転を低出力電圧制御状態で開始するので、横流のレベルを抑えた状態で同期化状態を成立させることができ、且つ負荷4への突入電流を抑制することができる。
(2) 電圧上昇制御手段37で出力電圧を徐々に増大させるので、過電流を抑制することができ且つUPS1、2を安全に立上げることができる、
(3) 基本波抽出回路32を設け、図11のt1〜t2の同期化期間及びt2〜t3の電圧上昇制御期間は検出電圧の基本波によって出力電圧を制御するので、同期化制御及び電圧上昇制御を円滑に進めることができる。
(4) 制御回路22、22´を共通接続導体24〜27で相互に接続して論理回路を形成したので、制御回路22、22´の制御を同時に行うことができる。また、UPSの増設等の台数の変更を容易に行うことができる。
The effects of this embodiment are summarized as follows.
(1) Since the parallel operation of the DC-
(2) Since the output voltage is gradually increased by the voltage rise control means 37, overcurrent can be suppressed and UPS 1 and 2 can be started up safely.
(3) Since the fundamental
(4) Since the
図12は実施例2に従う変形された制御回路22a、22a´の一部を示す。一方の制御回路22aは図3の第1のUPS1 の制御回路22に対応し、他方の制御回路22a´は第2のUPS2の制御回路22´に対応する。各制御回路22a、22a´の同期信号発生回路39、39´は図6で符号39で示すものと同様に形成されている。各同期信号発生回路39、39´の出力ライン39e、39e´に選択スイッチ51、51´が接続され、且つ出力ライン39e、39e´は選択スイッチ51、51´よりも出力側で、同期信号共通接続導体52で相互に接続されている。選択的スイッチ51、51´は択一的にオン制御され、いずれか1つのみがオンになる。従って、第1及び第2のUPS1、2の制御回路22a、22a´は同一の同期信号に従って動作する。図12の同期信号出力ライン39、39e´には図6と同一の位相補正回路40又はこれを変形した位相補正回路が接続される。図12の実施例2は、複数のUPSの同期信号を同一(共通)にすることができるという特長を有する。複数のUPSの同期信号が同一であれば、同期状態を短時間で成立させることができる。また、同期信号発生回路39、39´のいずれか1つに異常が発生しても残りの同期信号発生回路で第1及び第2のUPS1、2の運転を継続することができる。
FIG. 12 shows a part of the modified
図13に変形された位相補正回路40aとここに接続された同期判定回路49とが示されている。図13の変形された位相補正回路40aは図12に示す変形された制御回路22、22a´に使用される。図12では全ての制御回路22a、22a´の同期信号が同一であるので、同期信号を基準にして位相補正を行うことができる。このため、図13の変形された位相補正回路40aは、図10の実施例1の位相補正回路40aから有効電流検出回路46、位相差信号形成回路47及び減算回路48を省き、位相シフト回路43、ゼロクロス検出回路44及び位相比較回路45のみで構成されている。図13において同期判定回路49の電圧比較器49aの一方の入力端子は位相比較回路45に接続されている。
FIG. 13 shows a modified
図13の実施例3によれば位相補正回路40aの構成を単純化することができる。
According to the third embodiment shown in FIG. 13, the configuration of the
図14に示す実施例4の交流電力供給装置は、図3の回路に図1と同様にバイパス給電スイッチ13を含む集中バイパス給電回路12を設け、この他は図3と同一に構成したものである。交流電源3と負荷4との間に接続されたバイパス給電スイッチ13は図1の場合と同様に第1及び第2のUPS1、2によって負荷4に給電しない期間にオン制御される。バイパス給電からUPS給電に切換える時には、バイパス給電スイッチ13をオフにする少し前に第1及び第2のUPS1、2のUPS出力スイッチ21、21´をオンにし、その後図3の交流電力供給装置と同様に第1及び第2のUPS1、2の並列運転を開始する。
The AC power supply apparatus of Example 4 shown in FIG. 14 is provided with a centralized bypass
図14の交流電力供給装置を集中バイパス給電回路12による電力供給が無い状態で第1及び第2のUPS1、2から負荷4に電力供給を開始する時のDC−AC変換回路6、6´の並列運転の起動及びその後の制御は図3の実施例1と同一である。
The DC-
図14の実施例4の交流電力供給装置は、集中バイパス給電回路12を除いて図3と同一であるので、図3の実施例1と同一の効果を得ることができる。なお、図14において第1及び第2のUPS1、2の個別のUPS出力スイッチ21、21´を省き、この代わりに図1の共通のUPS出力スイッチ11と同様なものを第1及び第2のUPS1、2と負荷4との間に接続し、同様に動作させることもできる。
The AC power supply apparatus according to the fourth embodiment shown in FIG. 14 is the same as that shown in FIG. 3 except for the centralized bypass
図15に示す実施例5の交流電力供給装置は、変形された第1及び第2のUPS1c、2cを有する。図15の第1及び第2のUPS1c、2cは、図3の第1及び第2のUPS1、2に図2の個別のバイパス給電回路12a、12a´と同様なものを付加し、その他は図3と同一に構成したものである。個別のバイパス給電回路12a、12a´はバイパス給電スイッチ13a、13a´を伴なって各UPS入力端子8、8´とUPS出力端子9、9´との間に接続されている。
The AC power supply apparatus according to the fifth embodiment illustrated in FIG. 15 includes modified first and
図15の個別のバイパス給電スイッチ13a、13a´は図2の場合と同様に第1及び第2のUPS1c、2cのDC−AC変換回路(インバータ回路)6、6´から負荷4に電力を供給することができない時にオン制御される。バイパス給電からインバータ給電に切換える時には、個別のバイアス給電スイッチ13a、13a´をオフにする少し前にインバータ出力スイッチ21、21´をオンにし、その後は図3の実施例1と同様にDC−AC変換回路6、6´を制御する。また、個別のバイパス給電スイッチ13a、13a´から負荷4に給電できない状態で第1及び第2のUPS1c、2cのDC−AC変換回路(インバータ回路)6、6´から負荷4に電力を供給する時には図3の実施例1と同様にDC−AC変換回路6、6´を制御する。
The individual bypass power supply switches 13a and 13a ′ in FIG. 15 supply power to the
図15の実施例5においてもDC−AC変換回路6、6´の制御は図3の実施例1と同様に行われるので、実施例1と同様な効果を得ることができる。
Also in the fifth embodiment shown in FIG. 15, the DC-
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 図8で点線で示すように出力電圧制御補助回路60を設け、この出力端子を加算器61の一方の入力端子に接続させることができる。加算器61の他方の入力は図6の切換スイッチ33に接続される。出力電圧制御補助回路60は特許文献1の出力電圧制御方式と同様な原理で形成されたものであり、UPS1の無効電流検出回路とこの無効電流に係数を乗算して出力電圧の補助制御信号を形成するものである。特許文献1から明らかなようにUPS出力電流の無効成分は、第1及び第2のUPS1、2の出力電圧Vo1、Vo2の差を示す情報を含む。そこで、その差を解消するための補助制御信号を加算器61に送る。加算器61は図6の切換スイッチ33の出力に補助制御信号を加算して減算器34aに送る。
(2) 図6の実施例では低出力電圧制御手段36及び電圧上昇制御手段37を基準正弦波発生回路35の出力段に設けたが、これ等の代わりに電圧検出回路31とPWMパルス制御形成回路34との間に電圧検出信号のレベルを調整する回路を設け、UPS電圧Vo1の振幅を制御することができる。この場合には、電圧検出信号の電圧レベルを実際の検出値よりも高めることによって出力電圧Vo1を低い値に制御する。また、電圧検出信号の電圧レベルを実際の検出値よりも高い値から実際の検出値になるように徐々に低減することによって出力電圧Vo1を徐々に高める。要するに、基準正弦波の振幅を一定に保って検出電圧値の振幅を変えることによって電圧レベルを調整することができる。
(3) トランジスタQ1〜Q4、Q1´〜Q4´の代わりにこれと同様な機能を有するFET等の別の半導体素子を使用することができる。
(4)トランジスタQ1〜Q4、Q1´〜Q4´と抵抗R1~R4、R1´~R4´によるNOR回路の代わりに、これと同様な機能を有する別の論理回路を設けることができる。例えば、図11(D)〜(G)の共通接続導体24〜27の電圧V24~V27の高低が逆になる論理回路(例えばAND回路)を設けることができる。
(5) 低出力電圧制御手段36及び電圧上昇制御手段37を基準正弦波発生回路35と一体的に構成することができる。
(6) 交流電源3を3相交流電源とし、AC−DC変換回路5、5´を3相コンバータ回路とし、 DC−AC変換回路6、6´を3相インバータ回路とすることができる。即ち、3相のUPSとすることができる。
(7) 切換スイッチ33の接点aのオン期間を図11のt2よりも以前のみに設定し、t2時点で接点bをオンにすることもできる。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) As shown by a dotted line in FIG. 8, an output voltage control
(2) In the embodiment of FIG. 6, the low output voltage control means 36 and the voltage increase control means 37 are provided in the output stage of the reference sine wave generation circuit 35. Instead of these, the
(3) Instead of the transistors Q1 to Q4 and Q1 ′ to Q4 ′, another semiconductor element such as an FET having the same function can be used.
(4) Instead of the NOR circuit composed of the transistors Q1 to Q4 and Q1 ′ to Q4 ′ and the resistors R1 to R4 and R1 ′ to R4 ′, another logic circuit having the same function can be provided. For example, a logic circuit (for example, an AND circuit) in which the levels of the voltages V24 to V27 of the
(5) The low output voltage control means 36 and the voltage increase control means 37 can be integrated with the reference sine wave generation circuit 35.
(6) The
(7) The ON period of the contact a of the
1、2 1及び第2のUPS
6、6´ DC−AC変換回路
22、22´ 制御回路
24 起動許可共通接続導体
25 起動要求共通接続導体
26 電圧上昇開始共通接続導体
27 波形制御開始共通接続導体
36 低出力電圧制御手段
37 電圧上昇制御手段
1, 2, 1 and 2nd UPS
6, 6 'DC-
Claims (13)
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ各DC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する第1のステップと、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる第2のステップと、
前記第2のステップの後に各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する第3のステップと
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置の運転方法。 An operation method of an AC power supply device that supplies AC power to a common load from a plurality of DC-AC conversion circuits,
A voltage lower than the rated load voltage required by the load is output from each DC-AC conversion circuit, and the low voltage state is continued until the phase synchronization state between the DC-AC conversion circuits is established. A first step to have,
A second step of increasing the output voltage of each DC-AC converter circuit to the rated load voltage after the phase synchronization state is established;
And a third step of performing a constant voltage control on each DC-AC conversion circuit so as to obtain the rated load voltage after the second step.
前記複数の電源装置のそれぞれは、複数の変換用スイッチのオン・オフによって直流を交流に変換するためのDC−AC変換回路と、前記DC−AC変換回路を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ複数のDC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する低出力電圧制御手段と、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる出力電圧上昇制御手段と、
各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する定電圧制御手段と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。 An AC power supply device having a plurality of power supply devices for supplying AC power to a common load,
Each of the plurality of power supply devices includes a DC-AC conversion circuit for converting direct current into alternating current by turning on / off a plurality of conversion switches, and a control circuit for controlling the DC-AC conversion circuit,
The control circuit includes:
A voltage lower than the rated load voltage required by the load is output from each DC-AC conversion circuit, and the low voltage state is maintained until the phase synchronization state between the plurality of DC-AC conversion circuits is established. A low output voltage control means to be inherited;
Output voltage increase control means for increasing the output voltage of each DC-AC conversion circuit to the rated load voltage after establishment of the phase synchronization state;
An AC power supply apparatus comprising: a constant voltage control unit that controls each DC-AC conversion circuit so as to obtain the rated load voltage.
前記DC−AC変換回路の出力端子に接続された出力電圧検出回路と、
前記DC−AC変換回路の出力電圧の基準周波数及び基準振幅を示する基準正弦波を発生する基準正弦波発生回路と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相差又は各出力電圧と同期信号との間の位相差を示す位相差信号形成回路と、
前記位相差を低減するように前記基準正弦波の位相をシフトする位相シフト回路と、
前記出力電圧検出回路と前記基準正弦波発生回路とに接続され、前記出力電圧を前記基準正弦波に追従させるためのパルス幅変調制御信号を形成して前記DC−AC変換回路の前記変換用スイッチの制御端子に供給するパルス幅変調制御信号形成回路と、
前記DC−AC変換回路の起動指令に応答して前記負荷に供給する定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する低出力電圧制御手段と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧が相互に位相同期化状態にあるか否かを判定する同期化判定手段と、
前記同期化判定手段から得られた同期化状態を示す信号に応答して前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで上昇させるように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する出力電圧上昇制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項4記載の交流電力供給装置。 The control circuit includes:
An output voltage detection circuit connected to an output terminal of the DC-AC conversion circuit;
A reference sine wave generating circuit for generating a reference sine wave indicating a reference frequency and a reference amplitude of an output voltage of the DC-AC conversion circuit;
A phase difference signal forming circuit indicating a phase difference between output voltages of the plurality of DC-AC conversion circuits or a phase difference between each output voltage and a synchronization signal;
A phase shift circuit that shifts the phase of the reference sine wave to reduce the phase difference;
The conversion switch of the DC-AC conversion circuit is connected to the output voltage detection circuit and the reference sine wave generation circuit, and forms a pulse width modulation control signal for causing the output voltage to follow the reference sine wave. A pulse width modulation control signal forming circuit to be supplied to the control terminal of
An amplitude of the reference sine wave or an output voltage detection signal obtained from the output voltage detection circuit so as to output a voltage lower than a rated load voltage supplied to the load in response to a start command of the DC-AC conversion circuit Low output voltage control means for controlling the amplitude of
Synchronization determination means for determining whether or not output voltages of the plurality of DC-AC conversion circuits are in phase synchronization with each other;
In response to the signal indicating the synchronization state obtained from the synchronization determination means, the amplitude of the reference sine wave or the reference voltage so as to increase the output voltage of the DC-AC conversion circuit from the low voltage to the rated load voltage. Output voltage increase control means for controlling the amplitude of the output voltage detection signal obtained from the output voltage detection circuit;
The AC power supply device according to claim 4, comprising:
前記制御回路は、更に、前記起動指令発生回路に接続された起動要求信号発生回路と、前記起動要求信号発生回路と前記起動要求共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記起動要求信号発生回路の少なくとも1つから起動要求信号が発生した時に前記起動要求共通信号導体を起動要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記起動要求共通接続導体の前記起動要求を示す信号状態に応答して前記DC−AC変換回路から前記負荷への電力供給を開始する起動開始手段と、
を有していることを特徴とする請求項5又は6記載の交流電力供給装置。 The AC power supply device further includes a start command generation circuit for instructing to start the DC-AC conversion circuit and to start power supply to the load, and to each of the control circuits of the plurality of power supply devices. A start request common connection conductor connected,
The control circuit is further connected to a start request signal generating circuit connected to the start command generating circuit, between the start request signal generating circuit and the start request common connection conductor, and the plurality of power supply devices. A logic circuit component having a function of converting the activation request common signal conductor to a signal state indicating an activation request when an activation request signal is generated from at least one of the activation request signal generation circuits; and the activation request common connection Activation start means for starting power supply from the DC-AC conversion circuit to the load in response to a signal state indicating the activation request of a conductor;
The AC power supply device according to claim 5, wherein the AC power supply device is provided.
前記制御回路は、更に、前記同期化判定手段と前記電圧上昇開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記同期化判定手段の全てが同期化状態を示す信号を同時に発生した時のみに前記電圧上昇開始共通接続導体を電圧上昇開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記電圧上昇開始共通接続導体を前記出力電圧上昇制御手段に接続する接続手段とを備えていることを特徴とする請求項5又は6又は7記載の交流電力供給装置。 The AC power supply device further includes a voltage rise start common connection conductor connected to all of the control circuits of the plurality of power supply devices,
The control circuit is further connected simultaneously between the synchronization determination means and the voltage rise start common connection conductor, and all of the synchronization determination means of the plurality of power supply devices simultaneously generate a signal indicating a synchronization state. A logic circuit component having a function of switching the voltage rise start common connection conductor to a signal state indicating a voltage rise start request only when the voltage rise start common connection conductor is used as the output voltage rise control means. The AC power supply device according to claim 5, further comprising connection means for connection.
を備えていることを特徴とする請求項5乃至8のいずれか1つに記載の交流電力供給装置。 The control circuit is further connected to the output voltage detection circuit and has a function of extracting a fundamental wave component from an output voltage detection signal of the output voltage detection circuit, and the fundamental wave extraction circuit The fundamental wave extraction circuit is replaced with the output voltage detection circuit at least in part from the time when the DC-AC conversion circuit starts to the time when the output voltage of the DC-AC conversion circuit rises to the rated load voltage. 9. The AC power supply apparatus according to claim 5, further comprising selection connection means for connecting to a pulse width modulation control signal forming circuit.
前記制御回路は、更に、DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇したことを示す信号を発生する電圧上昇終了信号発生手段と、前記電圧上昇終了信号発生手段と前記波形制御開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記電圧上昇終了信号発生手段の全てが電圧上昇終了を示す信号を同時に発生した時のみ前記波形制御開始共通接続導体を波形制御開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路素子と、前記波形制御開始共通接続導体を前記選択接続手段の制御端子に接続する接続手段と
を備えていることを特徴とする請求項9記載の交流電力供給装置。 The AC power supply device further includes waveform control start common connection conductors connected to the control circuits of the plurality of power supply devices, respectively.
The control circuit further includes a voltage increase end signal generating means for generating a signal indicating that the output voltage of the DC-AC conversion circuit has increased to the rated load voltage, the voltage increase end signal generating means, and the waveform control start. The waveform control start common connection conductor is requested to start waveform control only when all of the voltage rise end signal generating means of the plurality of power supply devices connected to the common connection conductor simultaneously generate signals indicating the end of voltage rise. A logic circuit element having a function of switching to a signal state indicating, and connection means for connecting the waveform control start common connection conductor to a control terminal of the selection connection means. 9. The AC power supply device according to 9.
を有していることを特徴とする請求項1乃至10のいずれか1つに記載の交流電力供給装置。 Each of the plurality of power supply devices further includes an AC-DC conversion circuit connected between an AC power supply terminal and the DC-AC conversion circuit, an output terminal of the AC-DC conversion circuit, and the DC-AC conversion. The AC power supply device according to claim 1, further comprising a power storage unit connected to both of the input terminals of the circuit.
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Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009219202A (en) * | 2008-03-07 | 2009-09-24 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Parallel system for uninterruptible power supply apparatus, and the uninterruptible power supply apparatus |
JP2012217299A (en) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | Power conversion system |
JP2016082661A (en) * | 2014-10-15 | 2016-05-16 | 株式会社明電舎 | Method for suppressing cross current of power converter |
JP6011739B1 (en) * | 2016-04-28 | 2016-10-19 | 富士電機株式会社 | Control device and power conversion system |
CN109412259A (en) * | 2018-12-13 | 2019-03-01 | 深圳市商宇电子科技有限公司 | Three-way power inputs UPS control circuit and power-supply switching method |
JP2019198203A (en) * | 2018-05-11 | 2019-11-14 | ニチコン株式会社 | Full load type distribution board and power storage system compatible with the same |
EP3598599A1 (en) * | 2018-07-20 | 2020-01-22 | Vertiv Industrial Systems S.A.S. | Device for managing two alternating current uninterruptible power supplies mounted in parallel and associated system |
EP3451522A4 (en) * | 2016-04-26 | 2020-03-11 | Kyocera Corporation | Power control device, control method for power control device, distributed power supply system, and control method for distributed power supply system |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003289633A (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-10 | Mitsubishi Electric Corp | Method of operating uninterruptible power unit in parallel |
JP2004236427A (en) * | 2003-01-30 | 2004-08-19 | Hitachi Ltd | Uninterruptible power supply unit |
JP2006074917A (en) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Toshiba Corp | Parallel inverter power supply system and control method therefor |
-
2006
- 2006-11-22 JP JP2006316247A patent/JP4930009B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003289633A (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-10 | Mitsubishi Electric Corp | Method of operating uninterruptible power unit in parallel |
JP2004236427A (en) * | 2003-01-30 | 2004-08-19 | Hitachi Ltd | Uninterruptible power supply unit |
JP2006074917A (en) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Toshiba Corp | Parallel inverter power supply system and control method therefor |
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009219202A (en) * | 2008-03-07 | 2009-09-24 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Parallel system for uninterruptible power supply apparatus, and the uninterruptible power supply apparatus |
JP2012217299A (en) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | Power conversion system |
JP2016082661A (en) * | 2014-10-15 | 2016-05-16 | 株式会社明電舎 | Method for suppressing cross current of power converter |
EP3451522A4 (en) * | 2016-04-26 | 2020-03-11 | Kyocera Corporation | Power control device, control method for power control device, distributed power supply system, and control method for distributed power supply system |
US10727672B2 (en) | 2016-04-26 | 2020-07-28 | Kyocera Corporation | Power control apparatus, control method of power control apparatus, distributed power supply system, and control method of distributed power supply system |
JP6011739B1 (en) * | 2016-04-28 | 2016-10-19 | 富士電機株式会社 | Control device and power conversion system |
JP2017200409A (en) * | 2016-04-28 | 2017-11-02 | 富士電機株式会社 | Controller and power conversion system |
JP2019198203A (en) * | 2018-05-11 | 2019-11-14 | ニチコン株式会社 | Full load type distribution board and power storage system compatible with the same |
EP3598599A1 (en) * | 2018-07-20 | 2020-01-22 | Vertiv Industrial Systems S.A.S. | Device for managing two alternating current uninterruptible power supplies mounted in parallel and associated system |
FR3084218A1 (en) * | 2018-07-20 | 2020-01-24 | Vertiv Industrial Systems Sas | DEVICE FOR MANAGING TWO AC SUPPLIES WITHOUT INTERRUPTION IN ALTERNATING CURRENT MOUNTED IN PARALLEL AND ASSOCIATED SYSTEM |
CN109412259A (en) * | 2018-12-13 | 2019-03-01 | 深圳市商宇电子科技有限公司 | Three-way power inputs UPS control circuit and power-supply switching method |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP4930009B2 (en) | 2012-05-09 |
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