JP2004072973A

JP2004072973A - Power converter having storage battery

Info

Publication number: JP2004072973A
Application number: JP2002232955A
Authority: JP
Inventors: Osamu Iyama; 井山　　治
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2002-08-09
Filing date: 2002-08-09
Publication date: 2004-03-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the problem that it is difficult to prevent the overcharging of a storage battery when electric power is supplied from the storage battery to an uninterruptible power supply. <P>SOLUTION: The storage battery 3 is connected to an AC input terminal 8 via a converter 2. An inverter 7 is connected to both the converter 2 and the storage battery 3. An output voltage command value preparing circuit 5 prepares the output voltage command of the converter 2. In the output voltage command value preparing circuit 5, commands are prepared for multiple-step constant current charging for constant voltage charging, and for zero-current charging, and one of these commands selected alternatively is sent to a converter controlling circuit 6. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無停電で負荷に電力を供給するために好適な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力を直流電力に変換するコンバータとこのコンバータの出力で充電される蓄電池とから成る電力貯蔵装置は広く使用されている。一般的には、蓄電池に貯蔵された電力はインバータで交流に変換されて負荷に供給される。
【０００３】
蓄電池の典型的な充電方法では、定電流充電によって所望定電圧レベルまで充電した後に定電圧充電する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、定電流充電が終了した後に定電圧充電状態が長い間継続すると、微小充電電流が流れ続き、過充電状態となり、蓄電池の寿命が短くなる。この種の問題を解決するために充電終了後にスイッチで蓄電池を充電回路から切り離す方式が知られている。この方式によれば確かに過充電は防止される。しかし、この方式は無停電電源装置には不適当である。また、例えば特開昭６２−１６５８８１号公報に開示されているように、蓄電池を多段階充電し、最後に充電電流をゼロにする方式が知られている。この種の方式において、充電電圧を蓄電池の電圧よりも低下させると、充電回路を介して負荷に直接に電力を供給することができなくなり、蓄電池から負荷に電力を供給する状態が生じ、蓄電池が放電状態となり、充電不足を招く恐れがある。
また、無停電負荷に対する電力供給装置の低コスト化が要求されている。
【０００５】
そこで、本発明の目的は、蓄電池の過充電を防止し且つ交流−直流変換回路から負荷への電力供給を継続することができる電力変換装置を提供することにある。また、本発明の別の目的は、蓄電池の過充電を防止することができると共に無停電負荷への電力供給を簡単な構成で達成できる電力変換装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータの出力端子に接続された蓄電池と、前記コンバータの出力端子と前記蓄電池との両方に接続されたインバータと、前記蓄電池に流れる電流を検出するための電流検出器と、前記電流検出器の出力に基づいて前記蓄電池を多段階定電流充電するための多段階定電流充電用出力電圧指令値と前記蓄電池の充電電流を零にするための零充電電流用出力電圧指令値とを作成し、順次に出力する出力電圧指令値作成手段と、交流電圧を直流電圧に変換するように前記コンバータを制御すると共に、前記出力電圧指令値作成手段の出力に対応する直流出力電圧が得られるように前記コンバータを制御するコンバ−タ制御回路とから成る蓄電池を有する電力変換装置に係わるものである。
【０００７】
なお、請求項２に示すように、負荷が接続されている交流電源端子と、前記交流電源端子及び前記負荷に接続された交流端子と直流電圧を入力及び出力するための直流端子とを有し、且つ前記交流端子に供給された交流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって直流電圧に変換して前記直流端子に出力する機能と、前記直流端子に供給された直流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧に変換して前記交流端子に出力する機能とを有している双方向変換器と、前記双方向変換器の前記直流端子に接続された蓄電池と、前記蓄電池に流れる電流を検出するための電流検出器と、前記電流検出器の出力に基づいて前記蓄電池を多段階定電流充電するための多段階定電流充電用出力電圧指令値と前記蓄電池の充電電流を零にするための零充電電流用出力電圧指令値とを作成し、順次に出力する出力電圧指令値作成手段と、交流電圧を直流電圧に変換するように前記双方向変換器を制御すると共に、前記出力電圧指令値作成手段の出力に対応する直流出力電圧が得られるように前記双方向変換器を制御する第１の機能と、前記交流電源端子から前記負荷への電力供給が不可能になった時に前記蓄電池の直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する第２の機能とを有している制御回路によって蓄電池を有する電力変換装置を構成することができる。
また、請求項３に示すように、変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータの出力端子に接続された蓄電池と、負荷に前記コンバータの出力端子と前記蓄電池との両方を接続するための手段と、前記蓄電池に流れる電流を検出するための電流検出器と、前記電流検出器の出力に基づいて前記蓄電池を多段階定電流充電するための多段階定電流充電用出力電圧指令値と前記蓄電池の充電電流を零にするための零充電電流用出力電圧指令値とを作成し、順次に出力する出力電圧指令値作成手段と、交流電圧を直流電圧に変換するように前記コンバータを制御すると共に、前記出力電圧指令値作成手段の出力に対応する直流出力電圧が得られるように前記コンバータを制御するコンバ−タ制御回路とによって蓄電池を有する電力変換装置を構成することができる。
また、請求項４に示すように、定電圧充電期間を設けることが望ましい。
また、請求項５に示すように、出力電圧指令値作成手段を構成することが望ましい。
【０００８】
【発明の効果】
本願の各請求項の発明によれば、コンバータ又は双方向変換器の直流出力電圧が、蓄電池の多段階定電流充電の後に充電電流が実質的に流れないように制御される。これにより、蓄電池を満充電又はこれに近い状態まで充電することができると共に過充電を防止することができる。また、負荷への電力供給を継続しながら、蓄電池の充電状態及び蓄電池の零電流充電状態を得ることができる。
また、請求項２の発明によれば、蓄電池を満充電又はこれに近い状態まで充電することができると共に過充電を防止することができ、更に、無停電負荷への電力供給装置の構成が簡単になり、このコストの低減を図ることができる。
また、請求項４の発明によれば、蓄電池を最適充電状態にすることができる。
また、請求項５の発明によれば、第１、第２及び第３の差動増幅器の出力を選択して出力電圧指令値を形成し、これに基づいてコンバータ又は双方向変換器を制御するので、多段階定電流充電、定電圧充電、零電流充電状態を比較的簡単に得ることができる。
【０００９】
【第１の実施形態】
次に、図１〜図６を参照して第１の実施形態の蓄電池を有する電力変換装置を説明する。
【００１０】
図１に示すように第１の実施形態の電力変換装置１は、交流−直流変換装置即ちコンバータ２と、蓄電池３と、電流検出器４と、出力電圧指令値作成回路５と、コンバータ制御回路６と、直流−交流変換装置即ちインバータ７とから成る。
コンバータ２は例えば５０Ｈｚの正弦波交流電圧を供給するための３相交流入力端子８に接続されている。蓄電池３及びインバータ７はコンバータ２にそれぞれ接続されている。電流検出器４は、蓄電池３の充放電ライン９に流れる電流を検出する。出力電圧指令値作成回路５は、電流検出器４の出力と蓄電池３に接続された電圧検出ライン１０の電圧とに基づいて図６に示すように所望の充電電流を流すためのコンバータ出力電圧指令値を作成し、これをライン１１によってコンバータ制御回路６に送る。コンバ−タ制御回路６はコンバータ２から所望の出力電圧が得られるようにコンバータ２に含まれているスイッチを制御する。インバータ７の出力端子１２は無停電負荷１３に接続され、且つ切換スイッチ１４を介してピークカット負荷１５に接続されている。
【００１１】
図２はコンバータ２の１例を示す。このコンバータ２は、３相スイッチング整流回路と呼ぶことができるものであって、スイッチ回路２０と、第１、第２及び第３のインダクタＬ１　、Ｌ２　、Ｌ３　と、高周波成分除去用フィルタ２１と、第１、第２及び第３の電流検出器２２ａ、２２ｂ、２２ｃとを含む周知の回路であって、第１、第２及び第３相入力端子８ａ、８ｂ、８ｃに供給される３相交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧を一対の出力ライン２３ａ、２３ｂに送出する。
なお、一対の出力ライン２３ａ、２３ｂに図２で点線で示すように平滑回路又は逆流阻止回路又はソフトスイッチング回路等の周知の補助回路２４を接続することができる。
【００１２】
スイッチ回路２０は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ１　、Ｄ２　、Ｄ３　、Ｄ４　、Ｄ５　、Ｄ６　と、第１〜第６のダイオードＤ１　〜Ｄ６　に対してそれぞれ逆方向並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ１　、Ｑ２　、Ｑ３　、Ｑ４　、Ｑ５　及びＱ６　とから成る。図２では第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
【００１３】
第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　の制御端子（ゲート）は、コンバータ制御回路６の第１〜第６の制御信号ライン２５、２６、２７、２８、２９、３０に図示が省略されているドライブ回路を介して接続される。スイッチ回路２０の第１及び第２のダイオードＤ１　、Ｄ２　の相互接続点３１、第３及び第４のダイオードＤ３　、Ｄ４　の相互接続点３２、第５及び第６のダイオードＤ５　、Ｄ６　の相互接続点３３は、インダクタＬ１　、Ｌ２　、Ｌ３　を介して第１、第２及び第３相交流端子８ａ、８ｂ、８ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ１　、Ｄ３　、Ｄ５　のカソードは一方の直流ライン２３ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ２　、Ｄ４　、Ｄ６　のアノードは他方の直流ライン２３ｂに接続されている。高周波成分除去用フィルタ２１はコンデンサＣ１　、Ｃ２　、Ｃ３　から成り、第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　の高周波（例えば２０〜１００ｋＨｚ　）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。
【００１４】
コンバ−タ制御回路６は、ライン１１で与えられた出力電圧指令値を満足する直流出力電圧を一対の直流ライン２３ａ、２３ｂ間に得るように第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　をオン・オフ制御する機能と、交流端子８ａ、８ｂ、８ｃを通る電流を正弦波に近似させるように第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　をオン・オフ制御する機能とを有する。
【００１５】
コンバ−タ制御回路６の上記機能を得るために、コンバ−タ制御回路６に対して、ライン１１によって図１の出力電圧指令値作成回路５が接続され、且つライン３４ａ、３４ｂ、３４ｃによって電流検出器２２ａ、２２ｂ、２２ｃが接続され、且つライン３５ａ、３５ｂ、３５ｃによって３相交流端子８ａ、８ｂ、８ｃが接続されている。
【００１６】
電流検出器２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、交流端子８ａ、８ｂ、８ｃを通って流れる電流に比例した電圧値をコンバ−タ制御回路６に送る。
図２では３個の電流検出器２２ａ、２２ｂ、２２ｃが設けられ、且つ３本の電圧検出ライン３５ａ、３５ｂ、３５ｃが設けられているが、３相から選択された２相の電流及び電圧をコンバ−タ制御回路６に送り、これによって残りの１相の電流及び電圧を合成して形成してもよい。
【００１７】
コンバ−タ制御回路６は図３に概略的に示すように、第１、第２及び第３相電圧検出回路３６ａ、３６ｂ、３６ｃと、第１、第２及び第３の乗算器３７ａ、３７ｂ、３７ｃと、第１、第２及び第３の減算器３８ａ、３８ｂ、３８ｃと、第１、第２及び第３の比較器３９ａ、３９ｂ、３９ｃと、第１、第２及び第３の反転信号形成回路４０ａ、４０ｂ、４０ｃと、鋸波発生器４１とを有する。
【００１８】
第１、第２及び第３相電圧検出回路３６ａ、３６ｂ、３６ｃは、電圧検出ライン３５ａ、３５ｂ、３５ｃに接続され、交流端子８ａ、８ｂ、８ｃの第１、第２及び第３相電圧に対応する３相基準正弦波電圧Ｖａ　、Ｖｂ　、Ｖｃ　を出力する。
第１、第２及び第３の乗算器３７ａ、３７ｂ、３７ｃは、第１、第２及び第３の電圧検出回路３６ａ、３６ｂ、３６ｃから得られた第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖａ　、Ｖｂ　、Ｖｃ　にライン１１の出力電圧指令値Ｖｄ　を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖａ　′、Ｖｂ　′、Ｖｃ　′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖａ　′、Ｖｂ　′、Ｖｃ　′は第１、第２及び第３の基準正弦波Ｖａ　、Ｖｂ　、Ｖｃ　の振幅を出力電圧指令値Ｖｄ　で変調したものに相当する。
【００１９】
第１、第２及び第３の減算器３８ａ、３８ｂ、３８ｃは、第１、第２及び第３の乗算器３７ａ、３７ｂ、３７ｃから得られた正弦波状の第１、第２及び第３相指令値Ｖａ　′、Ｖｂ　′、Ｖｃ　′からライン３４ａ、３４ｂ、３４ｃの第１、第２及び第３相電流検出値を減算し、これ等の差を示す第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ１　、Ｖ２　、Ｖ３　を形成する。第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ１　、Ｖ２　、Ｖ３　は図６（Ａ）に示すように交流端子８ａ、８ｂ、８ｃの電圧に同期して正弦波状に変化する。
【００２０】
鋸波発生器４１は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流端子８ａ、８ｂ、８ｃの交流電圧の周波数、例えば５０Ｈｚよりも十分に高い例えば２０〜１００ｋＨｚ　の周波数で図６（Ａ）に概略的に示す鋸波電圧Ｖｔ　を発生する。なお、鋸波発生器４１を三角波発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Ｖｔ　の振幅は第１、第２及び第３相スイッチ制御指令値Ｖ１　、Ｖ２　、Ｖ３　を横切るように設定されている。
【００２１】
第１、第２及び第３の比較器３９ａ、３９ｂ、３９ｃは、第１、第２及び第３の減算器３８ａ、３８ｂ、３８ｃから得られた第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ１　、２　、Ｖ３　と鋸波発生器４１の鋸波電圧Ｖｔ　とを比較し、図６（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ１　、Ｇ３　、Ｇ５　を形成する。
【００２２】
反転信号形成回路４０ａ、４０ｂ、４０ｃは第１、第２及び第３の比較器３９ａ、３９ｂ、３９ｃに接続され、図６（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ１　、Ｇ３　、Ｇ５　の位相反転信号から成る図６（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ２　、Ｇ４　、Ｇ６　を形成する。なお、第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ１　、Ｇ３　、Ｇ５　と第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ２　、Ｇ４　、Ｇ６　との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。
図３の出力ライン２５、２６、２７、２８、２９、３０の第１〜第６のスイッチ制御信号Ｇ１　〜Ｇ６　は図示が省略されているドライブ回路を介して第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　の制御端子とエミッタとの間に供給される。
【００２３】
図４は出力電圧指令値作成回路５の詳細を蓄電池３及び電流検出器４を伴なって示す。
出力電圧指令値作成回路５は大別して第１、第２及び第３の回路５１、５２、５３と、出力電圧指令選択回路５４とから成る。
【００２４】
第１の回路５１は、多段階定電流充電指令値作成回路とも呼ぶことができるものであって、第１の差動増幅器５５と、Ｅ１　、Ｅ２　及びＥ３　を与える第１、第２及び第３の定電流制御用基準電圧源５６、５７、５８と、第１、第２及び第３の基準電圧用スイッチ５９、６０、６１と、制御回路６２とから成る。第１の差動増幅器５５はオペアンプ６３と２つの抵抗６４、６５から成る周知の回路である。オペアンプ６３の一方の入力端子は入力抵抗６４を介して電流検出器４に接続され、他方の入力端子は第１又は第２又は第３の基準電圧用スイッチ５９又は６０又は６１を介して第１又は第２又は第３の定電流制御用基準電圧源５６又は５７又は５８に接続される。第１の差動増幅器５５は第１又は第２又は第３の定電流制御用基準電圧Ｅ１　又はＥ２　又はＥ３　と電流検出器４から得られた電流検出信号Ｖｉ　との差を示す信号Ｅ１　−Ｖｉ　又はＥ２　−Ｖｉ　又はＥ３　−Ｖｉ　を多段階定電流充電指令値として出力する。この具体例の第１の定電流制御用基準電圧Ｅ１　は１４０Ａの充電電流に相当する値を示し、第２の定電流制御用基準電圧Ｅ２　は８０Ａの充電電流に相当する値を示し、第３の定電流制御用基準電圧Ｅ３　は３０Ａの充電電流に相当する値を示す。従って、第１、第２及び第３の定電流制御用基準電圧Ｅ１　、Ｅ２　、Ｅ３　はこの順番に段階的に小さくなる。
なお、第１、第２及び第３の定電流制御用基準電圧源５６、５７、５８と第１、第２及び第３の基準電圧用スイッチ５９、６０、６１とで定電流制御用基準電圧発生手段が構成されている。
【００２５】
スイッチ５９、６０、６１は制御回路６２で制御される。この具体例では、図７の０〜６時の第１の期間に第１の基準電圧用スイッチ５９がオンになり、６〜８時の第２の期間に第２の基準電圧用スイッチ６０がオンになり、８〜１０時の第３の期間に第３の基準電圧用スイッチ６１がオンになる。制御回路６２は図５に示すように比較器６６と基準電圧Ｖｒ　を供給する基準電圧源６７とカウンタ６８とから成る。比較器６６の正入力端子は蓄電池の電圧検出ライン１０に接続され、負入力端子は基準電圧源６７に接続されている。基準電圧Ｖｒ　は図７に示すように３８７．２Ｖに設定されている。比較器６６は、電圧検出ライン１０の蓄電池電圧Ｖｃ　が例えば図７の充電時間６、８、１０に示すように基準電圧Ｖｒ　に達した時に低レベル出力から高レベル出力に転換し、この転換に応答してカウンタ６８の出力値がインクリメントされる。カウンタ６８の出力端子０、１、２はライン６９、７０、７１によって第１、第２及び第３の基準電圧用スイッチ５９、６０、６１の制御端子に接続され、また出力端子３はライン７２によって出力電圧指令選択回路５４に含まれるスイッチ制御回路７３に接続されている。
【００２６】
図４の第２の回路５２は図７の１０〜１２時間の期間に示す定電圧充電制御を行うための回路であって、周知の第２の差動増幅器７４と定電圧制御用基準電圧源７５とから成る。第２の差動増幅器７４はオペアンプ７６と２つの抵抗７７、７８とから成る。オペアンプ７６の一方の入力端子は入力抵抗７７を介して電圧検出ライン１０に接続され、他方の入力端子は定電圧制御用基準電圧源７５に接続されている。定電圧制御用基準電圧源７５は図５の基準電圧源６７と同様に図７に示す基準電圧Ｖｒ　＝３８７．２Ｖを与えるものである。従って、基準電圧源７５を省いて基準電圧源６７を共用することができる。なお、図４では蓄電池３の電圧Ｖｃ　を直接に検出しているが、周知の分圧抵抗を介して検出し、分圧した値を第１及び第２の回路５１、５２に供給すること、及び基準電圧源６７、７５の電圧値を分圧比に応じて下げることができる。
第２の差動増幅器７４からは定電圧充電指令値として蓄電池電圧Ｖｃ　と基準電圧Ｖｒ　との差を示す信号即ち誤差信号が得られる。この第２の差動増幅器７４の出力端子は出力電圧指令選択回路５４の第２の指令選択スイッチＳ２　を介して出力電圧指令ライン１１に接続される。
【００２７】
第３の回路５３は蓄電池３の電流を零に制御するための第３の差動増幅器であって、オペアンプ７９と２つの抵抗８０、８１とから成る。オペアンプ７９の一方の入力端子は抵抗８０を介して電流検出器４に接続され、他方の入力端子は零電流を示す所定電位を与える手段としてのグランドに接続され、出力端子は第３の指令選択スイッチＳ３　を介して出力電圧指令ライン１１に接続されている。第３の回路５３からは零電流充電指令値が出力される。
【００２８】
出力電圧指令選択回路５４は第１、第２及び第３の指令選択スイッチＳ１　、Ｓ２　、Ｓ３　とその制御回路７３とから成る。制御回路７３は第１、第２及び第３の指令選択スイッチＳ１　、Ｓ２　、Ｓ３　を所定の順番でオン制御するために図５に示すように第１のＲＳフリップフロップ８２と、タイマ８３と、第１のトリガ回路８４と、第２のＲＳフリップフロップ８５と、第２のトリガ回路８８と、カレンダ−タイマ８９とから成る。
【００２９】
第１のＲＳフリップフロップ８２のセット入力端子Ｓはカレンダ−タイマ８９に接続され、リセット入力端子Ｒはカウンタ６８の出力ライン７２に接続されている。なお、カウンタ６８は３個の入力パルスを受け取った時にライン７２にパルス状出力を発生し、これによってリセットされると共に第１のＲＳフリップフロップ８２をリセットする。カレンダ−タイマ８９は、図１の電力変換装置の動作の開始に同期して充電開始信号を発生し、第１のＲＳフリップフロップ８２をセットする。例えば、図７の場合には、２２時等において蓄電池３の充電開始を示す信号を発生し、また、放電開始時刻及び放電終了時刻を示す信号を発生する。即ち、１日（２４時間）中に予め設定された充電開始時刻、放電開始時刻、放電終了時刻を示す信号を発生する。第１のＲＳフリップフロップ８２の出力端子は第１の指令選択スイッチＳ１　の制御端子に接続されている。従って、図７のｔ＝０からｔ＝１０の多段階定電流充電期間Ｔａ　において第１のＲＳフリップフロップ８２の出力が高レベルになり、第１の指令選択スイッチＳ１　がオンになる。
【００３０】
タイマ８３は図７のｔ＝１０からｔ＝１２までの定電圧充電期間Ｔｂ　を示すパルスを形成するものであって、カウンタ６８の最終段出力ライン７２に接続されている。図７のｔ＝１０時点でライン７２にパルスが発生すると、これによりタイマ８３がトリガされ、定電圧充電期間Ｔｂ　を示すパルスを形成して、第２の指令選択スイッチＳ２　の制御端子に送る。第２の指令選択スイッチＳ２　は期間Ｔｂ　だけオン状態になる。
【００３１】
零電流充電を指令するための第２のＲＳフリップフロップ８５のセット入力端子Ｓは第１のトリガ回路８４に接続されている。第１のトリガ回路８４はタイマ８３とカレンダータイマ８９との両方に接続され、図７のｔ＝１２時点でタイマ８３の出力パルスの後縁を示すパルスを形成し、これをトリガパルスとして第２のＲＳフリップフロップ８５のセット入力端子Ｓに供給する。第２のＲＳフリップフロップ８５の出力端子は第３の指令選択スイッチＳ３　の制御端子に接続されている。従って、図７のｔ＝１２時点で第３の指令選択スイッチＳ３　がオンになり、零電流充電制御が開始する。
零電流充電制御を終了させるためにカレンダータイマ８９は放電開始時刻に信号を発生し、第２のトリが回路８８に出力する。第２のトリガ回路８８は第２のＲＳフリップフロップ８５にリセット信号を付与して、第３の指令選択スイッチＳ３　がオフ状態になる。放電開始により、コンバータ２は停止し、蓄電池３から負荷へ電力を供給する。
また、カレンダータイマ８９は放電終了時刻に信号を発生し、第１のトリガ回路８４に出力する。第１のトリが回路８４は第２のＲＳフリップフロップ８５にセット信号を付与して第３の指令選択スイッチ５３がオン状態となる。即ち、零電流充電制御が再び開始する。その後、カレンダータイマ８９は充電開始時刻に信号を発生し、第２のトリガ回路８８と第１のＲＳフリップフロップ８２のセット端子Ｓに出力する。第２のトリガ回路８８は第２のＲＳフリップフロップ８５にセット信号を付与して、第３の指令選択スイッチＳ３がオフ状態になる。即ち、零電流充電制御が終了する。同時に第１の指令選択スイッチＳ１がオン状態になる。
【００３２】
【コンバータ基本動作】
コンバータ２は周知の昇圧型コンバータであるので、詳細な動作説明を省略し、動作の概要を説明する。例えば、第１のダイオードＤ１　が順方向バイアスされている時に第３のスイッチＱ３　がオンになると、第１相入力端子８ａ、第１のインダクタＬ１　、第１のダイオードＤ１　、第３のスイッチＱ３　、第２のインダクタＬ２　及び第２相入力端子８ｂの経路に電流が流れ、この電流が入力電流の波形改善及び力率改善に寄与すると共に、インダクタＬ１　、Ｌ２　に対するエネルギの蓄積に寄与する。第３のスイッチＱ３　がオフになると、第１及び第２相入力端子８ａ、８ｂ間の電圧にインダクタＬ１　、Ｌ２　の電圧が加算された電圧で蓄電池３が昇圧充電され、且つインバータ７が駆動される。
【００３３】
第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　のＰＷＭ制御信号Ｇ１　〜Ｇ６　のパルス幅を変えると、インダクタＬ１　、Ｌ２　、Ｌ３　の蓄積エネルギが変化し、コンバータ２の出力電圧即ち蓄電池３の充電電圧も変化する。
【００３４】
【充電動作】
図７のｔ＝０時点でカレンダータイマ８９が充電開始を示す信号を発生し、これが第２のトリガ回路８８と第１のＲＳフリップイフロップ８２のセット入力端子Ｓに供給される。第２のトリガ回路８８からトリガパルスが発生し、第２のＲＳフリップフロップ８２がリセットされ、第３の指令選択スイッチＳ３がオンになる。同時に第１の指令選択スイッチＳ１がオンになる。この時、図５のカウンタ６８はリセット状態にあり、出力ライン６９が高レベル状態にあり、図４の第１の基準電圧用スイッチ５９がオン状態にある。このため、図４の第１の回路５１の第１の差動増幅器５５は、電流検出信号Ｖｉ　と第１の基準電圧Ｅ１　との誤差信号を形成し、第１の指令選択スイッチＳ１　を介して図３の制御回路６の乗算器３７ａ、３７ｂ、３７ｃに送る。これにより、蓄電池３の充電電流Ｉｃ　を図７のｔ＝０〜ｔ＝６期間に示す１４０Ａ一定に保つ動作、即ち、電流検出信号Ｖｉ　を１４０Ａを示す第１の基準電圧Ｅ１　に保つ帰還制御が生じる。１４０Ａの定電流充電が進むと、蓄電池電圧Ｖｃ　は図７に示すように傾斜を有して増大する。
【００３５】
図７のｔ＝６時点で蓄電池電圧Ｖｃ　が基準電圧Ｖｒ　に達すると、図５の比較器６６からパルスが発生し、カウンタ６８がインクリメントし、出力ライン７０が高レベルになり、図４の第２の基準電圧用スイッチ６０がオンになり、８０Ａを示す第２の基準電圧Ｅ２　と電流検出信号Ｖｉ　とを同一にする定電流充電制御が開始する。ｔ＝６で充電電流Ｉｃ　を下げたために蓄電池電圧Ｖｃ　は低下し、その後増大する。
【００３６】
図７のｔ＝８時点で蓄電池電圧Ｖｃ　が基準電圧Ｖｒ　に再び達すると、図５の比較器６６からパルスが発生し、カウンタ６８がインクリメントし、ライン７１が高レベルとなり、図４の第３の基準電圧用スイッチ６１がオンになり、３０Ａを示す第３の基準電圧Ｅ３　と電流検出信号Ｖｉ　とを同一にする定電流充電制御が開始する。充電電流Ｉｃ　が３０Ａになると、蓄電池電圧Ｖｃ　は少し低下し、その後再び上昇する。
【００３７】
ｔ＝１０時点で蓄電池電圧Ｖｃ　が基準電圧Ｖｒ　に達すると、これを示すパルスが図５のカウンタ６８の出力ライン７２に得られ、このパルスが第１のＲＳフリップフロップ８２のリセット入力端子Ｒ及びタイマ８３に供給される。これにより、第１の指令選択スイッチＳ１　がオフになり、代って第２の指令選択スイッチＳ２　がオンになる。図７の定電圧充電期間Ｔｂ　には図４の第２の回路５２の出力が第２の指令選択スイッチＳ２　で選択されて図３の制御回路６に送られ、充電電圧が３８７．２Ｖの一定値に制御される。定電圧充電によって蓄電池３は満充電状態に徐々に近づくために充電電流Ｉｃ　は図７の定電圧充電期間Ｔｂ　に徐々に低下する。
【００３８】
ｔ＝１２時点でタイマ８３による定電圧充電期間Ｔｂ　の計時が終了すると、第２の指令選択スイッチＳ２　がオフ状態になり、且つトリガ回路８４からトリガパルスが発生して第２のＲＳフリップフロップ８５がセット状態となり、第３の指令選択スイッチＳ３　がオン状態になる。この結果、ｔ＝１２時点以後は図４の第３の回路５３の出力が第３の指令選択スイッチＳ３　を介して制御回路６に送られ、零電流充電状態にコンバータ２が制御される。零電流充電期間Ｔｃ　には蓄電池３の充電電圧が基準電圧Ｖｒ　よりも低い例えば３６０Ｖになる。
【００３９】
零電流充電状態において３相交流入力端子８からの電力供給が停止（停電）すると、蓄電池３の直流電圧がインバータ７で交流電圧に変換されて無停電負荷１３に対する電力供給が継続する。
【００４０】
本実施形態ではピークカット負荷１５を有するので、深夜電力によって蓄電池３を充電し、昼間の電力需要の多い時に蓄電池３からインバータ７とスイッチ１４の接点ｂを介してピークカット負荷１５に電力を供給することができる。なお、インバータ７からピークカット負荷１５に電力を供給しない時にはスイッチ１４を接点ａ側に投入して交流電源からピークカット負荷１５に電力を供給する。
ピークカット負荷１５に蓄電池３から電力を供給する時にはコンバータ２による蓄電池３の充電を停止させる。また、無停電負荷１３が要求する最小限の電力を残すように蓄電池３を放電させる。
【００４１】
本実施形態は次の効果を有する。
（１）　所定の充電終了後に蓄電池３にコンバータ２を接続した状態を保ちコンバータ２を零電流充電状態に制御するので、３相交流入力端子８が停電状態になった時に蓄電池３からインバータ７を介して無停電負荷１３に連続的に電力を供給することができる。従って、蓄電池３の過充電を防ぎ且つ停電時に無停電負荷１３に対して電力を連続的に供給することができる。
（２）　出力電圧指令値作成回路５に、第１、第２及び第３の回路５１、５２、５３を設け、これ等の出力を出力電圧指令選択回路５４で択一的に選択してコンバータ制御回路６に送る方式であるので、多段階定電流充電期間と定電圧充電期間と零電流充電期間とを容易且つ正確に得ることができる。
（３）　蓄電池３の充電と放電との繰返しによってピークカット負荷１５へ電力を供給し、電力需要の平均化を図ることができる。
（４）　カレンダ−タイマ８９を使用して蓄電池３の充電開始、放電開始、放電終了を制御するので、電力の有効利用を容易に達成することができる。
【００４２】
【第２の実施形態】
図８は第２の実施形態の電力変換装置１ａを示す。この電力変換装置１ａは、双方向変換器２ａと、蓄電池３と、電流検出器４と、出力電圧指令値作成回路５と、コンバータ制御回路６と、インバータ制御回路９０と、切換スイッチ９１とから成る。
【００４３】
双方向変換器２ａの主回路は図２のコンバータ２と同一である。図２のコンバータ２に含まれているスイッチ回路２０は周知のようにコンバータとインバータとの両方に使用可能である。双方向変換器２ａの交流側端子は３相交流入力端子８と無停電負荷１３との両方に接続されている。双方向変換器２ａの直流側端子には蓄電池３が接続されている。従って、正常時には無停電負荷１３に３相交流入力端子８から電力が供給され、停電時に蓄電池３の直流が双方向変換器２ａで交流に変換され、これが無停電負荷１３に供給される。
【００４４】
図８の電流検出器４、出力電圧指令値作成回路５、コンバータ制御回路６は、図１で同一符号で示すものと実質的に同一である。図８では新たにインバータ制御回路９０と切換スイッチ９１とが設けられている。インバータ制御回路９０は双方向変換器２ａをインバータ動作即ちＤＣ−ＡＣ変換動作させるための周知の制御信号を形成するための回路である。非停電時にはコンバータ制御回路６が切換スイッチ９１の接点ａを介して双方向変換器２ａに接続され、停電時にはインバータ制御回路９０が切換スイッチ９１の接点ｂを介して双方向変換器２ａに接続される。切換スイッチ９１は３相交流入力端子８に接続された図示されていない周知の停電検出回路によって切換制御される。なお、図８ではコンバータ制御回路６とインバータ制御回路９０とを独立に示しているが、鋸波発生器、比較器等の共通に使用可能なものを共用する構成に変形できる。
【００４５】
図８の実施形態によれば、双方向変換器２ａを使用することによって電力変換装置１ａの構成を図１に比べて簡単にすることができる。また、図８において出力電圧指令値作成回路５は図４と同一に構成されているので、この点で第１の実施形態と同一の効果が得られる。
【００４６】
【第３の実施形態】
図９は第３の実施形態の電力変換装置１ｂを示す。この電力変換装置１ｂは、図１の電力変換装置１からインバータ７を除去し、コンバータ２と蓄電池３を無停電直流負荷１３ａに接続した点において図１と相違し、この他の点は図１と同一である。従って、図９の電力変換装置１ｂによっても第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００４７】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）　コンバータ２の第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　を図６に示すように入力電圧の正弦波の１周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、図１０に示すように特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。図１０においてＶｕ　、Ｖｖ　、Ｖｗ　は３相交流入力端子８ａ、８ｂ、８ｃの相電圧を示し、Ｇ１　、Ｇ２　、Ｇ３　、Ｇ４　、Ｇ５　、Ｇ６　は第１〜第６のスイッチＱ１　〜Ｑ６　のゲート制御信号を示す。また、ゲート制御信号Ｇ１　〜Ｇ６　のＳＷは高周波（例えば２０ｋＨｚ　）のオン・オフ動作を示し、オフは連続的オフを示す。図１０では同一期間に少なくとも２相のみがオン・オフ制御されている。今、相電圧Ｖｕ　を基準してスイッチＱ１　〜Ｑ６　のオン・オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期間Ｔ１　では第２及び第６のスイッチＱ２　、Ｑ６　をオン・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ２　では第３及び第５のスイッチＱ３　、Ｑ５　をオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ３　では第２及び第４のスイッチＱ２　、Ｑ４　をオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ４　では第１及び第５のスイッチＱ１　、Ｑ５　をオン・オフ動作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ５　では第４及び第６のスイッチＱ４　、Ｑ６　をオン・オフ動作させる。また、３００〜３６０度の第６の期間Ｔ６　では第１及び第３のスイッチＱ１　、Ｑ３　をオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のスイッチＱ１　を第５の期間Ｔ５　でオン・オフ動作、第２のスイッチＱ２　を第２の期間Ｔ２　でオン・オフ動作、第３のスイッチＱ３　を第１の期間Ｔ１　でオン・オフ動作、第４のスイッチＱ４　を第４の期間Ｔ４　でオン・オフ動作、第５のスイッチＱ５　を第３の期間Ｔ３　でオン・オフ動作、第６のスイッチＱ６　を第６の期間Ｔ６　でオン・オフ動作させる。
（２）　出力電圧指令値作成回路５及びコンバ−タ制御回路６及びインバータ制御回路９０の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３）　コンバータ２及びインバータ７を単相回路に構成できる。
（４）　図２において、コンバータ２の回路を種々変形できる。例えば下半分のスイッチＱ２　、Ｑ４　、Ｑ６　を省くことができる。
（５）　スイッチＱ１　〜Ｑ６　をＦＥＴ等の別の半導体スイッチにすることができる。また、ダイオードＤ１　〜Ｄ６　をスイッチＱ１　〜Ｑ６　に内蔵させることができる。
（６）　電流検出器をホール素子（磁電変換素子）等を使用した電流検出器にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示すブロック図である。
【図２】図１のコンバータを詳しく示す回路図である。
【図３】図２のコンバータ制御回路を詳しく示す回路図である。
【図４】図１の出力電圧指令値作成回路を詳しく示す回路図である。
【図５】図４の２つの制御回路を詳しく示す回路図である。
【図６】図３の３つの比較器の入力と第１〜第６の制御信号とを原理的に示す図である。
【図７】図１の蓄電池の充電電流と電圧との変化を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態の電力変換装置を示すブロック図である。
【図９】第３の実施形態の電力変換装置を示すブロック図である。
【図１０】変形例のスイッチ制御信号を示す波形図である。
【符号の説明】
２　コンバータ
２ａ　双方向変換器
３　蓄電池
４　電流検出器
５　出力電圧指令値作成回路
６　コンバータ制御回路
７　インバータ
１３　無停電負荷[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter suitable for supplying power to a load without interruption.
[0002]
[Prior art]
A power storage device including a converter for converting AC power into DC power and a storage battery charged by the output of the converter is widely used. Generally, electric power stored in a storage battery is converted into AC by an inverter and supplied to a load.
[0003]
In a typical method of charging a storage battery, the battery is charged to a desired constant voltage level by constant current charging and then charged at a constant voltage.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, if the constant voltage charging state continues for a long time after the end of the constant current charging, a minute charging current continues to flow, resulting in an overcharged state and shortening the life of the storage battery. In order to solve this kind of problem, a method is known in which a storage battery is separated from a charging circuit by a switch after charging is completed. According to this method, overcharging is certainly prevented. However, this method is not suitable for an uninterruptible power supply. Further, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Sho 62-165881, for example, a method is known in which a storage battery is charged in multiple stages and the charging current is finally reduced to zero. In this type of system, if the charging voltage is lower than the voltage of the storage battery, power cannot be directly supplied to the load via the charging circuit, and a state in which power is supplied from the storage battery to the load occurs. It may be in a discharged state, leading to insufficient charging.
Further, cost reduction of the power supply device for the uninterruptible load is required.
[0005]
Therefore, an object of the present invention is to provide a power converter capable of preventing overcharge of a storage battery and continuing to supply power from an AC-DC converter to a load. Another object of the present invention is to provide a power conversion device that can prevent overcharge of a storage battery and can achieve power supply to an uninterruptible load with a simple configuration.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention for solving the above problems and achieving the above object includes a converter for converting an AC voltage to a DC voltage with an on / off operation of a conversion switch, and a storage battery connected to an output terminal of the converter. An inverter connected to both the output terminal of the converter and the storage battery; a current detector for detecting a current flowing through the storage battery; and a multi-stage determination of the storage battery based on an output of the current detector. Output voltage command value generating means for generating an output voltage command value for multi-stage constant current charging for current charging and an output voltage command value for zero charging current for reducing the charging current of the storage battery to zero, and sequentially outputting them. Controlling the converter to convert an AC voltage to a DC voltage, and converting the converter so that a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value creating means is obtained. Controlling the converter - are those related to the power conversion device having a storage battery consisting of a motor control circuit.
[0007]
As described in claim 2, an AC power supply terminal to which a load is connected, an AC terminal connected to the AC power supply terminal and the load, and a DC terminal for inputting and outputting a DC voltage are provided. And a function of converting the AC voltage supplied to the AC terminal into a DC voltage with an on / off operation of a conversion switch and outputting the DC voltage to the DC terminal, and converting the DC voltage supplied to the DC terminal. A bidirectional converter having a function of converting the voltage into an AC voltage with an on / off operation of a switch for output to the AC terminal, and a storage battery connected to the DC terminal of the bidirectional converter A current detector for detecting a current flowing through the storage battery; an output voltage command value for multi-stage constant current charging for multi-stage constant current charging of the storage battery based on an output of the current detector; and the storage battery Charge current And output voltage command value generating means for sequentially outputting, and controlling the bidirectional converter to convert an AC voltage to a DC voltage, and The first function of controlling the bidirectional converter so that a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value creating means is obtained, and power supply from the AC power supply terminal to the load becomes impossible. Sometimes, a control circuit having a second function of converting a DC voltage of the storage battery to an AC voltage and supplying the AC voltage to the load can constitute a power converter having a storage battery.
According to a third aspect of the present invention, there is provided a converter for converting an AC voltage to a DC voltage with an ON / OFF operation of a conversion switch, a storage battery connected to an output terminal of the converter, and a load connected to the converter. Means for connecting both an output terminal and the storage battery, a current detector for detecting a current flowing through the storage battery, and multi-stage constant current charging of the storage battery based on an output of the current detector. An output voltage command value creating means for creating an output voltage command value for multi-stage constant current charging and an output voltage command value for zero charging current for making the charging current of the storage battery zero, and sequentially outputting the output voltage command value; A converter for controlling the converter so as to convert the DC voltage into a DC voltage, and controlling the converter so that a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value generating means is obtained. It is possible to configure a power conversion device having a battery by a control circuit.
It is desirable to provide a constant voltage charging period.
Further, it is desirable that an output voltage command value creating means is configured.
[0008]
【The invention's effect】
According to the invention of each claim of the present application, the DC output voltage of the converter or the bidirectional converter is controlled so that the charging current does not substantially flow after the multi-stage constant current charging of the storage battery. Thus, the storage battery can be charged to a state of being fully charged or close to this, and overcharging can be prevented. In addition, the state of charge of the storage battery and the state of zero-current charge of the storage battery can be obtained while continuing to supply power to the load.
According to the second aspect of the present invention, it is possible to charge the storage battery to a state of being fully charged or close to this state, to prevent overcharging, and to simplify the configuration of the power supply device to the uninterruptible load. The cost can be reduced.
Further, according to the invention of claim 4, the storage battery can be set to the optimal charging state.
According to the invention of claim 5, the output of the first, second, and third differential amplifiers is selected to form an output voltage command value, and the converter or the bidirectional converter is controlled based on the output voltage command value. Therefore, multi-stage constant current charging, constant voltage charging, and zero current charging state can be obtained relatively easily.
[0009]
[First Embodiment]
Next, a power conversion device having a storage battery according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
[0010]
As shown in FIG. 1, a power converter 1 according to the first embodiment includes an AC-DC converter, that is, a converter 2, a storage battery 3, a current detector 4, an output voltage command value creation circuit 5, a converter control circuit, 6 and a DC-AC converter, that is, an inverter 7.
The converter 2 is connected to a three-phase AC input terminal 8 for supplying a 50 Hz sine wave AC voltage, for example. The storage battery 3 and the inverter 7 are connected to the converter 2 respectively. The current detector 4 detects a current flowing in the charge / discharge line 9 of the storage battery 3. The output voltage command value generating circuit 5 is configured to output a converter output voltage command for supplying a desired charging current based on the output of the current detector 4 and the voltage of the voltage detection line 10 connected to the storage battery 3 as shown in FIG. Create a value and send it to converter control circuit 6 via line 11. Converter control circuit 6 controls a switch included in converter 2 so that a desired output voltage is obtained from converter 2. The output terminal 12 of the inverter 7 is connected to an uninterruptible load 13 and to a peak cut load 15 via a changeover switch 14.
[0011]
FIG. 2 shows an example of the converter 2. The converter 2 can be called a three-phase switching rectifier circuit, and includes a switch circuit 20, first, second, and third inductors L1, L2, L3, a high-frequency component removing filter 21, A well-known circuit including first, second and third current detectors 22a, 22b and 22c, wherein three-phase alternating current supplied to first, second and third phase input terminals 8a, 8b and 8c It converts the voltage to a DC voltage and sends the DC voltage to a pair of output lines 23a, 23b.
Note that a well-known auxiliary circuit 24 such as a smoothing circuit, a backflow prevention circuit, or a soft switching circuit can be connected to the pair of output lines 23a and 23b as shown by a dotted line in FIG.
[0012]
The switch circuit 20 includes first, second, third, fourth, fifth, and sixth diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 connected in a three-phase bridge, and first to sixth diodes. The first, second, third, fourth, fifth, and sixth switches Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 are connected in parallel in the reverse direction to D1 to D6, respectively. Although the first to sixth switches Q1 to Q6 are shown as insulated gate bipolar transistors or IGBTs in FIG. 2, other controllable semiconductor switches such as FETs and transistors can be used instead.
[0013]
The control terminals (gates) of the first to sixth switches Q1 to Q6 are not shown in the first to sixth control signal lines 25, 26, 27, 28, 29, 30 of the converter control circuit 6. Connected via drive circuit. The interconnection point 31 of the first and second diodes D1, D2, the interconnection point 32 of the third and fourth diodes D3, D4, and the interconnection point of the fifth and sixth diodes D5, D6 of the switch circuit 20. 33 is connected to the first, second and third phase AC terminals 8a, 8b, 8c via inductors L1, L2, L3, respectively. The cathodes of the first, third, and fifth diodes D1, D3, D5 are connected to one DC line 23a, and the anodes of the second, fourth, and sixth diodes D2, D4, D6 are connected to the other DC line 23b. It is connected to the. The high-frequency component removing filter 21 includes capacitors C1, C2, and C3, and removes high-frequency components based on on / off of the first to sixth switches Q1 to Q6 at high frequencies (for example, 20 to 100 kHz).
[0014]
The converter control circuit 6 turns on the first to sixth switches Q1 to Q6 so that a DC output voltage satisfying the output voltage command value given on the line 11 is obtained between the pair of DC lines 23a and 23b. It has a function of turning off and a function of turning on and off the first to sixth switches Q1 to Q6 so that the current passing through the AC terminals 8a, 8b, 8c approximates a sine wave.
[0015]
In order to obtain the above function of the converter control circuit 6, the output voltage command value generating circuit 5 of FIG. 1 is connected to the converter control circuit 6 by a line 11 and the current is controlled by lines 34a, 34b and 34c. The detectors 22a, 22b, 22c are connected, and the three-phase AC terminals 8a, 8b, 8c are connected by lines 35a, 35b, 35c.
[0016]
The current detectors 22a, 22b and 22c send a voltage value proportional to the current flowing through the AC terminals 8a, 8b and 8c to the converter control circuit 6.
In FIG. 2, three current detectors 22a, 22b, and 22c are provided, and three voltage detection lines 35a, 35b, and 35c are provided, but two-phase currents and voltages selected from three phases are detected. The current may be sent to the converter control circuit 6 so that the remaining one-phase current and voltage may be combined and formed.
[0017]
As shown schematically in FIG. 3, the converter control circuit 6 includes first, second, and third phase voltage detection circuits 36a, 36b, 36c, and first, second, and third multipliers 37a, 37b. , 37c, first, second, and third subtractors 38a, 38b, 38c, first, second, and third comparators 39a, 39b, 39c, and first, second, and third inversions. It has signal forming circuits 40a, 40b, 40c and a sawtooth generator 41.
[0018]
The first, second, and third phase voltage detection circuits 36a, 36b, 36c are connected to the voltage detection lines 35a, 35b, 35c, and convert the first, second, and third phase voltages of the AC terminals 8a, 8b, 8c. The corresponding three-phase reference sine wave voltages Va, Vb, and Vc are output.
The first, second and third multipliers 37a, 37b and 37c are provided for the first, second and third phase reference sine obtained from the first, second and third voltage detection circuits 36a, 36b and 36c. The waves Va, Vb, and Vc are multiplied by the output voltage command value Vd of the line 11 to generate first, second, and third phase command values Va ', Vb', and Vc '. The first, second, and third phase command values Va ', Vb', Vc 'are obtained by modulating the amplitudes of the first, second, and third reference sine waves Va, Vb, Vc with the output voltage command value Vd. Equivalent to.
[0019]
The first, second and third subtractors 38a, 38b and 38c are provided with sinusoidal first, second and third phases obtained from the first, second and third multipliers 37a, 37b and 37c. The first, second, and third phase current detection values of the lines 34a, 34b, 34c are subtracted from the command values Va ', Vb', Vc ', and the first, second, and third switches that indicate the difference therebetween. The control command values V1, V2, V3 are formed. The first, second, and third switch control command values V1, V2, and V3 change in a sine wave shape in synchronization with the voltages of the AC terminals 8a, 8b, and 8c as shown in FIG.
[0020]
The sawtooth wave generator 41 can be called a carrier generator, and has a frequency of 20 to 100 kHz, which is sufficiently higher than the frequency of the AC voltage of the AC terminals 8a, 8b, 8c, for example, 20 Hz. ) Is generated. Note that the sawtooth wave generator 41 can be replaced with a triangular wave generator. The amplitude of the sawtooth wave voltage Vt is set so as to cross the first, second and third phase switch control command values V1, V2 and V3.
[0021]
The first, second, and third comparators 39a, 39b, 39c are provided with first, second, and third switch control commands obtained from the first, second, and third subtractors 38a, 38b, 38c. The values V1, 2, and V3 are compared with the sawtooth wave voltage Vt of the sawtooth wave generator 41, and the first, third, and fifth switch controls composed of the PWM signals shown in FIGS. The signals G1, G3, G5 are formed.
[0022]
The inverted signal forming circuits 40a, 40b, and 40c are connected to the first, second, and third comparators 39a, 39b, and 39c, respectively, and the first, third, and third signals shown in FIGS. The second, fourth, and sixth switch control signals G2, G4, and G6 shown in FIGS. 6C, 6E, and 6G are formed from the fifth switch control signals G1, G3, and G5. Note that it is desirable to provide a known dead time between the first, third, and fifth switch control signals G1, G3, G5 and the second, fourth, and sixth switch control signals G2, G4, G6. .
The first to sixth switch control signals G1 to G6 of the output lines 25, 26, 27, 28, 29, and 30 in FIG. 3 are transmitted through first to sixth switches Q1 to Q1 through a drive circuit (not shown). It is supplied between the control terminal of Q6 and the emitter.
[0023]
FIG. 4 shows details of the output voltage command value creation circuit 5 together with the storage battery 3 and the current detector 4.
The output voltage command value creation circuit 5 is roughly composed of first, second and third circuits 51, 52, 53 and an output voltage command selection circuit 54.
[0024]
The first circuit 51 can be called a multi-stage constant current charging command value creation circuit, and includes a first differential amplifier 55, and first, second, and third circuits that provide E1, E2, and E3. , Constant current control reference voltage sources 56, 57, 58, first, second, and third reference voltage switches 59, 60, 61, and a control circuit 62. The first differential amplifier 55 is a known circuit including an operational amplifier 63 and two resistors 64 and 65. One input terminal of the operational amplifier 63 is connected to the current detector 4 via the input resistor 64, and the other input terminal is connected to the first or second reference voltage switch 59 or 60 or 61 via the first or second or third reference voltage switch 59. Alternatively, it is connected to the second or third constant current control reference voltage source 56 or 57 or 58. The first differential amplifier 55 outputs a signal E1−Vi indicating a difference between the first, second or third constant current control reference voltage E1 or E2 or E3 and the current detection signal Vi obtained from the current detector 4. Alternatively, E2-Vi or E3-Vi is output as a multi-step constant current charging command value. In this specific example, the first constant current control reference voltage E1 indicates a value corresponding to a charging current of 140 A, the second constant current control reference voltage E2 indicates a value corresponding to a charging current of 80 A, Is a value corresponding to a charging current of 30 A. Accordingly, the first, second and third constant current control reference voltages E1, E2, E3 gradually decrease in this order.
The first, second and third constant current control reference voltage sources 56, 57 and 58 and the first, second and third reference voltage switches 59, 60 and 61 are connected to a constant current control reference voltage. A generating means is configured.
[0025]
The switches 59, 60, 61 are controlled by a control circuit 62. In this specific example, the first reference voltage switch 59 is turned on during the first period from 0 to 6:00 in FIG. 7, and the second reference voltage switch 60 is turned on during the second period from 6 to 8:00. The switch 61 is turned on, and the third reference voltage switch 61 is turned on during a third period from 8 to 10 o'clock. As shown in FIG. 5, the control circuit 62 includes a comparator 66, a reference voltage source 67 for supplying a reference voltage Vr, and a counter 68. The positive input terminal of the comparator 66 is connected to the voltage detection line 10 of the storage battery, and the negative input terminal is connected to the reference voltage source 67. The reference voltage Vr is set to 387.2 V as shown in FIG. The comparator 66 switches from a low-level output to a high-level output when the storage battery voltage Vc of the voltage detection line 10 reaches the reference voltage Vr, for example, as shown in charging times 6, 8, and 10 in FIG. In response, the output value of the counter 68 is incremented. The output terminals 0, 1, 2 of the counter 68 are connected by lines 69, 70, 71 to the control terminals of the first, second and third reference voltage switches 59, 60, 61, and the output terminal 3 is connected to the line 72. Is connected to a switch control circuit 73 included in the output voltage command selection circuit 54.
[0026]
The second circuit 52 in FIG. 4 is a circuit for performing the constant voltage charging control shown in the period of 10 to 12 hours in FIG. 7, and includes a well-known second differential amplifier 74 and a constant voltage control reference voltage source. 75. The second differential amplifier 74 includes an operational amplifier 76 and two resistors 77 and 78. One input terminal of the operational amplifier 76 is connected to the voltage detection line 10 via an input resistor 77, and the other input terminal is connected to a reference voltage source 75 for constant voltage control. The constant voltage control reference voltage source 75 supplies the reference voltage Vr = 387.2 V shown in FIG. 7 similarly to the reference voltage source 67 of FIG. Therefore, the reference voltage source 67 can be shared by omitting the reference voltage source 75. In FIG. 4, the voltage Vc of the storage battery 3 is directly detected. However, the voltage Vc is detected via a known voltage dividing resistor, and the divided value is supplied to the first and second circuits 51 and 52. In addition, the voltage values of the reference voltage sources 67 and 75 can be reduced according to the division ratio.
From the second differential amplifier 74, a signal indicating a difference between the storage battery voltage Vc and the reference voltage Vr, that is, an error signal is obtained as a constant voltage charging command value. The output terminal of the second differential amplifier 74 is connected to the output voltage command line 11 via the second command selection switch S2 of the output voltage command selection circuit 54.
[0027]
The third circuit 53 is a third differential amplifier for controlling the current of the storage battery 3 to zero, and includes an operational amplifier 79 and two resistors 80 and 81. One input terminal of the operational amplifier 79 is connected to the current detector 4 via the resistor 80, the other input terminal is connected to the ground as a means for applying a predetermined potential indicating zero current, and the output terminal is connected to the third command selection. It is connected to the output voltage command line 11 via the switch S3. The third circuit 53 outputs a zero-current charge command value.
[0028]
The output voltage command selection circuit 54 includes first, second, and third command selection switches S1, S2, S3 and a control circuit 73 thereof. As shown in FIG. 5, the control circuit 73 controls the first, second and third command selection switches S1, S2 and S3 to turn on in a predetermined order. It comprises a first trigger circuit 84, a second RS flip-flop 85, a second trigger circuit 88, and a calendar-timer 89.
[0029]
The set input terminal S of the first RS flip-flop 82 is connected to the calendar timer 89, and the reset input terminal R is connected to the output line 72 of the counter 68. Note that the counter 68 generates a pulsed output on line 72 upon receiving three input pulses, thereby resetting and resetting the first RS flip-flop 82. The calendar timer 89 generates a charge start signal in synchronization with the start of the operation of the power converter of FIG. 1, and sets the first RS flip-flop 82. For example, in the case of FIG. 7, a signal indicating the start of charging of the storage battery 3 is generated at 22:00 or the like, and a signal indicating the discharge start time and the discharge end time is generated. That is, a signal indicating a preset charge start time, discharge start time, and discharge end time during one day (24 hours) is generated. The output terminal of the first RS flip-flop 82 is connected to the control terminal of the first command selection switch S1. Accordingly, the output of the first RS flip-flop 82 goes high during the multi-stage constant current charging period Ta from t = 0 to t = 10 in FIG. 7, and the first command selection switch S1 is turned on.
[0030]
The timer 83 forms a pulse indicating a constant voltage charging period Tb from t = 10 to t = 12 in FIG. 7 and is connected to the final stage output line 72 of the counter 68. When a pulse is generated on the line 72 at time t = 10 in FIG. 7, this triggers the timer 83 to form a pulse indicating the constant voltage charging period Tb and send it to the control terminal of the second command selection switch S2. The second command selection switch S2 is turned on for the period Tb.
[0031]
The set input terminal S of the second RS flip-flop 85 for instructing zero-current charging is connected to the first trigger circuit 84. The first trigger circuit 84 is connected to both the timer 83 and the calendar timer 89, and forms a pulse indicating the trailing edge of the output pulse of the timer 83 at time t = 12 in FIG. To the set input terminal S of the RS flip-flop 85. The output terminal of the second RS flip-flop 85 is connected to the control terminal of the third command selection switch S3. Accordingly, at time t = 12 in FIG. 7, the third command selection switch S3 is turned on, and the zero-current charging control is started.
To end the zero-current charging control, the calendar timer 89 generates a signal at the discharge start time, and the second bird outputs the signal to the circuit 88. The second trigger circuit 88 applies a reset signal to the second RS flip-flop 85, and the third command selection switch S3 is turned off. By the start of discharging, converter 2 stops and supplies power from storage battery 3 to the load.
Further, the calendar timer 89 generates a signal at the discharge end time, and outputs the signal to the first trigger circuit 84. The first bird circuit 84 applies a set signal to the second RS flip-flop 85, and the third command selection switch 53 is turned on. That is, the zero current charging control starts again. Thereafter, the calendar timer 89 generates a signal at the charging start time, and outputs the signal to the second trigger circuit 88 and the set terminal S of the first RS flip-flop 82. The second trigger circuit 88 applies a set signal to the second RS flip-flop 85, and the third command selection switch S3 is turned off. That is, the zero-current charging control ends. At the same time, the first command selection switch S1 is turned on.
[0032]
[Converter basic operation]
Since converter 2 is a well-known step-up converter, a detailed description of the operation is omitted, and an outline of the operation will be described. For example, if the third switch Q3 is turned on while the first diode D1 is forward biased, the first phase input terminal 8a, the first inductor L1, the first diode D1, the third switch Q3, A current flows in the path between the second inductor L2 and the second phase input terminal 8b, and this current contributes to the improvement of the input current waveform and the power factor, and also to the accumulation of energy in the inductors L1, L2. When the third switch Q3 is turned off, the storage battery 3 is boosted and charged with the voltage obtained by adding the voltage between the inductors L1 and L2 to the voltage between the first and second phase input terminals 8a and 8b, and the inverter 7 is driven. You.
[0033]
When the pulse widths of the PWM control signals G1 to G6 of the first to sixth switches Q1 to Q6 are changed, the energy stored in the inductors L1, L2, L3 changes, and the output voltage of the converter 2, that is, the charging voltage of the storage battery 3 also changes. I do.
[0034]
[Charging operation]
At time t = 0 in FIG. 7, the calendar timer 89 generates a signal indicating the start of charging, and this signal is supplied to the second trigger circuit 88 and the set input terminal S of the first RS flip-flop 82. A trigger pulse is generated from the second trigger circuit 88, the second RS flip-flop 82 is reset, and the third command selection switch S3 is turned on. At the same time, the first command selection switch S1 is turned on. At this time, the counter 68 in FIG. 5 is in a reset state, the output line 69 is in a high level state, and the first reference voltage switch 59 in FIG. 4 is in an on state. For this reason, the first differential amplifier 55 of the first circuit 51 of FIG. 4 forms an error signal between the current detection signal Vi and the first reference voltage E1, and outputs the error signal via the first command selection switch S1. It is sent to the multipliers 37a, 37b, 37c of the control circuit 6 in FIG. Thereby, the operation of keeping the charging current Ic of the storage battery 3 constant at 140A shown in the period from t = 0 to t = 6 in FIG. 7, that is, the feedback control of keeping the current detection signal Vi at the first reference voltage E1 showing 140A is performed. Occurs. As the constant current charging of 140 A proceeds, the storage battery voltage Vc increases with a slope as shown in FIG.
[0035]
When the battery voltage Vc reaches the reference voltage Vr at time t = 6 in FIG. 7, a pulse is generated from the comparator 66 in FIG. 5, the counter 68 is incremented, the output line 70 becomes high, and the output line 70 in FIG. The second reference voltage switch 60 is turned on, and constant current charging control for making the second reference voltage E2 indicating 80A equal to the current detection signal Vi starts. At t = 6, since the charging current Ic is lowered, the storage battery voltage Vc decreases, and then increases.
[0036]
When the battery voltage Vc reaches the reference voltage Vr again at t = 8 in FIG. 7, a pulse is generated from the comparator 66 in FIG. 5, the counter 68 is incremented, the line 71 becomes high, and the third line in FIG. The reference voltage switch 61 is turned on, and constant current charging control for making the third reference voltage E3 indicating 30A and the current detection signal Vi the same starts. When the charging current Ic reaches 30 A, the storage battery voltage Vc slightly decreases and then increases again.
[0037]
When the battery voltage Vc reaches the reference voltage Vr at time t = 10, a pulse indicating this is obtained on the output line 72 of the counter 68 in FIG. 5, and this pulse is output to the reset input terminal R and the reset input terminal R of the first RS flip-flop 82. It is supplied to the timer 83. As a result, the first command selection switch S1 is turned off, and the second command selection switch S2 is turned on instead. During the constant voltage charging period Tb in FIG. 7, the output of the second circuit 52 in FIG. 4 is selected by the second command selection switch S2 and sent to the control circuit 6 in FIG. 3, and the charging voltage is constant at 387.2V. Controlled by value. Since the storage battery 3 gradually approaches the fully charged state by the constant voltage charging, the charging current Ic gradually decreases during the constant voltage charging period Tb in FIG.
[0038]
When the timer 83 finishes measuring the constant voltage charging period Tb at time t = 12, the second command selection switch S2 is turned off, and a trigger pulse is generated from the trigger circuit 84 to generate the second RS flip-flop 85. Is set, and the third command selection switch S3 is turned on. As a result, after t = 12, the output of the third circuit 53 of FIG. 4 is sent to the control circuit 6 via the third command selection switch S3, and the converter 2 is controlled to the zero current charging state. During the zero current charging period Tc, the charging voltage of the storage battery 3 becomes lower than the reference voltage Vr, for example, 360V.
[0039]
When the power supply from the three-phase AC input terminal 8 is stopped (power failure) in the zero-current charging state, the DC voltage of the storage battery 3 is converted into an AC voltage by the inverter 7 and the power supply to the uninterruptible load 13 is continued.
[0040]
In the present embodiment, since the storage battery 3 has the peak cut load 15, the storage battery 3 is charged with the power at midnight, and the power is supplied from the storage battery 3 to the peak cut load 15 via the contact b between the inverter 7 and the switch 14 when the power demand in the daytime is large. can do. When power is not supplied from the inverter 7 to the peak cut load 15, the switch 14 is turned on to the contact a side to supply power to the peak cut load 15 from the AC power supply.
When power is supplied from the storage battery 3 to the peak cut load 15, the charging of the storage battery 3 by the converter 2 is stopped. In addition, the storage battery 3 is discharged so that the minimum power required by the uninterruptible load 13 is left.
[0041]
This embodiment has the following effects.
(1) Since the converter 2 is controlled to the zero-current charging state while maintaining the state where the converter 2 is connected to the storage battery 3 after the end of predetermined charging, the inverter 7 is switched from the storage battery 3 when the three-phase AC input terminal 8 is in a power failure state. The power can be continuously supplied to the uninterruptible load 13 via the power supply. Therefore, it is possible to prevent overcharge of the storage battery 3 and to continuously supply power to the uninterruptible load 13 at the time of a power failure.
(2) First, second, and third circuits 51, 52, and 53 are provided in the output voltage command value creation circuit 5, and these outputs are selectively selected by the output voltage command selection circuit 54, and the converter is selected. Since it is a method of sending to the control circuit 6, a multi-stage constant current charging period, a constant voltage charging period, and a zero current charging period can be easily and accurately obtained.
(3) Electric power is supplied to the peak cut load 15 by repetition of charging and discharging of the storage battery 3, and power demand can be averaged.
(4) Since the start of charging, the start of discharging, and the end of discharging of the storage battery 3 are controlled using the calendar timer 89, effective use of electric power can be easily achieved.
[0042]
[Second embodiment]
FIG. 8 shows a power converter 1a according to the second embodiment. The power conversion device 1a includes a bidirectional converter 2a, a storage battery 3, a current detector 4, an output voltage command value creation circuit 5, a converter control circuit 6, an inverter control circuit 90, and a changeover switch 91. Become.
[0043]
The main circuit of the bidirectional converter 2a is the same as the converter 2 of FIG. The switch circuit 20 included in the converter 2 of FIG. 2 can be used for both the converter and the inverter as is well known. The AC side terminal of the bidirectional converter 2a is connected to both the three-phase AC input terminal 8 and the uninterruptible load 13. The storage battery 3 is connected to the DC side terminal of the bidirectional converter 2a. Therefore, during normal operation, power is supplied from the three-phase AC input terminal 8 to the uninterruptible load 13, and the DC of the storage battery 3 is converted into AC by the bidirectional converter 2 a during a power outage, and is supplied to the uninterruptible load 13.
[0044]
The current detector 4, output voltage command value creation circuit 5, and converter control circuit 6 in FIG. 8 are substantially the same as those shown in FIG. In FIG. 8, an inverter control circuit 90 and a changeover switch 91 are newly provided. The inverter control circuit 90 is a circuit for generating a well-known control signal for causing the bidirectional converter 2a to perform an inverter operation, that is, a DC-AC conversion operation. At the time of non-power failure, converter control circuit 6 is connected to bidirectional converter 2a via contact a of switch 91, and at the time of power failure, inverter control circuit 90 is connected to bidirectional converter 2a via contact b of switch 91. You. The changeover switch 91 is controlled by a known power failure detection circuit (not shown) connected to the three-phase AC input terminal 8. Although the converter control circuit 6 and the inverter control circuit 90 are shown independently in FIG. 8, the structure can be modified to share a commonly used device such as a sawtooth generator and a comparator.
[0045]
According to the embodiment of FIG. 8, the configuration of the power converter 1a can be simplified as compared with FIG. 1 by using the bidirectional converter 2a. In FIG. 8, the output voltage command value generating circuit 5 is configured in the same manner as in FIG. 4, so that the same effect as in the first embodiment can be obtained in this point.
[0046]
[Third Embodiment]
FIG. 9 shows a power converter 1b according to the third embodiment. The power converter 1b differs from FIG. 1 in that the inverter 7 is removed from the power converter 1 of FIG. 1 and the converter 2 and the storage battery 3 are connected to an uninterruptible DC load 13a. Is the same as Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained by the power converter 1b of FIG.
[0047]
[Modification]
The present invention is not limited to the above embodiment, and for example, the following modifications are possible.
(1) As shown in FIG. 10, the first to sixth switches Q1 to Q6 of the converter 2 are not turned on / off at a high frequency during the entire period of one cycle of the sine wave of the input voltage as shown in FIG. It can be modified to turn on and off only during a specified period. In FIG. 10, Vu, Vv, and Vw indicate phase voltages of the three-phase AC input terminals 8a, 8b, and 8c, and G1, G2, G3, G4, G5, and G6 are gate controls of the first to sixth switches Q1 to Q6. Indicates a signal. The SW of the gate control signals G1 to G6 indicates a high frequency (for example, 20 kHz) on / off operation, and the off indicates a continuous off. In FIG. 10, only at least two phases are ON / OFF controlled during the same period. Now, the on / off (SW) operation of the switches Q1 to Q6 will be described with reference to the phase voltage Vu. The first and second switches Q2 and Q6 are turned on and off in the first period T1 of 0 to 60 degrees. Let it work. In the second period T2 of 60 to 120 degrees, the third and fifth switches Q3 and Q5 are turned on and off. In the third period T3 of 120 to 180 degrees, the second and fourth switches Q2 and Q4 are turned on and off. In the fourth period T4 of 180 to 240 degrees, the first and fifth switches Q1 and Q5 are turned on and off. In the fifth period T5 of 240 to 300 degrees, the fourth and sixth switches Q4 and Q6 are turned on and off. In the sixth period T6 of 300 to 360 degrees, the first and third switches Q1 and Q3 are turned on and off. When the three-phase switching method is adopted, the first switch Q1 is turned on and off in the fifth period T5, and the second switch Q2 is turned on and off in the second period T2. Operation, turning on / off the third switch Q3 in the first period T1, turning on / off the fourth switch Q4 in the fourth period T4, turning on / off the fifth switch Q5 in the third period T3. Off operation: The sixth switch Q6 is turned on / off in the sixth period T6.
(2) Part or all of the output voltage command value creating circuit 5, the converter control circuit 6, and the inverter control circuit 90 may be constituted by digital arithmetic means such as a microcomputer or a DSP (digital signal processor). .
(3) The converter 2 and the inverter 7 can be configured as a single-phase circuit.
(4) In FIG. 2, the circuit of the converter 2 can be variously modified. For example, the lower half switches Q2, Q4, Q6 can be omitted.
(5) The switches Q1 to Q6 can be different semiconductor switches such as FETs. Further, the diodes D1 to D6 can be built in the switches Q1 to Q6.
(6) The current detector can be a current detector using a Hall element (magnetoelectric conversion element) or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing the converter of FIG. 1 in detail.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the converter control circuit of FIG. 2 in detail.
FIG. 4 is a circuit diagram showing in detail an output voltage command value creating circuit of FIG. 1;
5 is a circuit diagram showing two control circuits of FIG. 4 in detail.
FIG. 6 is a diagram showing, in principle, inputs of the three comparators of FIG. 3 and first to sixth control signals.
FIG. 7 is a waveform diagram showing changes in charging current and voltage of the storage battery of FIG.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a power converter according to a second embodiment.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a power converter according to a third embodiment.
FIG. 10 is a waveform chart showing a switch control signal according to a modified example.
[Explanation of symbols]
2 Converter
2a Bidirectional converter
3 Storage battery
4 Current detector
5 Output voltage command value creation circuit
6. Converter control circuit
7 Inverter
13 Uninterruptible load

Claims

A converter for converting an AC voltage to a DC voltage with an on / off operation of a conversion switch;
A storage battery connected to the output terminal of the converter;
An inverter connected to both the output terminal of the converter and the storage battery;
A current detector for detecting a current flowing through the storage battery,
An output voltage command value for multi-stage constant current charging for multi-stage constant current charging of the storage battery based on an output of the current detector, and an output voltage command value for zero charging current for making the charging current of the storage battery zero. Output voltage command value creating means for creating and sequentially outputting
A converter control circuit for controlling the converter so as to convert an AC voltage to a DC voltage and controlling the converter so as to obtain a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value creating means. A power conversion device having a storage battery.

An AC power supply terminal to which a load is connected,
It has an AC terminal connected to the AC power supply terminal and the load, and a DC terminal for inputting and outputting a DC voltage, and performs an on / off operation of a switch for converting the AC voltage supplied to the AC terminal. And a function of converting the DC voltage supplied to the DC terminal to an AC voltage with an ON / OFF operation of a conversion switch, and converting the DC voltage supplied to the DC terminal to the AC terminal. A bidirectional converter having a function of outputting;
A storage battery connected to the DC terminal of the bidirectional converter,
A current detector for detecting a current flowing through the storage battery,
An output voltage command value for multi-stage constant current charging for multi-stage constant current charging of the storage battery based on an output of the current detector, and an output voltage command value for zero charging current for making the charging current of the storage battery zero. Output voltage command value creating means for creating and sequentially outputting
Controlling the bidirectional converter to convert an AC voltage to a DC voltage, and controlling the bidirectional converter so as to obtain a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value creating means. And a second function of converting a DC voltage of the storage battery to an AC voltage and supplying the AC voltage to the load when power supply from the AC power supply terminal to the load becomes impossible. A power converter having a storage battery comprising a circuit.

A converter for converting an AC voltage to a DC voltage with an on / off operation of a conversion switch;
A storage battery connected to the output terminal of the converter;
Means for connecting both the output terminal of the converter and the storage battery to a load,
A current detector for detecting a current flowing through the storage battery,
An output voltage command value for multi-stage constant current charging for multi-stage constant current charging of the storage battery based on an output of the current detector, and an output voltage command value for zero charging current for making the charging current of the storage battery zero. Output voltage command value creating means for creating and sequentially outputting
A converter control circuit for controlling the converter so as to convert an AC voltage to a DC voltage and controlling the converter so as to obtain a DC output voltage corresponding to the output of the output voltage command value creating means. A power conversion device having a storage battery.

Furthermore, it has voltage detecting means for detecting the voltage of the storage battery,
The output voltage command value generating means further generates a constant voltage charging output voltage command value for charging the storage battery at a constant voltage, and outputs the multi-stage constant current output voltage command value and the zero charging current. The power conversion device having a storage battery according to claim 1, wherein the constant voltage charging output voltage command value is output during an output period of the output voltage command value.

The output voltage command value creating means,
A constant current control reference voltage generating means for sequentially generating a multi-stage constant current control reference voltage indicating a multi-stage constant current value,
Forming a signal indicating a difference between the output of the current detector and the output of the constant current control reference voltage generating means, and outputting the signal indicating the difference as the multi-step constant current charging output voltage command value; And a differential amplifier of
A constant voltage control reference voltage source that generates a constant voltage control reference voltage indicating the reference of the constant voltage charging,
A second difference for generating a signal indicating a difference between the reference voltage of the constant voltage control reference voltage source and the output of the voltage detecting means, and transmitting the signal indicating the difference as the constant voltage charging output voltage command value. A dynamic amplifier,
A third differential amplifier that forms a signal indicating a difference between a predetermined potential indicating zero of the charging current and the output of the current detector, and outputs a signal indicating the difference as a zero charging current output voltage command value;
5. The power converter according to claim 4, further comprising output selection means for sequentially selecting outputs of the first, second and third differential amplifiers and sending the selected outputs to the control circuit.