JP2008098705A

JP2008098705A - 反射型バンドパスフィルター

Info

Publication number: JP2008098705A
Application number: JP2006274327A
Authority: JP
Inventors: Yasushi Kan; 寧官
Original assignee: Fujikura Ltd
Current assignee: Fujikura Ltd
Priority date: 2006-10-05
Filing date: 2006-10-05
Publication date: 2008-04-24
Also published as: EP1912277A1; CN101159347B; US20080084257A1; EP1912277B1; CN101159347A; US7859366B2

Abstract

【課題】外部の影響を受け難く、ＦＣＣの規格を満たすことができる高性能なＵＷＢ用反射型バンドパスフィルターの提供。
【解決手段】誘電体層とその一方の面に積層されたグランド層とを有する基板と、該基板の誘電体層側の面に設けられた中心導体と、該中心導体の片側に所定の導体間距離を確保する非導体部を介して設けられた側部導体とを有してなる超広帯域無線情報通信用の反射型バンドパスフィルターであって、中心導体幅と導体間距離との一方又は両方が中心導体長手方向にわたり不均一に分布していることを特徴とする反射型バンドパスフィルター。
【選択図】図１

Description

本発明は、超広帯域（Ultra Wide Band：ＵＷＢ）無線情報通信用（以下、ＵＷＢ用と記す。）の反射型バンドパスフィルターに関するものである。このＵＷＢ用反射型バンドパスフィルターを使用することにより、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）が定めたスペクトルマスクを満足させることができる。

本発明に係る従来技術としては、例えば特許文献１〜９に開示された技術が知られている。
米国特許第２４１１５５５号明細書特開昭５６−６４５０１号公報特開平９−１７２３１８号公報特開平９−２３２８２０号公報特開平１０−６５４０２号公報特開平１０−２４２７４６号公報特開２０００−４１０８号公報特開２０００−１０１３０１号公報特開２００２−４３８１０号公報 K. W. Tan and S. Uysal, "Analysis and design of conductor-backed asymmentric coplanar wave-guide lines using conformal mapping techniques and their application to end-coupled filters," IEICE Trans. Electron., vol. E82-C, no.7, pp.1098-1103, 1999.

しかし、前述した従来技術で提案されているバンドパスフィルターは、製造誤差などでＦＣＣの規定を満たさなくなるおそれがある。
また、従来のフィルターは、両側のグランドの電位が異なるとき、望ましくないスロットラインモードに基づく表面波が励振されるため、両側のグランド間にエアブリッジを設ける必要が生じ、外部の影響を受けやすい（非特許文献１参照）という問題がある。

本発明は、前記事情に鑑みてなされ、外部の影響を受け難く、ＦＣＣの規格を満たすことができる高性能なＵＷＢ用反射型バンドパスフィルターの提供を目的とする。

前記目的を達成するため、本発明は、誘電体層とその一方の面に積層されたグランド層とを有する基板と、該基板の誘電体層側の面に設けられた中心導体と、該中心導体の片側に所定の導体間距離を確保する非導体部を介して設けられた側部導体とを有してなる超広帯域無線情報通信用の反射型バンドパスフィルターであって、中心導体幅と導体間距離との一方又は両方が中心導体長手方向にわたり不均一に分布していることを特徴とする反射型バンドパスフィルターを提供する。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、導体間距離が一定であり、中心導体幅が不均一に分布していることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、中心導体幅が一定であり、導体間距離が不均一に分布していることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、中心導体幅が中心導体の中心線に対して対称に分布していることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、非導体部の幅が非導体部の中心線に対して対称に分布していることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、向かい合う２導体の側縁のいずれか一方または両方を直線にすることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０５ｎｓ以内であることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．９ＧＨｚ≦ｆ≦９．８ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．９ＧＨｚ≦ｆ≦９．８ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０７ｎｓ以内であることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、４．５ＧＨｚ≦ｆ≦９．４ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、４．５ＧＨｚ≦ｆ≦９．４ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０７ｎｓ以内であることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．１ｎｓ以内であることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、４．４ＧＨｚ≦ｆ≦９．２ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、４．４ＧＨｚ≦ｆ≦９．２ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０５ｎｓ以内であることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、入力端伝送線路の特性インピーダンスＺｃが１０Ω≦Ｚｃ≦３００Ωであることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、終端で前記特性インピーダンスと同じ値をもつ抵抗あるいは無反射終端で終端されたことが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、中心導体及び側部導体が、ｆ＝１ＧＨｚ時のスキンデップス以上の厚さの金属板からなることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、誘電体層は、厚さｈが０．１ｍｍ≦ｈ≦１０ｍｍ、比誘電率ε_ｒが１≦ε_ｒ≦１００、幅Ｗが２ｍｍ≦Ｗ≦１００ｍｍ、長さＬが２ｍｍ≦Ｌ≦５００ｍｍであることが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、Ｚａｋｈａｒｏｖ−Ｓｈａｂａｔ方程式における、スペクトルデータからポテンシャルを導く逆問題に基づく設計法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、窓関数法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターにおいて、Ｋａｉｓｅｒ窓関数法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことが好ましい。

本発明の反射型バンドパスフィルターは、窓関数の手法を応用し、不均一マイクロストリップ線路で構成された反射型バンドパスフィルターを設計することにより、製造誤差の許容が大きくても、従来のフィルターと比べると、帯域が非常に広く、透過帯域内の群遅延の変動が非常に小さくすることができるので、ＦＣＣが規定するＵＷＢ用フィルターを実現できる。
また、本発明の反射型バンドパスフィルターは、両側のグランドの電位が異なる場合でも、スロットラインモードに基づく表面波が励振されることが少なくなり、外部の影響を受け難くすることができ、安定なフィルタ特性を得ることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の反射型バンドパスフィルターの概略構成を示す斜視図である。図中符号１は反射型バンドパスフィルター、２は基板、３は誘電体層、４はグランド層、５は中心導体、６は非導体部、７は側部導体である。

本実施形態の反射型バンドパスフィルター１は、誘電体層３とその一方の面に積層されたグランド層４とを有する基板２と、該基板２の誘電体層３側の面に設けられた中心導体５と、該中心導体５の片側に所定の導体間距離を確保する非導体部６を介して設けられた側部導体７とを有してなり、中心導体幅と導体間距離との一方又は両方が中心導体長手方向にわたり不均一に分布している非均一マイクロコプレーナストリップ線路を有することを特徴としている。

本実施形態の反射型バンドパスフィルター１は、窓関数の手法を応用し、不均一マイクロストリップ線路で構成された反射型バンドパスフィルターを設計することにより、製造誤差の許容が大きくても、従来のフィルターと比べると、帯域が非常に広く、透過帯域内の群遅延の変動が非常に小さくすることができるので、ＦＣＣが規定するＵＷＢ用フィルターを実現できる。
また、本発明の反射型バンドパスフィルターは、両側のグランドの電位が異なる場合でも、スロットラインモードに基づく表面波が励振されることが少なくなり、外部の影響を受け難くすることができ、安定なフィルタ特性を得ることができる。
さらに、本実施形態の反射型バンドパスフィルター１は、基板にグランド層を設けたことによって、機械的強さを補強し、パワーハンドリング能力、ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuits）における集積容易さを向上させることができ、さらに、他のスロット線路やマイクロストリップ線路との結合性を向上させることができる。

このマイクロコプレーナストリップ線路は、中心導体の幅ｗ（以下、導体幅ｗと記す）および導体間距離ｓの一方又は両方を変えると、特性インピーダンスを変えることができる（非特許文献１参照）。例えば、図２はｈ＝１ｍｍ、ｗ＝１ｍｍ、基板の比誘電率ε_ｒ＝４．２とした場合、特性インピーダンスの導体間距離ｓの依存性を表し、図３はｈ＝１ｍｍ、ｓ＝１ｍｍ、ε_ｒ＝４．２とした場合、特性インピーダンスの導体幅ｗの依存性を表す。

本発明では、導体幅ｗと導体間距離ｓを変えて、逆問題で得られる。局所特性インピーダンスを構成し、バンドパスフィルターを実現する。
以下、本発明に係る実施例に基づいて、本発明を更に詳細に説明する。以下に記す各実施例は、あくまでも本発明の例示に過ぎず、本発明はこれらの実施例の記載にのみ限定されるものではない。

周波数ｆが３．４ＧＨｚ≦ｆ≦１０．３ＧＨｚの領域で反射率が１、その他の領域で０とし、Ａ＝３０としたＫａｉｓｅｒ窓を使用した。また、導波路長が１ＧＨｚ時１波長とし、システムの特性インピーダンスが５０Ωとして、設計を行った。図４は逆問題で得られた局所特性インピーダンスの分布を表す。

図５は厚さｈ＝１ｍｍ、比誘電率ε_ｒ＝４．２の基板を使用し、導体間距離ｓ＝１ｍｍとした場合の導体幅ｗの分布を表す。表１〜３はその寸法のリストを示す。

図６及び図７は、本実施例で作製した２種類のマイクロコプレーナストリップ線路の形状を表す。図６はそれぞれ向かい合う２導体の側縁の両方を直線にしたものであり、図７は２導体の側縁の両方を長手方向に変化させたものである。これらの図中、薄い塗りつぶし部分が導体、濃い塗りつぶし部分が導体間の空間（非導体部）を表す。この反射型バンドパスフィルターの終端（位置が１６５．５４ｍｍの端面）以降に無反射終端、あるいはＲ＝５０Ωの抵抗で終端されている。また、導体部分の金属膜はｆ＝１ＧＨｚでスキンデップスδｓ＝√２／（ωμ_０σ）より十分厚いものとする。ここに、ω、μ_０、σはそれぞれ角周波数、真空中の透磁率、金属の導電率を表す。たとえば、銅を使用した場合、厚さが２．１μｍ以上とする。また、このフィルターは特性インピーダンスが５０Ωのシステムで使用するものとする。

図８と９はそれぞれデバイス反射波（Ｓ_１１）の振幅特性と群遅延特性を表す。図示のように、周波数ｆが３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの帯域では、反射率は−１ｄＢ以上であり、群遅延の変動は±０．０５ｎｓ以内である。ｆ＜３．１ＧＨｚあるいはｆ＞１０．６ＧＨｚの領域では、反射率は−１７ｄＢ以下である。

周波数ｆが３．４ＧＨｚ≦ｆ≦１０．３ＧＨｚの領域で反射率が１、その他の領域で０とし、Ａ＝３０としたＫａｉｓｅｒ窓を使用した。また、導波路長が１ＧＨｚ時０．５波長として、システムの特性インピーダンスが５０Ωとして、設計を行った。図１０は逆問題で得られた局所特性インピーダンスの分布を表す。

図１１は厚さｈ＝１．２７ｍｍ、比誘電率ε_ｒ＝６．１５の基板を使用し、導体間距離ｓ＝１ｍｍとした場合の導体幅ｗの分布を表す。表４〜６はその寸法リストを示す。

図１２及び図１３は、本実施例で作製した２種類のマイクロコプレーナストリップ線路の形状を表す。図１２はそれぞれ向かい合う２導体の側縁の両方を直線にしたものであり、図１３は２導体の側縁の両方を長手方向に変化させたものである。これらの図中、薄い塗りつぶし部分が導体、濃い塗りつぶし部分が導体間の空間（非導体部）を表す。この反射型バンドパスフィルターの終端（位置が７１ｍｍの端面）以降に無反射終端、あるいはＲ＝５０Ωの抵抗で終端されている。また、導体部分の金属膜はｆ＝１ＧＨｚでスキンデップスより十分厚いものとする。たとえば、銅を使用した場合、厚さが２．１μｍ以上とする。また、このフィルターは特性インピーダンスが５０Ωのシステムで使用するものとする。

図１４と図１５はそれぞれデバイス反射波（Ｓ_１１）の振幅特性と群遅延特性を表す。図示のように、周波数ｆが３．９ＧＨｚ≦ｆ≦９．８ＧＨｚの帯域では、反射率は−１ｄＢ以上であり、群遅延の変動は±０．０７ｎｓ以内である。ｆ＜３．１ＧＨｚあるいはｆ＞１０．６ＧＨｚの領域では、反射率は−１５ｄＢ以下である。

周波数ｆが３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．１ＧＨｚの領域で反射率が１、その他の領域で０．９９とし、Ａ＝３０としたＫａｉｓｅｒ窓を使用した。また、導波路長が１ＧＨｚ時０．３波長とし、システムの特性インピーダンスが５０Ωとして、設計を行った。図１６は逆問題で得られた局所特性インピーダンスの分布を表す。

図１７は、厚さｈ＝０．５ｍｍ、比誘電率εｒ＝４．２の基板を使用し、導体間距離ｓ＝１ｍｍとした場合の導体幅ｗの分布を表す。表７〜８はその寸法リストを示す。

図１８及び図１９は、本実施例で作製した２種類のマイクロコプレーナストリップ線路の形状を表す。図１８はそれぞれ向かい合う２導体の側縁の両方を直線にしたものであり、図１９は２導体の側縁の両方を長手方向に変化させたものである。これらの図中、薄い塗りつぶし部分が導体、濃い塗りつぶし部分が導体間の空間（非導体部）を表す。この反射型バンドパスフィルターの終端（位置が４８．８３ｍｍの端面）以降に無反射終端、あるいはＲ＝５０Ωの抵抗で終端されている。また、導体部分の金属膜はｆ＝１ＧＨｚでスキンデップスより十分厚いものとする。たとえば、銅を使用した場合、厚さが２．１μｍ以上とする。また、このフィルターは特性インピーダンスが５０Ωのシステムで使用するものとする。

図２０と図２１はそれぞれデバイス反射波（Ｓ_１１）の振幅特性と群遅延特性を表す。図示のように、周波数ｆは４．５ＧＨｚ≦ｆ≦９．４ＧＨｚの帯域では、反射率は−２ｄＢ以上であり、群遅延の変動は±０．０７ｎｓ以内である。ｆ＜３．１ＧＨｚあるいはｆ＞１０．６ＧＨｚの領域では、反射率は−１５ｄＢ以上である。

周波数ｆが３．４ＧＨｚ≦ｆ≦１０．３ＧＨｚの領域で反射率が１、その他の領域で０とし、Ａ＝３０としたＫａｉｓｅｒ窓を使用した。また、導波路長が１ＧＨｚ時０．７波長とし、システムの特性インピーダンスが７５Ωとして、設計を行った。図２２は逆問題で得られた局所特性インピーダンスの分布を表す。

図２３は厚さｈ＝１ｍｍ、比誘電率ε_ｒ＝２．２の基板を使用し、導体間距離ｓ＝１ｍｍとした場合の導体幅ｗの分布を表す。表９〜１１はその寸法リストを示す。

図２４及び図２５は、本実施例で作製した２種類のマイクロコプレーナストリップ線路の形状を表す。図２４はそれぞれ向かい合う２導体の側縁の両方を直線にしたものであり、図２５は２導体の側縁の両方を長手方向に変化させたものである。これらの図中、薄い塗りつぶし部分が導体、濃い塗りつぶし部分が導体間の空間（非導体部）を表す。この反射型バンドパスフィルターの終端（位置が１５５．１１ｍｍの端面）以降に無反射終端、あるいはＲ＝７５Ωの抵抗で終端されている。また、導体部分の金属膜はｆ＝１ＧＨｚでスキンデップスより十分厚いものとする。たとえば、銅を使用した場合、厚さが２．１μｍ以上とする。また、このフィルターは特性インピーダンスが７５Ωのシステムで使用するものとする。

図２６と２７はそれぞれデバイス反射波（Ｓ_１１）の振幅特性と群遅延特性を表す。図示のように、周波数ｆが３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの帯域では、反射率は−２ｄＢ以上であり、群遅延の変動は±０．１ｎｓ以内である。ｆ＜３．１ＧＨｚあるいはｆ＞１０．６ＧＨｚの領域では、反射率は−１５ｄＢ以下である。

周波数ｆが４．０ＧＨｚ≦ｆ≦９．６ＧＨｚの領域で反射率が０．９、その他の領域で０とし、Ａ＝３０としたＫａｉｓｅｒ窓を使用した。また、導波路長が１ＧＨｚ時０．３波長とし、システムの特性インピーダンスが５０Ωとして、設計を行った。図２８は逆問題で得られた局所特性インピーダンスの分布を表す。

図２９及び図３０は、厚さｈ＝１ｍｍ、比誘電率ε_ｒ＝４．２の基板を使用した場合の導体幅ｗと導体間距離ｓを示す。この場合、ｗとｓの両方を不均一にしている。表１２〜１３は導体幅のリストを示し、表１４〜１５は導体間距離のリストを示す。

図３１〜図３４は、本実施例で作製した４種類のマイクロコプレーナストリップ線路の形状を表す。図３１は無限導体エッジをまっすぐにしたもの、図３２は有限導体と導体間隙間の間のエッジをまっすぐにしたもの、図３３は有限導体を対称にしたもの、図３４は導体間隙間（非導体部）を対称にしたものである。これらの図中、薄い塗りつぶし部分が導体、濃い塗りつぶし部分が導体間の空間（非導体部）を表す。この反射型バンドパスフィルターの終端（位置が５１．１５ｍｍの端面）以降に無反射終端、あるいはＲ＝５０Ωの抵抗で終端されている。また、導体部分の金属膜はｆ＝１ＧＨｚでスキンデップスより十分厚いものとする。たとえば、銅を使用した場合、厚さが２．１μｍ以上とする。また、このフィルターは特性インピーダンスが５０Ωのシステムで使用するものとする。

図３５及び図３６はそれぞれデバイス反射波（Ｓ_１１）の振幅特性と群遅延特性を表す。図示のように、周波数ｆは４．４ＧＨｚ≦ｆ≦９．２ＧＨｚの帯域では、反射率は−５ｄＢ以上であり、群遅延の変動は±０．０５ｎｓ以内である。ｆ＜３．１ＧＨｚあるいはｆ＞１０．６ＧＨｚの領域では、反射率は−１５ｄＢ以下である。

本発明の反射型バンドパスフィルターの一実施形態を示す斜視図である。マイクロコプレーナストリップ線路における特性インピーダンスの導体間距離依存性を示すグラフである。マイクロコプレーナストリップ線路における特性インピーダンスの中心導体幅依存性を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターの特性インピーダンスの分布を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体幅分布を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第１の形状を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第２の形状を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の振幅特性を示すグラフである。実施例１で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の群遅延特性を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターの特性インピーダンスの分布を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体幅分布を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第１の形状を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第２の形状を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の振幅特性を示すグラフである。実施例２で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の群遅延特性を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターの特性インピーダンスの分布を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体幅分布を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第１の形状を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第２の形状を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の振幅特性を示すグラフである。実施例３で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の群遅延特性を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターの特性インピーダンスの分布を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体幅分布を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第１の形状を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第２の形状を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の振幅特性を示すグラフである。実施例４で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の群遅延特性を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターの特性インピーダンスの分布を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体幅分布を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の導体間距離分布を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第１の形状を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第２の形状を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第３の形状を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおけるマイクロコプレーナストリップ線路の第４の形状を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の振幅特性を示すグラフである。実施例５で作製した反射型バンドパスフィルターにおける反射波の群遅延特性を示すグラフである。

符号の説明

１…反射型バンドパスフィルター、２…基板、３…誘電体層、４…グランド層、５…中心導体、６…非導体部、７…側部導体。

Claims

誘電体層とその一方の面に積層されたグランド層とを有する基板と、該基板の誘電体層側の面に設けられた中心導体と、該中心導体の片側に所定の導体間距離を確保する非導体部を介して設けられた側部導体とを有してなる超広帯域無線情報通信用の反射型バンドパスフィルターであって、
中心導体幅と導体間距離との一方又は両方が中心導体長手方向にわたり不均一に分布していることを特徴とする反射型バンドパスフィルター。
導体間距離が一定であり、中心導体幅が不均一に分布していることを特徴とする請求項１に記載の反射型バンドパスフィルター。
中心導体幅が一定であり、導体間距離が不均一に分布していることを特徴とする請求項１に記載の反射型バンドパスフィルター。
中心導体幅が中心導体の中心線に対して対称に分布していることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
非導体部の幅が非導体部の中心線に対して対称に分布していることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
向かい合う２導体の側縁のいずれか一方または両方を直線にしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０５ｎｓ以内であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．９ＧＨｚ≦ｆ≦９．８ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．９ＧＨｚ≦ｆ≦９．８ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０７ｎｓ以内であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、４．５ＧＨｚ≦ｆ≦９．４ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、４．５ＧＨｚ≦ｆ≦９．４ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０７ｎｓ以内であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、３．７ＧＨｚ≦ｆ≦１０．０ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．１ｎｓ以内であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
周波数ｆがｆ＜３．１ＧＨｚとｆ＞１０．６ＧＨｚの領域での反射率と、４．４ＧＨｚ≦ｆ≦９．２ＧＨｚの領域での反射率との差の絶対値が１０ｄＢ以上であり、４．４ＧＨｚ≦ｆ≦９．２ＧＨｚの領域で群遅延の変動が±０．０５ｎｓ以内であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
入力端伝送線路の特性インピーダンスＺｃが１０Ω≦Ｚｃ≦３００Ωであることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
終端で前記特性インピーダンスと同じ値をもつ抵抗あるいは無反射終端で終端されたことを特徴とする請求項１２に記載の反射型バンドパスフィルター。
中心導体及び側部導体が、ｆ＝１ＧＨｚ時のスキンデップス以上の厚さの金属板からなることを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
誘電体層は、厚さｈが０．１ｍｍ≦ｈ≦１０ｍｍ、比誘電率ε_ｒが１≦ε_ｒ≦１００、幅Ｗが２ｍｍ≦Ｗ≦１００ｍｍ、長さＬが２ｍｍ≦Ｌ≦５００ｍｍであることを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
Ｚａｋｈａｒｏｖ−Ｓｈａｂａｔ方程式における、スペクトルデータからポテンシャルを導く逆問題に基づく設計法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
窓関数法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。
Ｋａｉｓｅｒ窓関数法を用いて中心導体幅と導体間距離の長手方向分布が設定されたことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の反射型バンドパスフィルター。