JP6623571B2 - 導波管変換器 - Google Patents

Description

本発明は、導波管変換器に関する。

ミリ波等の高周波信号を処理する高周波装置には、高周波信号を伝送する導波管が設けられる。高周波信号は回路基板上の集積回路等により処理されるので、高周波装置には、回路基板上の信号線路を伝搬する高周波信号と導波管を伝搬する高周波信号との変換を行う導波管変換器が設けられる。信号線路には、集積回路等が接続される。

導波管変換器は、２つにタイプに分類できる。第１のタイプは、導波管の短絡端から１／４波長だけ離れた導波管内に、励振アンテナが配置された導波管変換器である（例えば、特許文献１参照）。励振アンテナには、信号線路が接続される。

第１のタイプの導波管変換器には更に、励振アンテナと同じ高さにグラウンド板が設けられる。励振アンテナは導波管の壁面から導波管内に延在し、グラウンド板は該壁面に対向する別の壁面から励振アンテナに向かって延在（突出）する。更に励振アンテナは、導波管の中心からずれた位置に配置される。

励振アンテナのずれ量を固定したままグラウンド板の突出量を増加させると、導波管変換器の共振周波数は、ある突出量で突然２つに分裂する。この分裂した共振周波数の間隔は、グラウンド板の突出量と励振アンテナのずれ量により調整可能である。従って、グラウンド板の突出量と励振アンテナのずれ量を調整することで、所望の広い帯域幅を実現することができる。

第２のタイプは、導波管の開口面内にパッチ導体等を配置した導波管変換器である（例えば、特許文献２〜５参照）。第２のタイプには、パッチ導体等の一辺に信号線を直接接続したもの（特許文献２〜４参照）と、パッチ導体等の対向する２辺それぞれにアンテナの給電端子を電磁的に接続したもの（特許文献５参照）とがある。

第２のタイプの導波管変換器の帯域幅は、パッチ導体等に突起部を設けることで広げることができる（例えば、特許文献３参照）。しかし、突起部による帯域幅の拡大量は僅かである。

なお、第２のタイプの導波管変換器のうちパッチ導体等の２辺に給電端子が接続された導波管変換器には、給電端子が同一線上にあるものと、給電端子が同一線上にないものとが報告されている（特許文献５参照）。給電線が同一線上に無い導波管変換器の帯域幅は、給電線が同一線上に有る導波管変換器の帯域幅と殆ど変らない（特許文献５参照）。

ところで、第２のタイプの導波管変換器に関しては、帯域幅を決めるＱ値の理論式が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。

特開２００６−８１１６０号公報 特開２０１１−５５３７７号公報 特開２０１３−１７２２５１号公報 特開平６−１１２７０８号公報 特開２０１１−２２３０５０号公報

Kalyan K. Karnati et al. "Theoretical Analysis on Reflection Properties of Reflectarray Unit Cells Using Quality Factors", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 61, No.1, pp. 201-210.

第１のタイプの導波管変換器は構造が複雑なので、製造工程が複雑である。また導波管の短絡端から励振アンテナまでの距離が、１／４波長からずれ易い。

一方、第２のタイプの導波管変換器は構造が簡単なので、製造誤差が少なく製造工程は簡単である。しかし、第２のタイプの導波管変換器には、帯域幅が狭いという問題がある。そこで本発明は、このような問題を解決することを課題とする。

上記の問題を解決するために、本装置の一観点によれば、導波管と、前記導波管の一端に配置されると共に平面視において前記導波管に囲われ第１の辺と前記第１の辺に対向すると共に信号線路の一端に接する第２の辺とを有する励振アンテナとを有し、前記第１の辺の第１の長さは、前記第１の長さに対応する第１の共振周波数が中間周波数から前記第１の長さに対応する第１の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さであり、前記第２の辺の終端と前記信号線路との前記第２の辺に沿った距離のうち最も長い距離である第２の長さは、前記第２の長さに対応する第２の共振周波数が前記中間周波数から前記第２の長さに対応する第２の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さである導波管変換器が提供される。

開示の導波管変換器によれば、導波管の一端に励振アンテナが配置された導波管変換器の帯域幅を広くすることができる。

図１は、実施の形態１の導波管変換器の斜視図である。 図２は、図１のII−II線に沿った断面図である。 図３は、導波管変換器の平面図である。 図４は、実施の形態１の導波管変換器の周波数特性を説明する図である。 図５は、導波管変換器の反射特性の一例を示す図である。 図６は、導波管変換器の透過特性の一例を示す図である。 図７は、共振中の導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図８は、共振中の導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図９は、共振中の導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図１０は、共振中の導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図１１は、励振アンテナの中央に信号線路が接する導波管変換器の平面図である。 図１２は、励振アンテナの中央に信号線路が接する導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図１３は、励振アンテナの中央に信号線路が接する導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図１４は、励振アンテナの中央に信号線路が接する導波管変換器の共振現象を説明する図である。 図１５は、ｌ_１およびｌ_２の導出方法の一例を説明するフローチャートである。 図１６は、実施の形態２の導波管変換器の平面図である。 図１７は、実施の形態３の導波管変換器の平面図である。 図１８は、実施の形態３の変形例を説明する平面図である。

以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。図面が異なっても同じ構造を有する部分等には同一の符号を付し、その説明を省略する。

（実施の形態１）
（１）構造
（１−１）構成要素
図１は、実施の形態１の導波管変換器２の斜視図である。図２は、図１のII−II線に沿った断面図である。導波管変換器２は、図１に示すように、導波管３と信号線路４の一端に接する励振アンテナ６とを有する。導波管変換器２は更に、誘電体基板８を有する。

―導波管―
実施の形態１の導波管３は、例えば方形導波管である。導波管３は例えば、一定の肉厚を有する金属材料で形成された角筒状のパイプである。導波管３は、樹脂によって形成された角筒体の表面に導体層を設けたものでもよい。

導波管３の側面には、信号線路４と励振アンテナ６との境界に対向するポート１０が設けられる。ポート１０は、導波管３の側面に形成された切り欠きである。

―信号線路―
図３は、導波管変換器２の平面図である。

信号線路４は例えば、図１及び３に示すように、ポート１０を介して導波管３の内側から外側に延在する線路である。信号線路４は、高周波線路である。信号線路４は例えば、マイクロ・ストリップ・ラインである。信号線路４は、導電性の材料（例えば、銅）を有する線路である。

―励起アンテナ―
励振アンテナ６は図１及び３に示すように、導波管３の一端に配置されると共に平面視において導波管３に囲われる。励振アンテナ６は、第１の辺１４ａと、第１の辺１４ａに対向する第２の辺１４ｂとを有する。第２の辺１４ｂは、信号線路４の一端１２に接する辺である。信号線路４の一端１２は、信号線路４と励振アンテナ６との境界である。

励振アンテナ６の形状は、例えば長方形である。第１の辺１４ａおよび第２の辺１４ｂは、この長方形の長辺である。第１の辺１４ａおよび第２の辺１４ｂは例えば、導波管３の開口面５０（以下、導波管開口と呼ぶ）の長手方向に平行な辺である。

励振アンテナ６は、導電性の材料（例えば、銅）を有するパッチである。励振アンテナ６と信号線路４は好ましくは、それぞれ一つの導電層の一部分である。

―誘電体基板―
誘電体基板８の表面には、図１及び２に示すように、励振アンテナ６と信号線路４とが配置される。誘電体基板８の裏面には、接地導体１６が配置される。接地導体１６は、誘電体基板８を貫通する導体（ビア）１８により導波管３に接続される。接地導体１６は、導波管３の短絡端である。導体（ビア）１８は、導波管開口５０を囲うように配置される。

誘電体基板８は、一定の厚さを有する絶縁性の平板である。誘電体基板８の材料は例えば、ベークライト等の合成樹脂またはセラミックである。接地導体１６は例えば、一定の厚さを有すると共に誘電体基板８の裏面全体を覆う導体層である。

（１−２）励振アンテナの寸法
図４は、実施の形態１の導波管変換器２の周波数特性を説明する図である。横軸は、周波数である。縦軸は、導波管３の端部のうち信号線路４の反対側の端部をポート１とし、信号線側の端部をポート２とした場合のＳパラメータのＳ１１（以下、反射係数と呼ぶ）である。

図４に示すように、導波管変換器２の周波数特性には、近接した２つの共振周波数が存在する。一方の共振周波数ｆ_１（以下、第１の共振周波数と呼ぶ）は、第１の辺１４ａの長さｌ_１が増加すると減少し、第１の辺１４ａの長さｌ_１が減少すると増加する。従って第１の共振周波数ｆ_１は、第１の辺１４ａの長さｌ_１に対応する。

実施の形態１の第１の辺１４ａの長さｌ_１（以下、第１の長さと呼ぶ）は、第１のｌ_１に対応する第１の共振周波数ｆ_１が中間周波数ｆ₀（図４参照）から、第１の長さｌ_１に対応する第１の帯域幅ＢＷ１の半分以下の周波数Δｆ_１だけ離れる長さである。図４に示す例では、周波数Δｆ_１は第１の帯域幅ＢＷ１の半分である。中間周波数ｆ₀は、第１の共振周波数ｆ_１と後述する第２の共振周波数ｆ_２の間の周波数である。

第１の帯域幅ＢＷ１は、導波管変換器２のＱ値に基づいて算出される値である。具体的には、第１の帯域幅ＢＷ１は、式（１）により算出される値である。

ここでＱ_１は、以下の式（５）及び式（６）においてｌ（アルファベットのエル）の値が第１の長さｌ₁である場合のＱ値である。ｆ_１は、第１の共振周波数である。

Ｑ₁の係数（Ｑ₁に掛けられる定数）は、帯域幅の定義により定まる値である。実施の形態１の帯域幅は、反射係数が−１５ｄＢ以下になる周波数領域の幅である。この場合、Ｑ₁の係数は０．０３である。帯域幅を反射係数が−１０ｄＢ以下になる周波数領域の幅と定義した場合には、Ｑ₁の係数は０．１である。

Ｑ値は、式（３）により算出される値である（非特許文献１参照）。式（２）については、後述する。

Ｑ_ｄは、式（４）により算出される値である。

ここでδは、誘電体基板８の誘電正接である。
Ｑ_ｃは、式（５）により算出される値である。

ここでｈは、誘電体基板８の厚さである。μ₀は、真空の透磁率である。σは、励振アンテナ６の導電率（励振アンテナ６を形成する導電材料の導電率）である。Ｃ₀は、真空中の光の速度である。

Ｑ_ＲＡＤは、式（６）により算出される値である。

ここで、ε₀は真空の誘電率である。ε_ｒは、誘電体基板８の比誘電率（誘電体基板を形成する絶縁体の比誘電率）である。Ｌは図３に示すように、導波管３の内壁のうち第１の辺１４ａに対向する第１の内壁と、導波管３の内壁のうち第２の辺１４ｂに対向する第２の内壁との第１の間隔である。Ｗは図３に示すように、導波管３の内壁のうち第１の辺の延長線１５と交差する一方の内壁と、導波管３の内壁のうち延長線１５と交差する他方の内壁との第２の間隔である。ｂは、第１の辺１４ａと第２の辺１４ｂとの第３の間隔である。Ｚ_ｗは、真空の波動インピーダンスである。式（１）〜（６）に含まれる各変数の単位は、ＭＫＳ単位系である。

（１−３）信号線路の接続位置
第２の共振周波数ｆ_２（図４参照）は、第２の辺１４ｂ（図３参照）の終端Ｅ１，Ｅ２と信号線路４との距離（第２の辺１４ｂに沿った距離）のうち最も長い距離である第２の長さｌ_２が減少すると増加し、第２の長さｌ_２が増加すると減少する。従って、第２の共振周波数ｆ_２は第２の長さｌ_２に対応する。

実施の形態１の第２の長さｌ_２は、第２の長さｌ_２に対応する第２の共振周波数ｆ_２が中間周波数ｆ₀から、第２の長さｌ_２に対応する第２の帯域幅ＢＷ２の半分以下の周波数Δｆ_２だけ離れる長さである。図４に示す例では、周波数Δｆ_２は第２の帯域幅ＢＷ２の半分である。

第２の帯域幅ＢＷ２は、式（２）により算出される。

ここでＱ_２は、上述した式（５）及び式（６）においてｌの値が第２の長さｌ_２である場合のＱ値である。

第２の長さｌ_２は好ましくは、第２の辺１４ｂの長さの半分以上の長さである。更に好ましくは第２の長さｌ_２は、第２の辺１４ｂの長さの３／４以上の長さである。

（２）反射特性および透過特性
（２−１）反射特性
図５は、導波管変換器２の反射特性２０の一例を示す図である。横軸は、周波数である。縦軸は、反射係数である。図５の反射特性は電磁界シミュレーションにより算出されたものである。図５のシミュレーションでは、誘電体基板８の比誘電率ε_ｒは２．２である。誘電正接δは、０．０００９である。誘電体基板８の厚さｈは、０．１２７ｍｍである。

実施の形態１の信号線路４（図３参照）の一端１２は、第２の辺１４ｂの中心から離隔している。図５には、信号線路４の一端１２の中心と第２の辺１４ｂの中心が接する場合の反射特性２２も示されている。

図５に示すように、導波管変換器２の反射特性２０の帯域幅は４．６ＧＨｚである。一方、反射特性２２の帯域幅は、１．６ＧＨｚである。すなわち実施の形態１によれば、導波管変換器２の反射特性の帯域幅を約３倍広くすることができる。

なお図５に示す例では、第１の共振周波数ｆ_１と第２の共振周波数ｆ_２の間の反射係数の最大値は−１５ｄＢである。しかし実施の形態１の導波管変換器２は、この様な導波管変換器には限られない。

例えば第２の共振周波数ｆ_２を第１の共振周波数ｆ_１に更に近づけて、共振周波数ｆ_１，ｆ_２の間の反射係数の最大値を−１５ｄＢより小さくしてもよい。すなわち、第２の辺１４ｂが信号線路４の一端１２に接する位置は、第２の共振周波数ｆ_２と第１の共振周波数ｆ_１との間で、反射係数が−１５ｄＢ以下に保たれる位置であればよい。

（２−２）透過特性
図６は、導波管変換器２の透過特性２４の一例を示す図である。横軸は、周波数である。縦軸は、透過係数である。縦軸の透過係数は、上述したＳパラメータのＳ１２である。図６には、信号線路４の一端１２が第２の辺１４ｂの中心に接する場合の透過特性２６も示されている。

図６の透過特性は、電磁界シミュレーションにより算出されたものである。図６のシミュレーションに用いたモデルは、図５のシミュレーションに用いたモデルと同じものである。

図６に示すように実施の形態１によれば、透過係数が−１ｄＢ以上となる透過帯域２８は、信号線路４が第２の辺１４ｂの中心を通る場合の透過帯域３０より広くなる。

（３）共振
図７〜１０は、導波管変換器２の共振現象を説明する図である。図７は、共振中の導波管変換器２の電界４０を説明する平面図である。図７（ａ）には、第１の共振周波数ｆ_１で共振している導波管変換器２の電界４０が示されている。図７（ｂ）には、第２の共振周波数ｆ_２で共振している導波管変換器２の電界４０が示されている。

―第１の共振周波数―
図８には、導波管変換器２の平面図が示されている。図９には、導波管変換器２の断面における電圧分布および電界分布が示されている。図９の電圧分布等は、第１の共振周波数ｆ_１における分布である。図９には信号線路４の接続位置が、破線で示されている（図１０等においても同様）。

図９（ａ）には、図８のX1-X1線に沿った電圧分布４２ａと電界分布４４ａとが示されている。図９（ｂ）には、図８のX2-X2線に沿った電圧分布４２ｂと電界分布４４ｂとが示されている。X1-X1線およびX2-X2線は、導波管開口５０の長手方向に平行な線である。従って、図９（ａ）〜（ｂ）の電圧分布４２ａ，４２ｂ等は、導波管開口５０の長手方向に沿った分布である。図９（ｃ）には、図８のY-Y線に沿った電圧分布４２ｃと電界分布４４ｃとが示されている。図９（ｃ）の電圧分布４２ｃ等は、導波管開口５０の短手方向に沿った分布である。

図７（ａ）に示すように、第１の共振周波数ｆ_１における電界４０は導波管開口５０の短手方向に平行である。従って第１の共振周波数ｆ_１における電界４０は、導波管３のＴＥ_１０モードに結合する。同様に、第２の共振周波数ｆ_２における電界４０も導波管３のＴＥ_１０モードに結合する（図７（ｂ）参照）。

図９（ａ）〜（ｂ）に示すように、電圧分布４２ａ，４２ｂの節から節までの長さは、励振アンテナ６の第１の辺１４ａの長さｌ_１に略一致する。ところで、第１の共振周波数ｆ_１は上述したように、第１の辺１４ａの長さｌ_１の変化に応答して変化する。従って第１の共振周波数ｆ_１は、図９（ａ）〜（ｂ）に示す電圧分布４２ａ，４２ｂを発生する共振現象の周波数と考えられる。

―第２の共振周波数―
図１０には、導波管変換器２の断面における電圧分布および電界分布が示されている。図１０の電圧分布等は、第２の共振周波数ｆ_２における分布である。図１０（ａ）には、図８のX1-X1線に沿った電圧分布４２ａと電界分布４４ａとが示されている。図１０（ｂ）には、図８のX2-X2線に沿った電圧分布４２ｂと電界分布４４ｂとが示されている。図１０（c）には、図８のY-Y線に沿った電圧分布４２ｃと電界分布４４ｃとが示されている。

図１０（ａ）〜（ｂ）に示すように、電圧分布４２ａ，４２ｂの節から節までの長さは、励振アンテナ６の第２の長さｌ_２（図３参照）に略一致する。ところで、第２の共振周波数ｆ_２は上述したように、第２の長さｌ_２の変化に応答して変化する。従って第２の共振周波数ｆ_２は、図１０（ａ）〜（ｂ）に示す電圧分布４２ａ，４２ｂを発生する共振現象の周波数と考えらえる。

実施の形態１では、図３に示すように、第１の長さｌ_１と第２の長さｌ_２の差は僅かである。従って、第１の共振周波数ｆ_１と第２の共振周波数ｆ_２とは接近する。従って、第１の共振周波数ｆ_１における反射係数のノッチ４５（図４参照）と第２の共振周波数ｆ_２における反射係数のノッチ４７とが合体して、幅広の低反射帯域５１が形成される。その結果、反射係数の帯域幅（反射係数が−１５ｄＢ以下になる周波数帯域の幅）が広くなる。

―励振アンテナの中央に信号線路が接する場合―
図１１は、励振アンテナ６の中央に信号線路４が接する導波管変換器１０２の平面図である。図１２〜１４は、導波管変換器１０２の共振現象を説明する図である。導波管変換器１０２は第３の共振周波数ｆ_３と、第３の共振周波数ｆ_３より高い第４の共振周波数ｆ_４とで共振する。

図１２は、共振中の導波管変換器１０２の電界４０を説明する平面図である。図１２（ａ）には、第３の共振周波数ｆ_３で共振する電界４０が示されている。図１２（ｂ）には、第４の共振周波数ｆ_４で共振する電界４０が示されている。

―第３の共振周波数―
図１３には、導波管変換器１０２の断面における電圧分布および電界分布が示されている。図１３の電圧分布等は、第３の共振周波数ｆ_３における分布である。図１３（ａ）には、図１１のX1-X1線に沿った電圧分布４２ａと電界分布４４ａとが示されている。図１３（ｂ）には、図１１のX2-X2線に沿った電圧分布４２ｂと電界分布４４ｂとが示されている。図１３（c）には、図１１のY-Y線に沿った電圧分布４２ｃと電界分布４４ｃとが示されている。

図１３に示すように、第３の共振周波数ｆ_３における電圧分布４２ａ，４２ｂは、実施の形態１の導波管変換器２の第１の共振周波数ｆ_１における電圧分布および電界と略同じである。従って、第３の共振周波数ｆ_３は第１の辺１４ａの長さｌ_１に対応する。

―第４の共振周波数―
図１４には、導波管変換器１０２の断面における電圧分布および電界分布が示されている。図１４の電圧分布等は、第４の共振周波数ｆ_４における分布である。図１４（ａ）には、図１１のX1-X1線に沿った電圧分布４２ａと電界分布４４ａとが示されている。図１４（ｂ）には、図１１のX2-X2線に沿った電圧分布４２ｂと電界分布４４ｂとが示されている。

図１４（ａ）〜（ｂ）に示すように、第４の共振周波数ｆ_４における電圧分布４２ａ，４２ｂの節から節までの長さは、励振アンテナ６（図１１参照）の第２の辺１４ｂの両端と信号線路４との距離である第３の長さｌ_３に略一致する。第３の長さｌ_３は、第１の辺１４ａの第１の長さｌ₁の略半分である。従って第４の共振周波数ｆ_４は、第３の共振周波数ｆ_３（例えば、６０ＧＨｚ）の略２倍である。

従って、第３の共振周波数ｆ_３と第４の共振周波数ｆ_４は大きく離れる。その結果、第３の共振周波数ｆ_３における反射係数のノッチと第４の共振周波数ｆ_４における反射係数のノッチは完全に分離し、合体することはない。従って、図１１の導波管変換器１０２の反射係数の帯域幅は狭いままである。

（４）設計および製造
図１５は、ｌ_１およびｌ_２の導出方法の一例を説明するフローチャートである。

まず、ｌ_１の仮の値（以下、仮のｌ_１と呼ぶ）を決定する（ステップＳ２）。仮のｌ_１は例えば、導波管開口５０の長さＷの０．６倍以上０．９倍以下の長さである。

この仮のｌ_１を用いて、信号線路４が第２の辺１４ｂの中心を通る場合の反射特性を、電磁界シミュレーションにより算出する。算出した反射特性から、共振周波数（以下、仮の第１の共振周波数ｆ_１と呼ぶ）を導出する（ステップＳ４）。

仮のｌ_１と式（１）〜（６）とを用いて、仮の第１の帯域幅ＢＷ１を算出する（ステップＳ６）。仮の第１の帯域幅ＢＷ１は、Ｑ値に基づく帯域幅である。

仮の第２の共振周波数ｆ_２を、例えば式ｆ_２＝ｆ_１+ＢＷ１により算出する（ステップＳ８）。

仮のｌ_２は、例えば式ｌ_２≒Ｃ_０/（２×ｆ_２）により算出する（ステップＳ１０）。

仮のｌ_１および仮のｌ_２を用いて、導波管変換器２の反射特性を電磁界シミュレーションにより算出する。更に算出する反射特性の帯域幅ΔＷが目標値に一致するように仮のｌ_１および仮のｌ_２を調整しながら、電磁界シミュレーションを繰り返す。仮のｌ_１および仮のｌ_２の調整は、算出する反射特性の帯域幅ΔＷが目標値に略一致するまで繰り返す（ステップＳ１２）。以上により、ｌ_１およびｌ_２の設計は終了する。

ただし、反射係数が−１５ｄＢ以下になる低反射領域の中心周波数と中心周波数の目標値（すなわち、所望の中心周波数）との差異が許容範囲内にない場合、仮のｌ_１の初期値を変更してステップＳ２〜Ｓ１２を再度行う。図５に示す例では、反射係数が−１５ｄＢ以下になる低反射領域は、５７．８〜６２．４ＧＨｚである。低反射領域の中心周波数は、６０．１ＧＨｚである。

以上の工程により得られるｌ_１およびｌ_２の設計値に基づき例えばプリント基板を加工して、少なくとも信号線路４と励振アンテナ６と導体（ビア）１８と接地導体１６とを有する基板を形成する。この基板上に励振アンテナ６を囲うように導波管３を載置しその後、導波管３を基板に固定する。この時、導体（ビア）１８と導波管３とを接続する。以上により、導波管変換器２が完成する。

（５）使用方法
実施の形態１の導波管変換器２は、例えば送受信アンテナと送受信回路の間に配置される。この場合、励振アンテナ６から見て導波管３の反対側に送受信アンテナが配置される。誘電体基板８には送受信回路が搭載され、この送受信回路に信号線路４が接続される。送受信アンテナは例えば、車載レーダ、携帯電話のアンテナおよび無線ＬＡＮ（Local Area Network）のアンテナ等である。動作周波数は例えば、３０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚである。

導波管３の送受信アンテナ側には、図１〜３を参照して説明した信号線路４、励振アンテナ６、導体（ビア）１８及び接地導体１６と略同じもの有する誘電体基板（以下、アンテナ側基板と呼ぶ）が配置される。導波管３の送受信アンテナ側の側面には、ポート１０（図１参照）に相当する切り欠きが設けられる。

接地導体１６に相当するグランド・プレインは、アンテナ側基板内に配置される。励振アンテナおよび信号線路は、アンテナ側基板の裏面（導波管側の一面）に設けられる。アンテナ側基板の表面には、送受信アンテナ側が設けられる。

送受信アンテナは例えば、複数の平面アンテナである。送受信アンテナはアンテナ側基板に設けられた導体（ビア）を介して、アンテナ側基板の裏面に配置された信号線路に接続される。この様な構成により、送受信アンテナと送受信回路とが、導波管３を介して接続される。実施の形態１によれば導波管変換器２の帯域幅が広がるので、高速大容量通信が可能になる。

実施の形態１では、励振アンテナ６の第２の辺１４ｂに接する信号線路４と第２の辺１４ｂの終端との最大距離は、この最大距離に対応する共振点が第１の辺１４ａの長さｌ_１に対応する共振点から夫々の帯域幅の半分の和以下離れる距離である。従って実施の形態１によれば、各共振点における反射係数のノッチ４５，４７が合体して、反射係数の帯域幅が広がる。なお上記最大距離は、第２の長さｌ_２である。最大距離ｌ_２に対応する共振点の周波数は、ｆ_２である。第１の辺１４ａの長さｌ_１に対応する共振点の周波数はｆ_１である。

（実施の形態２）
図１６は、実施の形態２の導波管変換器２０２の平面図である。実施の形態２は、実施の形態１に類似している。従って、実施の形態１と同じ部分については、説明を省略または簡単にする。

図１６に示すように、実施の形態２の励振アンテナ２０６は、第２の辺２１４ｂのうち第２の長さｌ_２に対応する領域２３２の信号線路側に一端が接する切り欠き２３４を有する。実施の形態２によれば、導波管変換器２０２の帯域幅を調整することができる。

第２の共振周波数ｆ_２に対応する電圧分布は、切り欠き２３４の幅だけ狭くなる。その結果、第２の共振周波数ｆ_２が高周波側に移動する。すなわち切り欠き２３４を設けることで、導波管変換器２０２の帯域幅を高周波側にシフトさせることができる。

図１６に示す例では、切り欠き２３４は信号線路４の一端１２に接している。しかし、切り欠き２３４は信号線路４の一端１２から離隔してもよい。

（実施の形態３）
図１７は、実施の形態３の導波管変換器３０２の平面図である。実施の形態３は、実施の形態１に類似している。従って、実施の形態１と同じ部分については、説明を省略または簡単にする。

図１７に示すように、実施の形態３の第１の辺３１４ａは、第２の辺３１４ｂより短い。従って、第１の辺３１４ａに対応する第１の共振周波数ｆ_１は、第２の辺３１４ｂに対応する第２の共振周波数ｆ_２より高くなる。従って実施の形態３によれば、反射特性の設計自由度が高くなる。

図１８は、実施の形態３の変形例４０２を説明する平面図である。図１７に示す例では、励振アンテナ３０６は台形である。一方、図１８に示す例では、励振アンテナ４０６は６角形である。変形例４０２でも、第１の辺４１４ａは第２の辺４１４ｂより短いので、第１の共振周波数ｆ_１は第２の共振周波数ｆ_２より高くなる。従って変形例４０２によっても、反射特性の設計自由度は高くなる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、実施の形態１〜３は、例示であって制限的なものではない。

例えば実施の形態１〜３の信号線路４は、マイクロ・ストリップ・ラインである。しかし信号線路４は、マイクロ・ストリップ・ライン以外の線路であってもよい。例えば信号線路４は、コプレーナ・ストリップ・ラインであってもよい。

また実施の形態１〜３では、反射係数の帯域幅の基準値は−１５ｄＢである。しかし、帯域幅の基準値は−１５ｄＢ以外の値であってもよい。例えば、帯域幅の基準値は−１０ｄＢであってもよい。すなわち反射係数の帯域幅は、反射係数が−１０ｄＢ以下になる周波数領域の幅であってもよい。その場合、第１のＱ値および第２のＱ値の係数は０．１である。

以上の実施の形態１〜３に関し、更に以下の付記を開示する。

（付記１）
導波管と、
前記導波管の一端に配置されると共に平面視において前記導波管に囲われ、第１の辺と前記第１の辺に対向すると共に信号線路の一端に接する第２の辺とを有する励振アンテナとを有し、
前記第１の辺の第１の長さは、前記第１の長さに対応する第１の共振周波数が、中間周波数から前記第１の長さに対応する第１の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さであり、
前記第２の辺の終端と前記信号線路との前記第２の辺に沿った距離のうち最も長い距離である第２の長さは、前記第２の長さに対応する第２の共振周波数が、前記中間周波数から前記第２の長さに対応する第２の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さである
導波管変換器。

（付記２）
更に、前記励振アンテナが配置された誘電体基板を有し、
前記第１の帯域幅は、第１式

（Ｑ１は、以下の第５式および第６式においてｌの値が前記第１の長さである場合のＱ値であり、ｆ_１は前記第１の共振周波数である）
で表され、
前記第２の帯域幅は、第２式で表され、

（Ｑ_２は、以下の式５及び６においてｌの値が前記第２の長さである場合のＱ値であり、ｆ_２は前記第２の共振周波数である）
で表され、
前記Ｑ値は、第３式

で表され、
前記Ｑ_ｄは、第４式

（δは、前記誘電体基板の誘電正接である）
で表され、
前記Ｑ_ｃは、第５式

（ｈは前記誘電体基板の厚さであり、μ₀は真空の透磁率であり、σは前記励振アンテナの導電率であり、Ｃ₀は真空中の光の速度である）
で表され、
前記Ｑ_ＲＡＤは、第６式

（ε₀は真空の誘電率であり、ε_ｒは前記誘電体基板の比誘電率であり、Ｌは前記導波管の内壁のうち前記第１の辺に対向する第１の内壁と前記内壁のうち前記第２の辺に対向する第２の内壁との第１の間隔であり、Ｗは前記導波管の前記内壁のうち前記第１の辺の延長線と交差する一方の内壁と前記内壁のうち前記延長線と交差する他方の内壁との第２の間隔であり、ｂは前記第１の辺と前記第２の辺の第３の間隔であり、Ｚ_ｗは真空の波動インピーダンスである）
で表されことを
特徴とする付記１に記載の導波管変換器。

（付記３）
前記励振アンテナは、前記第２の辺のうち前記第２の長さに対応する領域の前記信号線路側に一端が接する切り欠きを有することを
特徴とする付記１又は２に記載の導波管変換器。

（付記４）
前記第１の辺は、前記第２の辺より短いことを
特徴とする付記１乃至３のいずれか１項に記載の導波管変換器。

（付記５）
前記導波管の側面には、前記信号線路と前記励振アンテナとの境界に対向する切り欠きが設けられ、
前記信号線路は、前記切り欠きを介して前記導波管の内側から外側に延在することを
特徴とする付記１乃至３のいずれか１項に記載の導波管変換器。

（付記６）
導波管と、
前記導波管の一端に配置されると共に平面視において前記導波管に囲われ、第１の辺と前記第１の辺に対向すると共に信号線路の一端に接する第２の辺とを有する励振アンテナとを有し、
前記第２の辺が前記信号線路に接する位置は、前記第２の辺の終端と前記信号線路との前記第２の辺に沿った距離のうち最も長い第２の長さに対応する第２の共振周波数と前記１の辺の第１の長さに対応する第１の共振周波数との間で、前記導波管の他端から見た反射係数が−１５ｄＢ以下に保たれる位置である
導波管変換器。

２，２０２，３０２，４０２・・・導波管変換器
３・・・導波管
４…信号線路
６，２０６，３０６，４０６・・・励振アンテナ
８・・・誘電体基板
１２・・・信号線路の一端
１４ａ，２１４ａ，３１４ａ，４１４ａ・・・第１の辺
１４ｂ，２１４ｂ，３１４ｂ，４１４ｂ・・・第２の辺

Claims (4)

1. 導波管と、
   前記導波管の一端に配置されると共に平面視において前記導波管に囲われ、第１の辺と前記第１の辺に対向すると共に信号線路の一端に接する第２の辺とを有する励振アンテナとを有し、
   前記第１の辺の第１の長さは、前記第１の長さに対応する第１の共振周波数が、中間周波数から前記第１の長さに対応する第１の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さであり、
   前記第２の辺の終端と前記信号線路との前記第２の辺に沿った距離のうち最も長い距離である第２の長さは、前記第２の長さに対応する第２の共振周波数が、前記中間周波数から前記第２の長さに対応する第２の帯域幅の半分以下の周波数だけ離れる長さであり、
   前記信号線路の一端の中心と前記第２の辺の中心が接する場合の第３の帯域幅より広い第４の帯域幅を有する
   導波管変換器。
2. 更に、前記励振アンテナが配置された誘電体基板を有し、
   前記第１の帯域幅は、第１式
   

   

   （Ｑ１は、以下の第５式および第６式においてｌの値が前記第１の長さである場合のＱ値であり、ｆ_１は前記第１の共振周波数である）
   で表され、
   前記第２の帯域幅は、第２式で表され、
   

   

   （Ｑ_２は、以下の式５及び６においてｌの値が前記第２の長さである場合のＱ値であり、ｆ_２は前記第２の共振周波数である）
   で表され、
   前記Ｑ値は、第３式
   

   

   で表され、
   前記Ｑ_ｄは、第４式
   

   

   （δは、前記誘電体基板の誘電正接である）
   で表され、
   前記Ｑ_ｃは、第５式
   

   

   （ｈは前記誘電体基板の厚さであり、μ₀は真空の透磁率であり、σは前記励振アンテナの導電率であり、Ｃ₀は真空中の光の速度である）
   で表され、
   前記Ｑ_ＲＡＤは、第６式
   

   

   （ε₀は真空の誘電率であり、ε_ｒは前記誘電体基板の比誘電率であり、Ｌは前記導波管の内壁のうち前記第１の辺に対向する第１の内壁と前記内壁のうち前記第２の辺に対向する第２の内壁との第１の間隔であり、Ｗは前記導波管の前記内壁のうち前記第１の辺の延長線と交差する一方の内壁と前記内壁のうち前記延長線と交差する他方の内壁との第２の間隔であり、ｂは前記第１の辺と前記第２の辺の第３の間隔であり、Ｚ_ｗは真空の波動インピーダンスである）
   で表されることを
   特徴とする請求項１に記載の導波管変換器。
3. 前記励振アンテナは、前記第２の辺のうち前記第２の長さに対応する領域の前記信号線路側に一端が接する切り欠きを有することを
   特徴とする請求項１又は２に記載の導波管変換器。
4. 前記第１の辺は、前記第２の辺より短いことを
   特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の導波管変換器。

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