JP2008085951A - 周波数シフトキーイング復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】製造バラツキの影響のない安定した回路特性を有し、校正回路を不要とすること。ＦＳＫ復調装置を実装するＬＳＩに外付けの受動素子をなくし、コストを低減すること。
【解決手段】アナログスイッチ１１，１２とキャパシタ２１，２２とオペアンプ３１によりスイッチトキャパシタ回路を構成し、周波数シフトキーイング変調された信号の周波数よりも高いサンプリング周波数でアナログスイッチ１１，１２を繰り返し開閉させることによって、キャパシタ２１，２２を段階的に充電し、その充電状態に応じたレベルの復調データを出力する。また、充電されたキャパシタ２１，２２をＦＳＫ信号のレベルの切り替えタイミングで放電する。
【選択図】図３

Description

この発明は、無線通信における周波数シフトキーイング復調装置に関する。

従来、周波数シフトキーイング復調装置（以下、ＦＳＫ復調装置とする）は、バイポーラトランジスタを用いて構成されている。また、近年、ＣＭＯＳトランジスタを用いたＦＳＫ復調装置が設計されている。また、固定周波数の基準信号を発振する固定発振回路と、ディジタル信号をベースバンド信号として周波数偏移による変調を施した周波数シフトキーイング変調信号と前記基準信号との位相差の積分値を、１ビットデータの区間を定めるシンボル期間毎に検出する位相差積分器と、前記周波数シフトキーイング変調信号からシンボル同期信号を検出するシンボル検出器と、前記位相差積分器からの出力信号を、前記シンボル同期信号に基づいて生成されたタイミング信号でサンプルホールドするサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路からの出力信号と閾値電圧とを比較することにより復調信号を生成する判定器と、を有するＦＳＫ復調装置が公知である（例えば、特許文献１参照。）。

特開２００３−１１５８８４号公報

しかしながら、ＣＭＯＳトランジスタを用いた従来のＦＳＫ復調装置では、製造バラツキがあるため、それを校正するための回路が必要であるという問題点がある。また、従来のＦＳＫ復調装置では、ＲＬＣの受動素子が必要であるが、周波数シフトキーイング変調された信号（以下、ＦＳＫ信号とする）の周波数が低いと、その受動素子をＦＳＫ復調装置とともにＬＳＩの内部に設けることができない。その場合には、ＬＳＩに受動素子を外付けすることになるため、コストがかかるという問題点がある。また、上記特許文献１に開示されたＦＳＫ復調装置では、構成が複雑であるため、コストがかかるという問題点がある。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、製造バラツキの影響のない安定した回路特性を有し、校正回路が不要であるＦＳＫ復調装置を提供することを目的とする。また、この発明は、ＦＳＫ復調装置を実装するＬＳＩにＲＬＣの受動素子を外付けする必要のない低コストのＦＳＫ復調装置を提供することを目的とする。さらに、この発明は、回路構成が簡素な低コストのＦＳＫ復調装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるＦＳＫ復調装置は、アナログスイッチとキャパシタとオペアンプによりスイッチトキャパシタ回路を構成し、ＦＳＫ信号の周波数よりも高いサンプリング周波数でアナログスイッチを繰り返し開閉させることによって、キャパシタを段階的に充電し、その充電状態に応じたレベルの復調データを出力することを特徴とする。また、充電されたキャパシタをＦＳＫ信号のレベルの切り替えタイミングで放電することを特徴とする。

この発明によれば、製造バラツキの影響のない安定した回路特性が得られる。また、外付けの受動素子が不要となる。さらに、回路構成が簡素である。

本発明にかかるＦＳＫ復調装置によれば、製造バラツキの影響のない安定した回路特性が得られるので、校正回路が不要なＦＳＫ復調装置が得られるという効果を奏する。また、ＲＬＣの受動素子をＬＳＩに外付けする必要がないので、低コストなＦＳＫ復調装置が得られるという効果を奏する。さらに、回路構成が簡素であるので、低コストなＦＳＫ復調装置が得られるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかるＦＳＫ復調装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。図１は、周波数シフトキーイング変調された受信信号を示す波形図である。図２は、図１に示す受信信号をデジタル波形に成形した信号を示す波形図である。図１に示すように、受信信号では、無線データの「０」および「１」は、それぞれ低い周波数および高い周波数に変調されている。図２に示すように、ＦＳＫ復調装置を有する受信機は、図１に示す受信信号の波形をデジタル波形に成形する。ＦＳＫ復調装置は、図２に示す波形の信号（以下、復調対象信号とする）を復調の対象とし、この復調対象信号に基づいて元の無線データを復調する。

図３は、この発明の実施の形態にかかるＦＳＫ復調装置の構成の一例を示す回路図である。図３に示すように、ＦＳＫ復調装置１は、３個のアナログスイッチ１１，１２，１３と、２個のキャパシタ２１，２２と、２個のオペアンプ３１，３２と、３個のラッチ回路４１，４２，４３と、排他的論理和回路５１と、バッファ回路５２を備えている。

第１のアナログスイッチ１１および第２のアナログスイッチ１２は、クロック信号により開閉動作を繰り返す。このクロック信号の周波数（以下、サンプリング周波数とする）は、復調対象信号の周波数よりも高い。従って、第１のアナログスイッチ１１および第２のアナログスイッチ１２は、復調対象信号の周波数よりも高い周波数で開閉動作を繰り返す。

第２のキャパシタ２２の一方の電極は、第１のアナログスイッチ１１に接続されている。第２のキャパシタ２２のもう一方の電極は、第２のアナログスイッチ１２に接続されている。第１のアナログスイッチ１１および第２のアナログスイッチ１２は、開いたときに接地側に接続される。第１のアナログスイッチ１１は、閉じたときに電源（ＶＤＤ）側に接続される。第２のアナログスイッチ１２は、閉じたときに第１のオペアンプ３１の反転入力端子（−）および第１のキャパシタ２１の一方の電極に接続される。

第１のオペアンプ３１の非反転入力端子（＋）は接地されている。第１のオペアンプ３１の出力端子は、第１のキャパシタ２１のもう一方の電極と、第２のオペアンプ３２の反転入力端子（−）に接続されている。第２のオペアンプ３２の非反転入力端子（＋）には、参照電圧が入力されている。第２のオペアンプ３２の出力端子は、第１のラッチ回路４１を構成するＤフリップフロップの入力端子（Ｄ）に接続されている。第１のラッチ回路４１の出力端子（Ｑ）からは復調データが出力される。第１のラッチ回路４１のクロック端子（ＣＫ）は、排他的論理和回路５１の出力端子に接続されている。

第２のラッチ回路４２を構成するＤフリップフロップの入力端子（Ｄ）およびクロック端子（ＣＫ）には、それぞれ、復調対象信号およびクロック信号が供給されている。第２のラッチ回路４２の出力端子（Ｑ）は、第３のラッチ回路４３を構成するＤフリップフロップの入力端子（Ｄ）と、排他的論理和回路５１の一方の入力端子に接続されている。第３のラッチ回路４３の出力端子（Ｑ）は、排他的論理和回路５１のもう一方の入力端子に接続されている。第３のラッチ回路４３のクロック端子（ＣＫ）には、クロック信号が供給されている。

排他的論理和回路５１の出力信号は、上述したように第１のラッチ回路４１のクロック端子（ＣＫ）と、バッファ回路５２を介して第３のアナログスイッチ１３に供給されている。第３のアナログスイッチ１３は、第１のオペアンプ３１の出力端子と反転入力端子（−）の間に設けられており、第１のキャパシタ２１に並列に接続されている。第３のアナログスイッチ１３は、排他的論理和回路５１の出力信号に基づいて開閉する。第２のラッチ回路４２、第３のラッチ回路４３、排他的論理和回路５１、第２のラッチ回路４２および第３のアナログスイッチ１３は、第１のキャパシタ２１を放電させるスイッチ回路を構成する。

次に、図３に示すＦＳＫ復調装置１の動作について説明する。図４は、図３に示すＦＳＫ復調装置の動作を示すタイミングチャートである。図４に示すように、第２のラッチ回路４２の出力信号と第３のラッチ回路４３の出力信号にずれが生じる。それによって、排他的論理和回路５１から、復調対象信号のレベルの切り替わりのタイミングでパルス信号が出力される。このパルス信号が出力されると、第３のアナログスイッチ１３が閉じて、第１のキャパシタ２１が放電される。

排他的論理和回路５１からパルス信号が出力されていない期間では、第３のアナログスイッチ１３は開いている。第３のアナログスイッチ１３が開いている間、第１のキャパシタ２１は、図４に「第１のオペアンプの出力電圧」として示すように、クロック信号の入力により段階的に充電される。このときの１回のクロック信号の入力により充電される電圧は、第２のキャパシタ２２の容量値をＣａとし、第１のキャパシタ２１の容量値をＣｂとすると、［（Ｃａ／Ｃｂ）×電源電圧］で表される。

無線データが「０」である場合には、排他的論理和回路５１から出力されるパルス信号の周期が長いので、第１のキャパシタ２１により多くの電荷が蓄積される。無線データが「１」である場合には、排他的論理和回路５１から出力されるパルス信号の周期が短いので、第１のキャパシタ２１に蓄積される電荷が少ない。従って、第１のキャパシタ２１を放電させるまでの間に、無線データが「０」である場合の方が、無線データが「１」である場合よりも、第１のオペアンプ３１の出力電圧が高くなる。

そこで、第２のオペアンプ３２の参照電圧を、無線データが「０」である場合の第１のオペアンプ３１の出力電圧と、無線データが「１」である場合の第１のオペアンプ３１の出力電圧の間に設定すると、第２のオペアンプ３２の出力電圧は、無線データが「０」である期間では、ハイレベルとローレベルに交互に切り替わり、無線データが「１」である期間では、ハイレベルに固定される。そして、無線データが「０」である期間では、第２のオペアンプ３２の出力電圧がローレベルのときに第１のラッチ回路４１がラッチして出力するので、第１のラッチ回路４１から出力される復調データは、ローレベル、すなわち「０」となる。一方、無線データが「１」である期間では、第１のラッチ回路４１から出力される復調データは、ハイレベル、すなわち「１」となる。

上述した構成のＦＳＫ復調装置１は、復調対象信号の周波数とクロック信号の周波数の種々の組み合わせに対応できる。復調対象信号の周波数とクロック信号の周波数の組み合わせに応じて、第１のキャパシタ２１の容量値Ｃｂと第２のキャパシタ２２の容量値Ｃａの組み合わせを変更すればよい。例えば、無線データが「０」および「１」であるときの復調対象信号の周波数がそれぞれＡおよびＢであり、クロック信号の周波数、すなわちサンプリング周波数がＸであるとする。

この場合、クロック信号の周期は、１／Ｘである。また、周波数Ａの復調対象信号のパルス幅は、［１／（２×Ａ）］である。従って、周波数Ａの復調対象信号のサンプル数は、［Ｘ／（２×Ａ）］となる。同様に、周波数Ｂの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数は、それぞれ、［１／（２×Ｂ）］および［Ｘ／（２×Ｂ）］となる。ここで、第２のオペアンプ３２の参照電圧を［ＶＤＤ／２］とする。ＶＤＤは、電源電圧である。周波数Ａの復調対象信号のサンプル数と周波数Ｂの復調対象信号のサンプル数の平均値、すなわち［Ｘ×（Ａ＋Ｂ）／（４×Ａ×Ｂ）］を、無線データの「０」と「１」を峻別する閾値とするには、［Ｃｂ：Ｃａ＝｛Ｘ×（Ａ＋Ｂ）／（２×Ａ×Ｂ）｝：１］を満たすようにすればよい。

一例を示す。復調対象信号の周波数ＡおよびＢがそれぞれ１００ｋＨｚおよび２５０ｋＨｚであり、サンプリング周波数Ｘが１０ＭＨｚである場合には、次のようになる。周波数Ａの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数は、それぞれ、５０００ｎｓおよび５０回である。周波数Ｂの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数は、それぞれ、２０００ｎｓおよび２０回である。第２のオペアンプ３２の参照電圧を［ＶＤＤ／２］とし、サンプル数の閾値を３５回とすると、［Ｃｂ：Ｃａ＝７０：１］となる。従って、第１のキャパシタ２１の容量値Ｃｂが第２のキャパシタ２２の容量値Ｃａの７０倍になるように、第１のキャパシタ２１と第２のキャパシタ２２を選択すればよい。

また、復調対象信号の周波数とクロック信号の周波数の種々の組み合わせに対して、第２のオペアンプ３２の参照電圧を変更することによって対応することもできる。例えば、Ａ、ＢおよびＸを上述した通りとし、［Ｃｂ：Ｃａ＝Ｓ：１］とする。この場合、周波数Ａの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数は、それぞれ、上述した通りである。従って、復調対象信号の周波数がＡであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、［Ｘ×ＶＤＤ／（２×Ｓ×Ａ）］となる。

同様に、周波数Ｂの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数は、それぞれ、上述した通りであり、復調対象信号の周波数がＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、［Ｘ×ＶＤＤ／（２×Ｓ×Ｂ）］となる。そこで、復調対象信号の周波数がＡであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧と、復調対象信号の周波数がＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧の平均値、すなわち［｛Ｘ×（Ａ＋Ｂ）／（４×Ｓ×Ａ×Ｂ）｝×ＶＤＤ］の電圧を、無線データの「０」と「１」を峻別するための参照電圧とすればよい。

一例を示す。復調対象信号の周波数ＡおよびＢがそれぞれ１００ｋＨｚおよび２５０ｋＨｚであり、サンプリング周波数Ｘが１０ＭＨｚであり、［Ｃｂ：Ｃａ＝１００：１］である場合には、次のようになる。復調対象信号の周波数がＡおよびＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、それぞれ、［ＶＤＤ／２］および［ＶＤＤ／５］となり、これらの平均値は、［（７／２０）×ＶＤＤ］となる。つまり、第２のオペアンプ３２の参照電圧を［（７／２０）×ＶＤＤ］に設定すればよい。

また、サンプリング周波数を変更することによっても、復調対象信号の周波数の変更に対応できる。例えば、Ａ、ＢおよびＸを上述した通りとし、［Ｃｂ：Ｃａ＝Ｓ：１］とする。この場合、周波数Ａの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数、並びに復調対象信号の周波数がＡであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、それぞれ、上述した通りである。また、周波数Ｂの復調対象信号のパルス幅およびサンプル数、並びに復調対象信号の周波数がＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、それぞれ、上述した通りである。

第２のオペアンプ３２の参照電圧を［ＶＤＤ／２］とし、これに、復調対象信号の周波数がＡであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧と、復調対象信号の周波数がＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧の平均値が等しいとすると、［｛Ｘ／（２×Ｓ×Ａ）＋Ｘ／（２×Ｓ×Ｂ）｝／２＝１／２］となる。従って、［Ｘ＝２×Ｓ×Ａ×Ｂ／（Ａ＋Ｂ）］となる。すなわち、サンプリング周波数を［２×Ｓ×Ａ×Ｂ／（Ａ＋Ｂ）］とすればよい。

一例を示す。復調対象信号の周波数ＡおよびＢがそれぞれ１００ｋＨｚおよび２５０ｋＨｚであり、第２のオペアンプ３２の参照電圧が［ＶＤＤ／２］であり、［Ｃｂ：Ｃａ＝７０：１］である場合には、次のようになる。周波数ＡおよびＢの復調対象信号のパルス幅は、それぞれ、上述した通りである。サンプリング周波数をＸとすると、復調対象信号の周波数がＡおよびＢであるときの第１のオペアンプ３１の出力電圧は、それぞれ、［５０００×１０^-9×Ｘ×ＶＤＤ／７０］および［２０００×１０^-9×Ｘ×ＶＤＤ／７０］となる。

従って、［｛５０００×１０^-9×Ｘ／７０＋２０００×１０^-9×Ｘ／７０｝／２＝１／２］であるので、Ｘは、１×１０⁷Ｈｚとなる。つまり、サンプリング周波数を１０ＭＨｚにすればよい。

以上説明したように、実施の形態によれば、無線データの「０」および「１」にそれぞれ対応する復調対象信号の周波数に応じて、サンプリング周波数、第１および第２のキャパシタ２１，２２のそれぞれの容量値、または第２のオペアンプ３２の参照電圧を設定すればよいので、製造バラツキの影響のない安定した回路特性が得られる。従って、校正回路が不要となる。また、ＦＳＫ復調装置１を含むＬＳＩにＲＬＣの受動素子を外付けする必要がないので、コストを削減できる。さらに、ＦＳＫ復調装置１の回路構成が簡素であるので、コストを削減できる。

（付記１）周波数シフトキーイング変調されたデジタル波形の復調対象信号の周波数よりも高いサンプリング周波数で開閉動作を繰り返すアナログスイッチと、
前記アナログスイッチの開閉動作の繰り返しによって段階的に充電される第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタをフィードバック容量とする第１のオペアンプと、
前記第１のオペアンプの入力容量となる第２のキャパシタと、
を備えることを特徴とする周波数シフトキーイング復調装置。

（付記２）前記復調対象信号がハイレベルからローレベルに切り替わるタイミング、および前記復調対象信号がローレベルからハイレベルに切り替わるタイミングの一方または両方で、充電された前記第１のキャパシタを放電させるスイッチ回路、をさらに備えることを特徴とする付記１に記載の周波数シフトキーイング復調装置。

（付記３）前記第１のオペアンプの出力を参照電圧と比較して前記第１のキャパシタの充電状態に応じたレベルのデータを出力する第２のオペアンプ、をさらに備えることを特徴とする付記１または２に記載の周波数シフトキーイング復調装置。

（付記４）前記第２のオペアンプの出力データをラッチして復調データを出力するラッチ回路、をさらに備えることを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の周波数シフトキーイング復調装置。

（付記５）前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタは、それぞれ、前記復調対象信号の周波数と前記サンプリング周波数に応じた容量値を有することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の周波数シフトキーイング復調装置。

（付記６）前記参照電圧は、前記復調対象信号の周波数と前記サンプリング周波数に応じた電圧値を有することを特徴とする付記３に記載の周波数シフトキーイング復調装置。

（付記７）前記サンプリング周波数は、前記復調対象信号の周波数に応じた周波数であることを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の周波数シフトキーイング復調装置。

以上のように、本発明にかかるＦＳＫ復調装置は、ＦＳＫ方式による無線通信を行うシステムに有用であり、特に、無線通信を利用した作業状況等の遠隔監視システム、無線通信を利用した機械作業等の遠隔制御システム、各センサとの連携に無線通信を利用したセキュリティシステム、またはデータ伝送用の無線通信システムに適している。

周波数シフトキーイング変調された受信信号を示す波形図である。 この発明の実施の形態にかかるＦＳＫ復調装置の復調対象信号を示す波形図である。 この発明の実施の形態にかかるＦＳＫ復調装置の構成の一例を示す回路図である。 図３に示すＦＳＫ復調装置の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１１，１２，１３ アナログスイッチ
２１，２２ キャパシタ
３１，３２ オペアンプ
４１ ラッチ回路

Claims (5)

1. 周波数シフトキーイング変調されたデジタル波形の復調対象信号の周波数よりも高いサンプリング周波数で開閉動作を繰り返すアナログスイッチと、
   前記アナログスイッチの開閉動作の繰り返しによって段階的に充電される第１のキャパシタと、
   前記第１のキャパシタをフィードバック容量とする第１のオペアンプと、
   前記第１のオペアンプの入力容量となる第２のキャパシタと、
   を備えることを特徴とする周波数シフトキーイング復調装置。
2. 前記復調対象信号がハイレベルからローレベルに切り替わるタイミング、および前記復調対象信号がローレベルからハイレベルに切り替わるタイミングの一方または両方で、充電された前記第１のキャパシタを放電させるスイッチ回路、をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数シフトキーイング復調装置。
3. 前記第１のオペアンプの出力を参照電圧と比較して前記第１のキャパシタの充電状態に応じたレベルのデータを出力する第２のオペアンプ、をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の周波数シフトキーイング復調装置。
4. 前記第２のオペアンプの出力データをラッチして復調データを出力するラッチ回路、をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の周波数シフトキーイング復調装置。
5. 前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタは、それぞれ、前記復調対象信号の周波数と前記サンプリング周波数に応じた容量値を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の周波数シフトキーイング復調装置。

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