JP2008042524A

JP2008042524A - 偏波モード分散モニタ方法及び装置並びに偏波モード分散抑圧方法及びシステム

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Publication number: JP2008042524A
Application number: JP2006214321A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Oguro; 將弘大黒; Itsuro Morita; 逸郎森田
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2006-08-07
Filing date: 2006-08-07
Publication date: 2008-02-21

Abstract

【課題】ＯＴＤＭの光信号のＰＭＤを簡易に計測し、補償する。
【解決手段】
ＰＭＤ補償装置１２は、モニタ信号生成回路２８からのＰＭＤモニタ信号に従い、入力信号光１０のＰＭＤを補償する。分波器２２は、装置１２の出力光を２分割し、一方を出力信号光２４とし、他方をダウンコンバータ２６に供給する。ダウンコンバータ２６は、装置１２の出力光を低周波数の光信号にダウンコンバートする。モニタ信号生成回路２８は、ダウンコンバータ２６の出力信号光の信号対雑音比を計測し、計測結果をＰＭＤモニタ信号として装置１２の制御回路２０に印加する。
【選択図】図１

Description

本発明は、偏波モード分散モニタ方法及び装置並びに偏波モード分散抑圧方法及びシステムに関する。

将来の光伝送システム、特に全光ネットワークの大容量化は必須であり、超高速伝送技術は、その中核をなす重要な技術の一つである。超高速伝送を実現するには、１ビットに相当する光パルス幅を狭く必要がある。高速の極短パルス列を発生するのは難しいので、通常は、光時分割多重（OTDM：Optical Time Domain Multiplexing）を使い、より低速な極短光パルスの信号光を時間軸上で多重する。

光パルス幅が狭くなるほど、伝送路の偏波モード分散（PMD: polarization mode dispersion）が、伝送特性に与える影響が大きくなる。そこで、伝送路で発生するPMDを効果的に観測する手段と、補償又は抑圧する手段が望まれる。

提案されているPMDモニタ方式は、入力光信号から、信号ビットレートと同等の周波数又はその半分の周波数の電気信号を直接抽出し、その振幅又はパワーを検出する方法であり、検出した振幅又はパワーをモニタ信号とする（例えば、特許文献１−４，非特許文献１，２参照）。

しかし、この方法は、電気部品の応答周波数の限界（例えば、７０ＧＨｚ程度）によって、モニタ可能な信号ビットレートが、例えば７０ＧＨｚ程度に制限されてしまう。

一方で、超高速信号を扱う際の技術の一つとして、超高速信号が持つ高い信号周波数成分を低い周波数に変換するダウンコンバート方式が提案されている（非特許文献３）。これは、超高速光信号のクロックを抽出するシステムの一部として用いられている。
米国特許第６８３９１２９号公報特開平１１−１９６０４６号公報特開２００３−３１８８３０号公報米国特許第６８０７３２２号公報 G. Ishikawa and H. Ooi, "Polarization mode dispersion sensitivity and monitoring in 40 Gbit/s OTDM and 10 Gbit/s NRZ transmission experiments", Proc. Optical Fiber Communication Conference (OFC) '98, WC5, pp.117-119, 1998. M. Hayashi, H. Tanaka and M. Suzuki, "Performance analysis of a polarizer-based PMD compensator and its applicability to an installed SMF WDM system", IEICE Transactions(B), Vol. E87-B, No. 10, pp. 2895-2902, October 2004. T. Miyazaki, et at, "Stable 160-Gb/s DPSK transmission using a simple PMD compensator on the field photonic network test bed of JGN II", PD1, OECC 2004, 2004.

超高速信号のＰＭＤ補償技術として、超高速信号の持つ高周波クロック信号を低速周波数にダウンコンバートし、ダウンコンバート後に、信号ビットレート周波数に相当する成分又はその半分の周波数に相当する成分の電気信号強度を直接検出することが考えられる。

しかし、電気部品の応答周波数の限界以上の超高速信号を生成する際には、ＯＴＤＭが必ず使用されており、信号ビットレート周波数成分の電気信号強度又は半分の周波数成分の電気信号強度は、ＯＴＤＭ多重装置の調整度合いに依存する。その結果、検出された電気信号強度は、ＰＭＤモニタ信号としては十分な機能を果たさない。

本発明は、電気部品が動作しないような、例えば１００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高速ビットレートの光伝送において、送信側でＯＴＤＭ多重装置を使用しても、ＰＭＤを精度良くモニタする方法及び装置、並びに、ＰＭＤ抑圧方法及びシステムを提示することを目的とする。

本発明に係る偏波モード分散モニタ方法は、第１周波数に相当するビットレートの信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングし、当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分の信号対雑音比を算出することを特徴とする。

本発明に係る偏波モード分散モニタ装置は、第１周波数に相当するビットレートの信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングする光サンプリング装置と、当該光サンプリング装置でサンプリングされた当該信号光成分から、当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出する抽出装置と、当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する差動装置とを具備することを特徴とする。

本発明に係る偏波モード分散抑圧方法は、第１周波数に相当するビットレートの信号光を偏波モード分散抑圧装置により抑圧し、当該偏波モード分散抑圧装置の出力信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングし、当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分の信号対雑音比を算出し、当該信号対雑音比に従い、当該偏波モード分散抑圧装置を制御する
ことを特徴とする。

本発明に係る偏波モード分散抑圧システムは、第１周波数に相当するビットレートの入力信号光の偏波モード分散を抑圧する偏波モード分散抑圧装置と、当該偏波モード分散抑圧装置の出力信号光に残留する偏波モード分散をモニタし、そのモニタ結果に従い当該偏波モード分散抑圧装置を制御する偏波モード分散モニタ装置とを具備する偏波モード分散抑圧システムである。特徴的には、当該偏波モード分散モニタ装置が、当該偏波モード分散抑圧装置の出力信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングする光サンプリング装置と、当該光サンプリング装置でサンプリングされた当該信号光成分から、当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出する抽出装置と、当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する差動装置とを具備することを特徴とする。

本発明によれば、高速の信号光の偏波モード分散を簡易な構成でモニタでき、抑圧できる。また、ＯＴＤＭを使用している場合でも、各チャネルの光強度のばらつきに依存せずに、ＰＭＤをモニタでき、抑圧できる。

以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施例の概略構成ブロック図を示す。ビットレートＡ（Ｇｂｉｔ／ｓ）の信号光１０がＰＭＤ補償装置１２に入力する。ＰＭＤ補償装置１２は、光軸を中心に回転可能な半波長板１４、光軸を中心に回転可能な１／４波長板１６、偏光子１８、並びに、後述するＰＭＤモニタ信号に従い、光軸を中心とする半波長板１４及び１／４波長板１６の回転角度位置を制御する制御回路２０からなる。このような構成のＰＭＤ補償装置１２自体は、公知である。

入力信号光１０は、半波長板１４、１／４波長板１６及び偏光子１８を通過する。ＰＭＤモニタ信号が最大又は最小になるように、制御回路２０が半波長板１４及び１／４波長板１６の光軸に対する回転角度位置を制御することで、入力信号光１０に含まれるＰＭＤが低減され又は解消される。偏光子１８の出力光がＰＭＤ補償装置１２の出力光であり、光分波器２２に入射する。

光分波器２２は、ＰＤ補償装置１２の出力光を２分割する。光分波器２２の一方の出力は、ＰＭＤを補償された出力信号光２４である。光分波器２２の他方の出力光は、ＰＭＤ計測の為にダウンコンバータ２６に印加される。

ダウンコンバータ２６は、光分波器２２からの信号光の変調周波数成分（Ａ（ＧＨｚ）の成分）から、所定の低周波数（Ｄ（ＭＨｚ））の成分を生成する光サンプリング装置である。詳細は後述するが、入力信号光１０のビットレートが３９．８Ｇｂｉｔ／ｓの場合、Ｄは２００であり、入力信号光１０が、ビットレート３９．８Ｇｂｉｔ／ｓの４つのチャネルの信号光を時分割多重したものである場合、即ち、入力信号光１０のビットレートが３９．８×４（Ｇｂｉｔ／ｓ）である場合、Ｄは８００である。

図２は、ダウンコンバータ２６の概略構成ブロック図を示す。光分波器２２の出力信号光は、光ゲート装置として機能する電気吸収型光変調器５０に入力する。電気吸収型光変調器５０は、入力信号光を電気バンドパスフィルタ７２からの周波数Ｃ（ＧＨｚ）のクロックに従いゲートする。換言すれば、電気吸収型光変調器５０は、ビットレートＡ（Ｇｂｉｔ／ｓ）の信号光を周波数Ｃ（ＧＨｚ）でサンプリングする。電気吸収型光変調器５０は、周波数Ｄ（ＭＨｚ）の光信号を出力する。１チャネルのビットレートが３９．８Ｇｂｉｔ／ｓのｍ個の信号光が時分割多重されている場合、Ｃは、例えば、３９．６（ＧＧＨｚ）であり、Ｄは、２００×ｍ（ＭＨｚ）である。

光分波器５２は、電気吸収型光変調器５０の出力光を２分割し、一方をモニタ信号生成回路２８に供給し、他方を受光素子５４に供給する。受光素子５４は光分波器５２の出力信号光を電気信号に変換する。電気バンドパスフィルタ５６は、受光素子５４の出力電気信号からＤ（ＭＨｚ）の成分を抽出し、抽出した信号をミキサ５８に印加する。

他方、局所発振器である水晶発振器６０は、差分周波数Ｂ（ＭＨｚ）で安定的に発振する。差分周波数Ｂは、入力信号光１０からダウンコンバータ２６でダウンしたい１チャネル当たりの周波数、即ち、ダウンコンバータ２６から出力される信号光の周波数を規定する基準周波数である。例えば、１チャネルのビットレートが３９．８Ｇｂｉｔ／ｓの光時分割多重システムの場合、Ｂは、２００×ｍ（ＭＨｚ）である。逓倍器６２は、水晶発振器６０の出力の周波数を、入力信号光１０のチャネル数ｍ倍の周波数に逓倍する。電気バンドパスフィルタ６４は、逓倍器６２の出力から周波数Ｄ（ＭＨｚ）の成分を抽出し、抽出した信号をミキサ５８に印加する。

ミキサ５８は、電気バンドパスフィルタ５６，６４からの信号を乗算し、両信号間の周波数と位相の誤差を示す信号を出力する。ミキサ５８の出力信号は、周波数Ｄ（ＭＨｚ）に対して十分に大きな損失を有する電気ローパスフィルタ６６を介して、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６８の制御端子に印加される。電圧制御発振器６８は、周波数Ｃ（ＧＨｚ）＋Ｂ（ＭＨｚ）で発振し、電気ローパスフィルタ６６の出力電圧に従い、電気ローパスフィルタ６６の出力電圧が小さくなるようにその発振周波数と位相を制御される発振器である。電気ミキサ５８，水晶発振器６０、逓倍器６２，電気フィルタ６４，及びローパスフィルタ６６により、電圧制御発振器６８は、水晶発振器６０に同期した周波数Ｃ（ＧＨｚ）＋Ｂ（ＭＨｚ）の信号を出力する。

ミキサ７０は、水晶発振器６０の出力信号に電圧制御発振器６８の出力信号を混合。これにより、ミキサ７０は、電圧制御発振器６８の発振周波数と水晶発振器６０の発振信号の差周波数Ｃ（ＧＨｚ）の信号と和周波数Ｃ（ＧＨｚ）＋２Ｂ（ＭＨｚ）の信号を生成する。電気バンドパスフィルタ７２は、ミキサ７０の出力信号から差周波数Ｃ（ＧＨｚ）の信号を抽出し、抽出した信号を駆動信号又はゲート制御信号として電気吸収変調器５０に印加する。

入力信号光１０のビットレートＡ（ＧＨｚ）、ダウンコンバータ２６から出力される光クロックの周波数Ｄ（Ｍｚ）、差分周波数Ｂ（ＭＨｚ）、及び光ゲーティング周波数Ｃ（ＧＨｚ）は、
Ｄ＝（Ａ−Ｃ×ｎ）×１０^５／Ｂ
の関係にある。但し、ｎは、
Ａ−Ｃ×ｎ＞０
を満たす最大の自然数である。一般的には、差分周波数が、入力信号光１０の１チャネルのビットレートに比べ、十分に小さい場合、ｎは、時分割多重の多重数ｍに等しい。

１チャネルのビットレートが３９．８Ｇｂｉｔ／ｓの時分割多重システムに対する周波数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの数値例の表を図３に示す。

入力信号光の１チャネルのビットレートをＡ，多重数をｍとし、先ず、１チャネルについて、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの満たすべき関係を説明する。先ず、光ゲーティング周波数Ｃを、Ａの何れかの約数をｋとして、
ｋＣ＝（ｋ−１）Ａ
の関係を満たすように、決定する。これにより、入力信号光のビットレートＡを周波数（１／ｋ）Ａにダウンできる。このとき、Ｂは、Ｂ＝Ａ／ｋで与えられ、Ｄは、Ｄ＝Ｂで与えられる。ｋが大きいほど、入力信号光１０を低い周波数にダウンできる。

一般的に、多重数ｍの場合、光ゲーティング周波数Ｃは、
ｋＣ＝（ｋ−１）ｍＡ
の関係を満たすように、決定される。これにより、入力信号光のビットレートｍＡを周波数（ｍ／ｋ）Ａにダウンできる。このとき、Ｂは、Ｂ＝ｍＡ／ｋで与えられ、Ｄは、Ｄ＝ｍＢで与えられる。

図３に示す数値例は、ｍ＝１，２，４の場合を示しており、何れも、ｋ＝１８４である。

このように、ダウンコンバート後の信号の周波数Ｄを選択することで、ダウンコンバータ２６の出力信号は、入力信号光１０の受けたＰＭＤの影響を保持しつつ、且つ、ＯＴＤＭの影響を排除できる。

モニタ信号生成回路２８の光分波器３０は、ダウンコンバータ２６の出力光を２分割し、一方を受光器３２に、他方を受光器３４に供給する。電気バンドパスフィルタ３６は、受光器３２の出力電気信号から周波数Ｄ（ＭＨｚ）の成分を抽出する。電気バンドパスフィルタ３８は、受光器３４の出力電気信号から周波数Ｄ（ＭＨｚ）とは僅かに異なる周波数Ｅ（ＭＨｚ）の成分を抽出する。ここで、周波数Ｅ（ＭＨｚ）は、周波数Ｄの整数倍に等しくなく、且つまた、周波数Ｄの整数分１に等しくない周波数であって、帯域が重ならないほどに周波数Ｄに近い周波数である。周波数Ｄが８００ＭＨｚのとき、Ｅは例えば、９００ＭＨｚである。電気バンドパスフィルタ３６の出力は、光伝送路のＰＭＤによる入力信号光１０の波形劣化を定量的に反映し、電気バンドパスフィルタ３８の出力は、入力信号光１０のノイズ光の強度を反映している。

差動アンプ４０は、フィルタ３６，３８の出力を差動増幅する。差動アンプ４０の出力は、ダウンコンバータ２６の出力信号光の信号対雑音比を示す。差動アンプ４０の出力はモニタ信号生成回路２８の出力であり、ＰＭＤモニタ信号としてＰＭＤ補償装置１２の制御回路２０に印加される。制御回路２０は、当該ＰＭＤモニタ信号が最大になるように、半波長板１４及び１／４波長板１６の角度を制御する。なお、ＰＭＤ補償装置１２は、１次のＰＭＤをほぼゼロに低減でき、２次以上を含むＰＭＤも大幅に低減できる。

なお、ＰＭＤの影響が大きい場合では、電気バンドパスフィルタ３６の出力（信号成分）と電気バンドパスフィルタ３８の出力（ノイズ成分）の差が小さくなる。逆に、ＰＭＤの影響が小さい場合では、信号成分とノイズ成分の差が大きくなる。この結果、ＰＭＤの影響が大きい場合、差動アンプ４０の出力が小さくなり、PMDの影響が小さい場合、差動アンプ４０の出力が大きくなる。従って、ＰＭＤ補償装置１２の制御回路２０は、差動アンプ４０の出力が大きくなるように、半波長板１４及び１／４波長板１６を制御する。

光分波器３０及び受光器３４，３６の構成の代わりに、ダウンコンバータ２６の出力光を単一の受光器で電気信号に変換し、その電気信号を電気フィルタ３６，３８に供給するようにしてもよい。

また、半波長板１４、１／４波長板及び偏光子１８を使用するＰＭＤ補償装置１２を例示したが、異なる光学デバイスを使用するＰＭＤ補償装置を本発明の適用可能であることはいうまでもない。

特定の説明用の実施例を参照して本発明を説明したが、特許請求の範囲に規定される本発明の技術的範囲を逸脱しないで、上述の実施例に種々の変更・修整を施しうることは、本発明の属する分野の技術者にとって自明であり、このような変更・修整も本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明の一実施例の概略構成ブロック図である。ダウンコンバータ２６の概略構成ブロック図である。ダウンコンバータ２６における周波数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの数値例である。

符号の説明

１０：入力信号光
１２：ＰＭＤ補償装置
１４：半波長板
１６：１／４波長板
１８：偏光子
２０：制御回路
２２：光分波器
２４：出力信号光
２６：ダウンコンバータ
２８：モニタ信号生成回路
３０：光分波器
３２，３４：受光器
３６，３８：電気バンドパスフィルタ
４０：差動アンプ
５０：電気吸収型光変調器
５２：光分波器
５４：受光素子
５６：電気バンドパスフィルタ
５６：ミキサ
６０：水晶発振器
６２：逓倍器
６４：電気バンドパスフィルタ
６６：電気ローパスフィルタ
６８：電圧制御発振器（ＶＣＯ）
７０：ミキサ
７２：電気バンドパスフィルタ

Claims

第１周波数に相当するビットレートの信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングし、
当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分の信号対雑音比を算出する
ことを特徴とする偏波モード分散モニタ方法。
当該信号対雑音比を算出するステップが、
当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出し、
当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する
ことを特徴とする請求項２に記載の偏波モード分散モニタ方法。
第１周波数に相当するビットレートの信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングする光サンプリング装置（２６）と、
当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分から、当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出する抽出装置（３０，３２，３４，３６，３８）と、
当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する差動装置（４０）
とを具備することを特徴とする偏波モード分散モニタ装置。
当該光サンプリング装置（２６）が、
当該所定周波数を規定する基準周波数で発振する第１発振器（６０）と、
第２の所定周波数の光ゲート制御信号を発生する第２発振器（６８，７０）と、
当該光ゲート制御信号に従い当該信号光をゲートして当該所定周波数の当該信号光成分を出力する光ゲート装置（５０）と、
当該光ゲート装置（５０）から出力される当該所定周波数の当該信号光成分を電気信号に変換する受光器（５４）と、
当該受光器（５４）の出力から当該所定周波数の成分を抽出する電気バンドパスフィルタ（５６）と、
当該電気バンドパスフィルタ（５６）及び当該第１発振器（６０）の出力に従い、当該第２発振器の発振周波数及び位相を制御する制御回路（５８，６２，６４，６６）
とを具備することを特徴とする請求項３に記載の偏波モード分散モニタ装置。
第１周波数に相当するビットレートの信号光を偏波モード分散抑圧装置により抑圧し、
当該偏波モード分散抑圧装置の出力信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングし、
当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分の信号対雑音比を算出し、
当該信号対雑音比に従い、当該偏波モード分散抑圧装置を制御する
ことを特徴とする偏波モード分散抑圧方法。
当該信号対雑音比を算出するステップが、
当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出し、
当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する
ことを特徴とする請求項５に記載の偏波モード分散抑圧方法。
第１周波数に相当するビットレートの入力信号光（１０）の偏波モード分散を抑圧する偏波モード分散抑圧装置（１２）と、
当該偏波モード分散抑圧装置（１２）の出力信号光に残留する偏波モード分散をモニタし、そのモニタ結果に従い当該偏波モード分散抑圧装置（１２）を制御する偏波モード分散モニタ装置
とを具備する偏波モード分散抑圧システムであって、
当該偏波モード分散モニタ装置が、
当該偏波モード分散抑圧装置（１２）の出力信号光から、当該第１周波数よりも低い所定周波数の信号光成分をサンプリングする光サンプリング装置（２６）と、
当該光サンプリング装置（２６）でサンプリングされた当該信号光成分から、当該所定周波数の第１の電気信号成分と、当該所定周波数の整数倍でもなく、且つ整数分の１でもない周波数の第２の電気周波数成分を抽出する抽出装置（３０，３２，３４，３６，３８）と、
当該第１の電気信号成分と当該第２の電気信号成分の差を算出する差動装置（４０）
とを具備する
ことを特徴とする偏波モード分散抑圧システム。
当該光サンプリング装置（２６）が、
当該所定周波数を規定する基準周波数で発振する第１発振器（６０）と、
第２の所定周波数の光ゲート制御信号を発生する第２発振器（６８，７０）と、
当該光ゲート制御信号に従い当該信号光をゲートして当該所定周波数の当該信号光成分を出力する光ゲート装置（５０）と、
当該光ゲート装置（５０）から出力される当該所定周波数の当該信号光成分を電気信号に変換する受光器（５４）と、
当該受光器（５４）の出力から当該所定周波数の成分を抽出する電気バンドパスフィルタ（５６）と、
当該電気バンドパスフィルタ（５６）及び当該第１発振器（６０）の出力に従い、当該第２発振器の発振周波数及び位相を制御する制御回路（５８，６２，６４，６６）
とを具備することを特徴とする請求項７に記載の偏波モード分散抑圧システム。