JP2007518247A - 蛍光灯のための完全デジタル減光バラスト - Google Patents

Abstract

力率補正器、パワー素子を有する、それにカップルされたデジタル的に制御されたバラスト、を含む電灯制御回路が説明されている。デジタル的に制御されたバラストは、電灯に電力を供給する能力を持つ。バラストは、パワー素子とデジタル的に制御されたバラストの間にカップルされた電流フィードバック・ループ、及び、電灯とデジタル的に制御されたバラストの間にカップルされた電圧フィードバック・ループによって制御される。更に、電灯制御回路を作動させる方法であって、当該回路が、デジタル・コントローラ、出力段、電流フィードバック・ループ、及び、電圧フィードバック・ループを備える方法が提供される。作動において、デジタル・コントローラは、出力段及び電灯から、電流フィードバック信号又は電圧フィードバック信号を受信する。受信された信号に応答して、デジタル・コントローラは、デジタル制御信号を生成し、生成されたデジタル制御信号に従って、出力段を通じて電灯に電力を供給する。

Description

本発明は、全体的に、蛍光灯及び高強度放電灯を駆動する(powering)回路のためのバラストに関連し、特に、電圧及び電流フィードバック・ループを持つデジタル・バラストに関連する。

バラストは、蛍光灯のようなガス放電灯を駆動するために用いられる回路である。バラストは、駆動周波数を調整することによって電灯電流を調節する。駆動周波数は、アナログ電圧から周波数へのコンバータを用いることによって調整され得る。

アナログ・バラストは、予備加熱時間、ソフト・スタート時間、最小及び最大駆動周波数、及び、運転周波数のような種々のパラメータを制御するための、大きな数値の外部キャパシタ及び抵抗を持つ。

いくつかのバラスト回路は、デジタル・コントローラを含むことによって、外部キャパシタ及び抵抗の数値を少なくする。いくつかのデジタル・コントローラは、駆動される電灯の型を識別する能力を持つ。他の回路は、外部コントローラと遠隔通信するために、デジタル・コントローラを使用する。しかし、これらのデジタル・コントローラは、依然として、アナログ設計の中に埋め込まれている。

デジタル・コントローラを利用しているバラストもまた、いくつかの、通常のアナログ・バラストの機能性を欠く。例えば、いくつかの上述の(described)バラストにおいては、インテリジェントな予備加熱機能が存在しない。他のデジタル・バラストは、予備加熱機能、又は、電灯障害(fault)保護、又は減光機能(dimming features)を持たない。減光機能を持つ(describe)バラストは、依然として、アナログ回路を採用する。いくつかの上述のバラスト(これも、アナログ設計を含む)においては、光学カプラが用いられる。

デジタル・バラストの中で、いくつかの設計は、短絡又は負荷故障の保護を提供しない。そのいくつかは、付加的な補助巻線を伴う、複雑な予備加熱回路を持つ。また、外部通信は、不所望な特徴である高電圧ラインを含む。

フル・ブリッジ・インバータのような、自動車への応用のためのバラストは、１２Ｖのアプリケーションに特化している。更に、それらは、予備加熱機能を説明しない。

いくつかの設計は、バラストによって駆動される、電灯の型の識別のような、特定の目的だけのための制御機能を使用する。これらの回路は、しばしば、デジタルとアナログ面の双方を持ち、それ故、それらは、完全にはデジタル的に制御されていない。

簡潔かつ一般的に、本発明の実施例は、パワー素子を含む、デジタル的に制御されたバラストにカップルされた力率補正器(power factor corrector)を含む電灯制御回路を含む。デジタル的に制御されるバラストは、蛍光灯に電力を与える能力を持つ。バラストは、電源装置とデジタル的に制御されるバラストの間にカップルされた電流フィードバック・ループ、及び、電灯とデジタル的に制御されるバラストの間にカップルされた電圧フィードバック・ループによって制御される。

更なる実施例は、電灯制御回路を作動する方法であって、当該回路が、デジタル・コントローラ、出力段(stage)、電流フィードバック・ループ、及び、電圧フィードバック・ループを含む方法を含む。本方法のいくつかの実施例において、デジタル・コントローラは、対応するフィードバック・ループから、電流フィードバック信号、又は、電圧フィードバック信号を受信する。受信された信号に応じて、デジタル・コントローラは、デジタル・コントロール信号を生成し、生成されたデジタル制御信号に従って出力段を通じて電灯に電力を供給する。

本発明の、より完全な理解のために、及び、更なる特徴及び利点のために、今、添付の図面と共に以下の説明に参照が為される。

本発明の実施例及びそれらの利点が、図面の図１−８を参照することによって最も良く理解される。種々の図面の類似及び対応した部分に対して類似の符号が用いられる。

図１は、本発明の実施例によるデジタル・バラストを持つ電灯制御回路100を示す。電灯制御回路100は、デジタル・バラスト140にカップルされた力率補正回路120を含む。デジタル・バラスト140は、出力端子150を通じて、デジタル的に制御された出力電圧を生成する。出力端子150における出力は、電流フィードバック・ループ160及び電圧フィードバック・ループ180によって検知される。フィードバック・ループ160及び180は、デジタル・バラスト140にカップル・バック(coupled back to)される。

力率補正回路120の機能には、実質的に、互いに同位相のＡＣ入力電圧及び電流を提供することが含まれる。デジタル・バラスト140は、デジタル・コントローラ、マイクロ・プロセッサ、又は、マイクロ・コンピュータを含み得る。デジタル・コントローラは、電流フィードバック・ループ160及び電圧フィードバック・ループ180からフィードバック信号を受信し、受信された信号によって出力電圧及び電流をデジタル的に制御するように構成される。

図２は、電灯制御回路100の実施例を示す。力率補正(ＰＦＣ)回路120は、ＰＦＣコントローラ集積回路ＩＣ１、キャパシタＣ１−Ｃ４、抵抗Ｒ１−Ｒ８、ダイオードＤ１−Ｄ７、パワー素子Ｑ１、及び、変圧器Ｔ１を含む。ＰＦＣコントローラＩＣ１、及びデジタル・コントローラＩＣ２、及び、ゲート・ドライバＩＣ３のための作動電力は、ブースト・インダクタＴ１の２次巻線から供給され得る。

上述のように、力率補正回路120の機能には、ＡＣ入力において交流電流を生成すること(ここで、電圧と電流が実質的に同位相である)が含まれる。この仕事を実行するように構成された多くの既知の回路が存在する。それ故、力率補正回路120の特定のレイアウトは、詳細には説明されない。如何なるレイアウトの力率補正回路もが、本発明の範囲内にあることが意図される。

ＤＣリンクは、デジタル・バラスト140にカップルされる。デジタル・バラスト140は、デジタル・コントローラ、マイクロ・コンピュータ、又は、マイクロ・プロセッサであり得る集積回路ＩＣ２を含む。ＩＣ２は、例えば、Fairchild Semiconductorから入手される単一チップ・コントローラＦＭＳ7401であり得る。いくつかの実施例においては、デジタル・コントローラＩＣ２は、デッド・タイム制御ブロックを持つ周波数変更可能な２出力ＰＷＭを含むデジタル制御ブロック、アナログからデジタルへのコンバータ、アナログ及びデジタルの多重入力／出力ポート、内部ＥＥＲＯＭ、フラッシュＲＯＭ、及び、ＲＡＭメモリを含み得る。ＩＣ２の機能について、以下に詳細に説明される。

ＩＣ２は、パワー素子ドライバＩＣ３にカップルされる。図２の本実施例において、ＩＣ２の出力ピン10、11、及び13は、ＩＣ３の入力ピン12,10、及び9に、それぞれカップルされる。他の実施例において、入力及び出力ピンは、これとは異なってカップルされ得る。ＩＣ３は、パワー素子Ｑ２及びＱ３を含む出力段にカップルされる。パワー素子Ｑ２及びＱ３は、ＤＣリンク(又は高電圧レール(high voltage rail))と接地の間で直列にカップルされる。パワー素子Ｑ２及びＱ３は、バイポーラ・ジャンクション・トランジスタ、又は、何らかのタイプのMOS-FET又はIGBT素子であり得る。バイポーラ・トランジスタ・を持つ実施例において、パワー素子ドライバＩＣ３は、バイポーラ・トランジスタのべースにカップルされる。MOS-FETパワー素子を持つ実施例において、ＩＣ３は、MOS-FETパワー素子のゲートにカップルされる。

電灯制御回路100は、パワー素子Ｑ２とＱ３の間に位置する出力端子150において出力信号を生成する。出力端子150は、インダクタンスＬ１にカップルされる。インダクタンスＬ１は、電灯200の端子にカップルされ得る。

電灯200は、次のタイプの電灯のうちの、如何なるものでもあり得る：冷陰極（cold cathode）電灯、蛍光灯、高圧放電電灯、ハロゲン化金属ランプ（metal halide lamp）、高強度放電電灯、及び、気体電灯、又は、非線形電流−電圧特性を持つ如何なる他の電灯。

電灯200は、２つのポートを持つ端子を持ち得る。いくつかの電灯において、図２に示すように、２つのポートの間でカップルされたフィラメント又はカソードが存在し得る。キャパシタＣ７は、電灯200の第１の端子と第２の端子の間に、電灯200と並列にカップルされる。キャパシタＣ７とインダクタンスＬ１は、共振回路を形成する。キャパシタＣ７のキャパシタンス、及び、インダクタンスＬ１のインダクタンスは、それらの共振回路の共振周波数が、電灯制御回路100の作動周波数より小さいように選択され得る。

いくつかの実施例において、パワー素子Ｑ２及びＱ３は、出力端子150において、矩形信号形状を持つ出力電圧を生成する、矩形駆動信号によって駆動される。インダクターＬ１及びキャパシタＣ７の共振回路は、それ自身の動的特性を持ち、一般的に、矩形信号形状を、実質的に正弦波信号に円滑化する。

電流フィードバック・ループ160は、抵抗Ｒ１４を含む。Ｒ１４は、パワー素子Ｑ２及びＱ３と直列にカップルされる。それ故、パワー素子Ｑ２とＱ３の電流もまた、Ｒ１４を通じて流れ、Ｒ１４に亘って電圧を生成する。それ故、出力段電流は、Ｒ１４に亘る電圧として検知される。過負荷、過電流、又は短絡状態においては、出力電流及び対応するパワー素子Ｑ２及びＱ３に亘る電流は、所定のレベルを越える。それに相応じて、抵抗Ｒ１４の電圧もまた、所定のレベルを越える。抵抗Ｒ１４の電圧は、キャパシタＣ５と抵抗Ｒ１３を含むフィルタを通じて、デジタル・コントローラＩＣ２のピン１と４にカップルされる。他の実施例において、Ｒ１４とＩＣ２の間のカップリングの詳細は異なり得る。所定のレベルを越える抵抗Ｒ１４の電圧は、デジタル・コントローラＩＣ２のためのフィードバック信号として機能(serves as)する。応答として、デジタル・コントローラＩＣ２は、出力端子150における電灯制御回路100の出力電流を制御する。このメカニズムを通じて、電流フィードバック・ループ160は、過負荷、過電流、又は短絡状況における、電灯200のための保護を提供することを実現する。

電圧フィードバック・ループ180は、抵抗Ｒ16を含む。抵抗Ｒ16は、電灯200の第２の端子にカップルされる。それ故、抵抗Ｒ16は、電灯200の第２の端子における電圧を検知する。この電灯電圧は、種々の原因によって変動し得る。電灯電圧は、後述のように点灯工程の間に変動し得る。内部又は外部要因による、電灯200の温度の変化のために、電灯電圧もまた変動し得る。例えば、その電極(カソード又はアノード)のいずれかの劣化によって引き起こされる、何らかの形の電灯200の腐食又は浸食のために、電灯電圧は更に変化し得る。

もし、電灯電圧が、これらの理由のいずれかによって変化するならば、抵抗Ｒ16が、電灯電圧の変化を検知する。この変化した電灯電圧は、次に、抵抗Ｒ１５及びキャパシタｃ１０を通じて、デジタル・コントローラＩＣ２の入力ピン９にフィード・バックされる。これに応じて、デジタル・コントローラＩＣ２は、出力電圧及びそれに従った電灯電圧を制御するための制御信号を生成できる。この制御は、電灯制御回路100の作動周波数を変化させる、又は、後に詳述するように供給電圧をシャット・ダウンすることを含み得る。電圧フィードバック・ループ180は、点灯工程中における電灯制御回路100の制御において重要な役割を果たす。

電流フィードバック・ループ160、及び、フィードバック・ループ180からのフィードバックによって駆動されて、デジタル・コントローラＩＣ２は、作動状態が変動する最中に、電灯200の輝度を維持することができる。

最後に、電灯200の第２の端子は、キャパシタＣ８を通じて、ＤＣリンク、又は、高電圧レール、にカップルされ、キャパシタＣ９を通じて接地にカップルされる。このキャパシタ・ブリッジの機能には、電灯200の第２の端子においてＤＣリンク電圧の約半分を提供することが含まれる。

デジタル・コントローラＩＣ２は、電灯制御回路100をデジタル的に制御するように作動可能である。いくつかの実施例において、デジタル制御には、ＩＣ２が、入力／出力ピンＪ１及びＪ２を通じて外部コマンドを受信すること含まれる。これらの入力／出力ピンは、電灯制御回路100との外部通信を可能とし、例えば、電灯200の実時間減光を可能とする。外部コマンドはデジタルであり得、例えば、電灯制御回路100とのワイヤレス通信を可能とし得る。ピンＪ１及びＪ２を用いた通信方法には、ＲＳ-232、デジタル的にアドレシング可能な照明インターフェース(ＤＡＬＩ：Digitally Addressable Lighting Interface)、及び、Ｉ²Ｃが含まれる。

図２の実施例の他の特徴は、ソフト・スタート時間，予備加熱時間の提供，駆動周波数の変更，を含む多くの機能が、ソフトウェアによって実行され得ることである。それ故、予備加熱時間、又は、予備加熱から通常作動への時間を変更させる作動モード、又は、ソフト・スタート時間を調整するための受動(passive)キャパシタ又は抵抗無しに、本発明のいくつかの実施例は作動し得る。従って、これらの実施例は、削減された数の要素(components)を含む。

図３は、並列にカップルされた２つの電灯200-1及び200-2に電力を提供するデジタル・バラスト140の実施例を示す。他の実施例は、種々の回路で互いに接続された複数の電灯を持ち得る。説明される実施例は、出力段におけるトータルの電流が抵抗14によって測定されるような、図２の実施例に類似する、共同の(joint)電流フィードバック・ループ160を持つ。

説明される実施例は、カップルされた電圧フィードバック・ループ180を持つ。ここで、別個の抵抗Ｒ16及びＲ17が、電灯200-1と200-2の電圧を測定する。しかし、抵抗Ｒ16とＲ17は、カップルされ、デジタル・コントローラＩＣ２のための共同のフィードバック電圧を提供する。他の実施例は、別個の電圧フィードバック・ループ180-1と180-2を持ち得る。図３の電灯制御回路100の他の要素、及び、その要素の中の要素の機能は、図２から類推的である。

図４は、本発明の実施例によるデジタル・バラスト140を説明する。この実施例において、デジタル・コントローラＩＣ２及びパワー素子ドライバＩＣ３の機能は、単一集積チップＩＣ５内に集積される。図４内の電灯制御回路100の他の要素及びそれらの機能は、図２中の要素及びそれらの機能から類推的である。

次に、電灯制御回路100の作動について説明する。本方法のいくつかの実施例において、電灯200は、以下のステップでスイッチ・オンされる。最初に、電灯200が、予備加熱(pre-heating)ステップで加熱され、次に、点灯ステップにおいて電灯200が点灯される。最後に、電灯200が所望の作動輝度に到達するように、印加電流の周波数が調整される。

電灯200は、少なくとも以下の理由によって予備加熱される。作動中に、電極又はフィラメントから電子を引出すために、電灯200の電極に亘って電圧が印加される。もし、電極又はフィラメントが冷たいならば、電子は、電極又はフィラメントの材料内の、より深い部分から引出される。この深い引出しは、電極又はフィラメントの材料に損傷を与え、その早期の腐食(decay)に繋がる。それ故に、もし、電極又はフィラメントへの予備加熱無しに、電灯が、高電圧を印加することによって点灯されるならば、電灯寿命は大きく短縮される。電灯200の点灯前の、電極又はフィラメントの予備加熱は、この問題を緩和できる。電子が、熱い電極又はフィラメントから引出されるときに、電子は表面の近傍から放出され、かなりの、より小さな損傷及び腐食しか引き起こさない。この理由から、蛍光灯電灯に予備加熱を施すことは、それらの耐用寿命を、かなり延長させる。

図５は、電灯200の予備加熱のステップを示す。蛍光灯電灯200は、非線形の、インピーダンス−周波数特性を持つ。図１を参照して、インダクタＬ１は電灯200に直列にカップルされる一方、キャパシタＣ７は、電灯200に並列にカップルされる。予備加熱が開始するときに、電灯200は未だ点灯しておらず、電灯インピーダンスは非常に高い。それ故、結合された電灯−キャパシタ−インダクタ回路は本質的に、キャパシタＣ７及びインダクタＬ１からなり、これにより、Ｌ１とＣ７の共振回路の共振周波数の近傍において低いインピーダンス(従って、高い逆インピーダンス)を持つ。これに対応して、この、結合された回路のインピーダンス−周波数特性は、図５の「予備加熱曲線」によって特徴つけられる。図５において、水平(ｘ)軸は、電灯制御回路100によって提供される印加電流の周波数であり、垂直(ｙ)軸は、電灯200、インダクタンスＬ１、及び、キャパシタＣ７が結合されたインピーダンスの逆数を示す。

点灯された電灯の作動中に、インピーダンス−周波数特性は、「運転曲線」によって示される。上述のように、Ｌ１とＣ７の共振回路の共振周波数の近傍において電灯制御回路100に電力が供給されたときに、予備加熱中の逆インピーダンスは大きく、共振周波数に関連する約７５ｋＨｚのようないくつかのインピーダンス周波数において最大値を示し、この周波数を越えると、減少する。80-100ｋＨｚの周波数範囲において、逆インピーダンスは、電灯の予備加熱中の方が、点灯された電灯の作動中に比べて、より大きい。ここに示されるように、運転曲線は、全体の表示された周波数領域において減少する。

予備加熱は、図５のＡによって示されるいくつかの高周波数において開始され得る。この高周波数において、周波数に逆比例する、キャパシタＣ７のインピーダンスは低い。それ故、キャパシタＣ７に亘る電圧は低く、この低電圧ドロップによって、並列にカップルされた電灯200は点灯しない。図１、３、及び４を参照して、この予備加熱期間において、電流は、インダクタＬ１、電灯200の電極又はフィラメント、及び、その後、キャパシタＣ７を通じて流れる。電流が、電灯200の電極又はフィラメントを通じて流れるときに、電極又はフィラメントは、オーム加熱(Ohmic heating)によって加熱される。予備加熱は、約１から２秒の範囲を含み、１秒以下から数秒まで係属し得る。

次に、駆動電流の周波数が、後述のソフトウェア・プログラムされた方法によって下げられ、図５のポイントＢに達する。この、より低い周波数において、キャパシタＣ７のインピーダンスは、かなり、より高い。電灯制御回路100は、周波数から本質的に独立して、駆動電流を制御できる。もし、ポイントＡからポイントＢへの周波数の変化中に、駆動電流が余り変更しないように制御されるならば、キャパシタＣ７に亘る電圧は、周波数の減少とともにかなり増加する。キャパシタＣ７は電灯200と並列なので、電灯200の電圧は結果的に増加する。ポイントＢの周波数は、電灯200に亘る電圧が、電灯200を点灯できるように選択される。一旦、電灯200が点灯すると、そのインピーダンスは落ちる。この、より低い電灯インピーダンスは、キャパシタＣ７の電流の多くの部分を、電灯200を通じた経路に向け直す(redirect)。実施例において、Ｃ７及びＬ１の値は、Ｃ７−Ｌ１回路が、作動周波数において共振に近くなるように選択される。それにより、電灯のインピーダンスは小さい。一旦、電灯200が点灯すると、並列のキャパシタＣ７を伴う、インダクタＬ１及び低インピーダンス電灯20を直列に含む回路は、更に、その共振状態から離れる。それ故、回路のインピーダンスは増加し、或いは、均等的に、その逆インピーダンスが減少する。それに応じて、電灯の電極又はフィラメントを通じて流れる電流は減少し、電灯予備加熱は停止する。それ故、電灯200、キャパシタＣ７、及びインダクタンスＬ１を含む回路の周波数−インピーダンス特性は、予備加熱曲線から、運転曲線にジャンプする。特に、電灯200が点灯するときに、作動ポイントは、ポイントＢからポイントＣにジャンプする。

一旦、電灯200が点灯すると、大きな量の電流が電灯200を通じて流れ、電灯200は明るく点灯を始める。それ故、最終ステップにおいて、電灯200は、その周波数を、ポイントＣからポイントＤに増加することによって、所望の輝度レベルに減光され得る。

図６Ａ-Ｃは、電灯制御回路100の出力電流の周波数を制御する本発明の実施例による方法を示す。水平軸は時間経過に対応し、垂直軸は、ＩＣ２の内部カウント値、及び、ＨＡ１とＨＳ２の論理レベルを表す。

図６Ａは、カウンタが、本質的に等しい電圧増加において、本質的に等しい時間ステップで、電圧がＩＣ２のレジスタ(Ｔ１ＲＡと命名されている)に記憶されたプリセットされた最大値に到達するまで電圧を増加させることを示す。もし、カウンタ値が、Ｔ１ＲＡに記憶された値に到達するならば、カウンタは、０にリセットされ、サイクルが再び開始する。図６Ｂに示されるように、Ｔ１ＲＡの最大値を変化させることによって、生成された信号の周波数が変化させられる。従って、本方法は、しばしば、パルス周波数変調(ＰＦＭ)技術と呼ばれる。

デジタル・コントローラＩＣ２は、値を記憶する、更なる、内部レジスタＴ１ＣＭＰＡ(しばしば、「比較レジスタ」と呼ばれる)を持つ。カウンタ値は、ＩＣ２内の比較器によって、Ｔ１ＣＭＰＡに記憶された値とも比較される。本システムは、２つのドライバ信号、ＨＳ１及びＨＳ２、を生成する。これらの値は比較の結果を反映する。カウンタ値が、Ｔ１ＣＭＰＡに記憶された値を越えるときに、ＨＳ２はローにスイッチし、ＨＳ１はハイにスイッチする。カウンタ値が、Ｔ１ＣＭＰＡ値より小さくなると、ＨＳ１はローにスイッチし、ＨＳ２はハイにスイッチする。

図６Ｃは、ＨＳ１とＨＳ２のパルス幅が、Ｔ１ＣＭＰＡの値を変化させることによって制御され得ることを説明する。それ故、Ｔ１ＣＭＰＡレジスタの値を変化させることによって、パルス幅変調(ＰＷＭ)技術が使用され得る。いくつかの実施例において、パルス幅の代わりに駆動周波数が変更される。これらの実施例において、デジタル・コントローラＩＣ２が、Ｔ１ＣＭＰＡ値を、本質的に、Ｔ１ＲＡレジスタに記憶された最大カウンタ値の半分に制御する。次に、ＨＳ１とＨＳ２のＯＮ及びＯＦＦ時間は、小さな時間遅れ(lag)ｄｔまで、本質的に(essentially)同じである。そのような実施例において、ＨＳ１とＨＳ２は相補的信号である。つまり、ＨＳ１がハイのときにＨＳ２がローで、ＨＳ１がろーのときにＨＳ２がハイである。

図６Ａ−Ｃに示されるように、いくつかの実施例において、ＨＳ１とＨＳ２のスイッチング段階(instances)の間に時間遅れ「ｄｔ」が存在する。この期間中は全くパワーが転送されないので、この時間遅れは、しばしば、デッドタイムと呼ばれる。いくつかの実施例において、ＨＳ１は、パワー素子Ｑ３(「下側」)の駆動信号であり、ＨＳ２は、パワー素子Ｑ２(「上側」)の駆動信号である。ｄｔ時間遅れは、ＨＳ１とＨＳ２信号のスイッチング・エッジの間に遅延を引き起こす。それ故、パワー素子Ｑ２及びＱ３は、同時にはＯＮされず、回路の破損が回避される。このｄｔデッド・タイムは、デッド・タイム制御レジスタにおける値を設定することによって調整され得る。

ＨＳ１がハイで、ＨＳ２がローであるときに、パワー素子Ｑ３がクローズされ、パワー素子Ｑ２がオープンされる。デューティー比は、時間であって、その時間内に、ＨＳ１が、ハイの値をとる時間を、ＨＳ１の１周期時間で除算した値として規定され得る。この実施例のいて、デューティー比は、比較レジスタ（Ｔ１ＣＭＰＡ）によって制御され得る。図６Ｂの実施例において、デューティー比は、本質的に５０％となるように選択される。この場合には、出力電流は対称的波形を持ち、ＤＣ要素を持たない。正と負の電流強度が異なり、ＤＣ要素を持つような、非対称の出力電流は、電灯200の劣化とその短寿命に繋がる。

カウンタ値が、比較レジスタＴ１ＣＭＰＡに記憶された値を越えるときに、ＨＳ２は、本質的に即座にローにスイッチし、ＨＳ１は、時間遅れをもってハイにスイッチする。カウンタ値が、比較レジスタＴ１ＣＭＰＡに記憶された値より小さいときに、ＨＳ１は、本質的に即座にローにスイッチし、ＨＳ２は、時間遅れをもってハイにスイッチする。

図６Ｂは、デューティー比が本質的に５０％に維持される一方、駆動周波数が、図６Ａの実施例におけるものに比べて、より小さいように、制御値Ｔ１ＲＡの値が、より大きいような、他の実施例を説明する。

図６Ｃは、制御電圧Ｔ１ＣＭＰＡが時間と共に増加する実施例を説明する。結果的に、ＨＳ信号の長さが時間とともに変化する。この実施例において、ＨＳ１信号は、段々短くなり、ＨＳ２信号は、段々長くなる。これは、出力端子においてパルス幅変調(ＰＷＭ)信号を得るための、１つのあり得る方法である。

上述のＰＷＭ及びＰＦＭ法の、他のバリエーションを用いる実施例もまた、本発明の範囲内にあることが意図される。

電灯制御回路100の更なる機能は、予備加熱中の電灯電流を検知することによって、電灯寿命の終わりを検知することである。予備加熱中に、デジタル・コントローラＩＣ２のピン９で検知される電圧レベルは、通常状態では比較的低い。もし電灯フィラメントが破損しているならば、検知された電圧レベルが、より高くなる。デジタル・コントローラＩＣ２は、ピン９で検知された電圧レベルを監視することによって、この「フィラメント破損」状態を検知できる。この「フィラメント破損」信号に応じて、デジタル・コントローラＩＣ２が、トランジスタＱ４をターン・オフできる。Ｑ４のターン・オフは、パワー素子ドライバＩＣ３に、出力電流をターン・オフさせる働きをもつ。このスキームを用いることによって、電灯制御回路100は、電灯200の寿命の終わりを識別する能力を持つ。

電灯制御回路100の更なる機能は、電灯点灯が失敗したときに、デジタル・コントローラＩＣ２が、予備加熱手順を所定の複数の間隔に亘って(over predetermined intervals)反復できることである。もし、点灯が依然として失敗するならば、システムは、システムを破損から保護するために停止モードに入る。

上述のように、電流フィードバック・ループ160は、短絡又は負荷故障保護を提供する。もし、パワー素子Ｑ２又はＱ３又は電灯200を通じた過電流の流れが存在するならば、それは、抵抗Ｒ14に亘った、通常状態より高い値の電圧を生成する。この異常状態は、検知された電圧を、デジタル・コントローラＩＣ２内の内部基準値と比較することによって検知される。しかし、いくつかの実施例において、デジタル・コントローラＩＣ２の処理速度が、負荷回路を、時宜を得たやり方でカットオフするためには、余りにも低い。

図７は、いくつかの実施例において、デジタル・コントローラＩＣ２が、充分に高速な故障又は短絡保護を提供するための内部比較器220を持つことを示す。デジタル・コントローラＩＣ２の内部比較器220は、ＩＣ２ ＦＭＳ7401(Fairchild Semiconductorから入手可能)内のピン４及び５にカップルされる。もし、抵抗Ｒ14によって検知された、電流と対応付けられた電圧が、基準電圧レベルＶrefより大きくなるならば、内部比較器220の出力は、シャット・ダウン・ピン５においてローになる。ピン５におけるロー信号は、制御トランジスタＱ４のベースにカップルされ、Ｑ４をターン・オフする。Ｑ４をターン・オフすることによって、ピン１１においてパワー素子ドライバＩＣ３のためのＯＦＦ信号が生成され、出力電流のターン・オフに繋がり、それによって、適切に高速な、故障／短絡保護を提供する。

同様に、もし、電灯200が何らかの理由により除去されるならば、丁度前に説明した検知及び制御メカニズムが、如何なるプログラムも実行することなしに、電灯除去を非常に高速に認識し、適切な保護を提供する。

図８は、デジタル・コントローラＩＣ２の付加的な機能が、電流フィードバック・ループ160を通じて電灯電流を検知することによって、電灯電流を本質的に一定のレベルに制御することであることを説明する。本発明の実施例は、閉ループ制御法を用いる。例えば電灯の劣化又は温度変動によって電灯特性がわずかに変化する場合でさえ、本質的に一定の輝度が、この閉ループ法によって実現され得る。

第１ステップにおいて、電灯電流Ｉ(lamp)は、抵抗Ｒ14によって検知される。もし、電流フィードバック・ループ160で検知された電流Ｉ(lamp)が、所定の「ハイ」レベルより大きいならば、デジタル・コントローラＩＣ２は、電灯電流を削減するように、駆動周波数を増加させる。もし、検知された電流Ｉ(lamp)が、所定の「ロー」レベルより低いならば、デジタル・コントローラＩＣ２は、電灯電流を増加するように、駆動周波数を減少させる。これらのステップは、電流Ｉ(lamp)が、「ハイ」と「ロー」レベルの間に検知されるまで反復され得る。更に、定常状態電流エラー無しに、低設定時間と低オーバーシュート電灯電流(lam current)を持たせるために、デジタル・比例・積分・微分(ＰＩＤ)制御法が使用され得る。

本発明及びその利点が詳細に説明されてきたが、特許請求の範囲によって規定される本発明の目的と範囲から離れること無しに、その中で種々の変更、置換、及び修正が為され得ることが理解されるべきである。即ち、本出願に含まれる議論は、基本的な説明の役割を果たすことが意図される。特定の議論は、全てのあり得る実施例は明白に説明しないかもしれないことが理解されるべきである。そして、多くの代替物が明白である。それはまた、完全には、本発明の一般的な性質を説明しないかもしれないし、如何にして、各特徴又は要素が、実際に、より広い機能を表現できるか、或いは、代替物又は均等物の広いバラエティを表現できるかを明白に示さないかもしれない。繰り返すが、この開示内に、それらが暗黙に含まれる。本発明が、装置オリエンテッドな用語で説明される場合に、装置の各要素は、暗黙的に機能を実行する。説明も、用語も、請求項の範囲を限定することは意図されない。

本発明の実施例による電灯制御回路を示す。 本発明の実施例による電灯制御回路を示す。 本発明の実施例によるデジタル・バラストを示す。 本発明の実施例によるデジタル・バラストを示す。 本発明の実施例に関連する周波数−インピーダンス特性を示す。 本発明の実施例による種々の信号を示す。 本発明の実施例による種々の信号を示す。 本発明の実施例による種々の信号を示す。 本発明の実施例によるデジタル・コントローラの一部を示す。 本発明の実施例による電流制御方法を示す。

符号の説明

１００ 電灯制御回路
１２０ 力率補正回路
１４０ デジタル・バラスト
１５０ 出力端子
１６０ 電流フィードバック・ループ
２００ 電灯
２００−１ 電灯
２００−２ 電灯
２２０ 内部比較器

Claims (28)

1. 力率補正器、
   パワー素子を含み、前記力率補正器にカップルされ、電灯に電力を供給するために作動可能なデジタル的に制御されたバラスト、
   前記パワー素子の少なくとも１つと、前記デジタル的に制御されたバラストの間にカップルされた電流フィードバック・ループ、及び、
   前記電灯と前記デジタル的に制御されたバラストの間にカップルされた電圧フィードバック・ループ、
   を備える電灯制御回路。
2. 前記力率補正器が、本質的に互いに同一位相のＡＣ入力電流及び電圧を生成するために作動可能である、請求項１に記載の電灯制御回路。
3. 前記デジタル的に制御されたバラストが、
   ＤＣリンクによって前記力率補正器にカップルされたコントローラ、及び、
   パワー素子を含み、前記制御されたバラストにカップルされた出力段、
   を備える、請求項１に記載の電灯制御回路。
4. 前記コントローラが、
   ＤＣリンクによって前記力率補正器にカップルされたデジタル・コントローラ、及び、
   前記デジタル・コントローラによって制御され、前記出力段を駆動するように構成されるパワー素子ドライバ、
   を備える、
   請求項３に記載の電灯制御回路。
5. 前記デジタル・コントローラ及び前記パワー素子ドライバが、１チップ上に集積された、請求項４に記載の電灯制御回路。
6. 前記出力段が、
   直列にカップルされ、パワー素子の間にカップルされた出力端子を有する２つのパワー素子を備え、
   前記パワー素子が、パワーMOS-FETS及びパワー・バイポーラ・ジャンクション・トランジスタのグループから選択される、
   請求項４に記載の電灯制御回路。
7. 前記電流フィードバック・ループが、２つのパワー素子にカップルされた電流センサを備えることによって、少なくとも１つのパワー素子の電流を検知するように作動可能な、請求項６に記載の電灯制御回路。
8. 前記電流センサが、前記２つのパワー素子と直列にカップルされた電流検知抵抗と電流変換器(transformer)のうちの１つであり、
   前記電流フィードバック・ループが、前記電流検知抵抗と前記デジタル・コントローラの間にカップルされた、抵抗−キャパシタ・フィルタ、を備える、
   請求項７に記載の電灯制御回路。
9. 前記電圧フィードバック・ループが、前記電灯にカップルされた電圧センサを備えることによって、前記電灯の電圧を検知するために作動可能な、請求項４に記載の電灯制御回路。
10. 前記電圧センサが、前記電灯にカップルされた、電圧検知抵抗であり、そして、
    前記電圧フィードバック・ループが、前記電圧検知抵抗と前記デジタル・コントローラの間にカップルされた、抵抗−キャパシタ・フィルタを備える、
    請求項９に記載の電灯制御回路。
11. 前記デジタル・コントローラが、
    前記電流フィードバック・ループと前記電圧フィードバック・ループの少なくとも１つの信号を、基準電圧と比較するように構成された比較器を備える、
    請求項４に記載の電灯制御回路。
12. 作動中に、前記デジタル的に制御されたバラストが外部コマンドを受信するように構成される、請求項１に記載の電灯制御回路。
13. 前記電灯制御回路が、冷陰極（cold cathode）電灯、蛍光灯、高圧放電電灯、ハロゲン化金属ランプ（metal halide lamp）、高強度放電電灯、及び、気体電灯のグループから選択される電灯に電力を供給するように作動可能な、請求項１に記載の電灯制御回路。
14. 前記電灯制御回路が、１つより多くの電灯を制御するように作動可能で、前記電灯が、対応する電圧フィードバック・ループにカップルされる、請求項１に記載の電灯制御回路。
15. デジタル・コントローラ、出力段、電流フィードバック・ループ、及び、電圧フィードバック・ループを備える電灯制御回路を作動させる方法であって、
    前記デジタル・コントローラによって電流フィードバック信号と電圧フィードバック信号の１つを受信し、
    前記受信された信号に応答して、前記デジタル・コントローラによってデジタル制御信号を生成し、そして、
    前記生成されたデジタル制御信号に従って、前記出力段によって、電灯に電力を供給する、
    ステップを含む方法。
16. デジタル制御信号を生成するステップが、
    前記デジタル・コントローラによって、パルス幅変調制御信号及びパルス周波数変調制御信号の少なくとも１つを生成するステップ、
    を含む、請求項１５に記載の方法。
17. パルス周波数変調された信号を生成するステップが、
    増加するカウンタ値に従って電圧レベルを増加させることによってカウンタ信号を生成するステップ、及び、
    制御電圧を生成するステップ、
    を含む請求項１６に記載の方法。
18. 前記デジタル制御信号を生成するステップが、
    前記カウンタ信号が、前記制御電圧を越えるときに、前記デジタル制御信号のための「ハイ」値を生成し、そして、
    前記制御電圧が、前記カウンタ信号を越えるときに、前記デジタル制御信号のための「ロー」値を生成する、
    ステップを含む請求項１７に記載の方法。
19. 前記出力段が、第１の及び第２のパワー素子を備え、
    前記電灯に電力を供給するステップが、
    前記デジタル制御信号がハイのときに、前記第１のパワー素子をオープンし、前記第２のパワー素子をクローズするステップ、及び、
    前記デジタル制御信号がローのときに、前記第１のパワー素子をクローズし、第２のパワー素子をオープンするステップ、
    を含む、請求項１８に記載の方法。
20. パルス幅変調された制御信号を生成するステップが、
    増加するカウンタ値に従って電圧レベルを増加させることによってカウンタ信号を生成するステップ、及び、
    時間的に変動する制御電圧を生成するステップ、
    を含む、請求項１６に記載の方法。
21. 前記電灯に電力を供給するステップが、
    予備加熱周波数において前記電灯に電力を供給することによって、前記電灯を予備加熱するステップであって、予備加熱周波数においては、前記電灯に亘る(across)電圧が、点灯電圧より小さいものであること、
    を含む、請求項１６に記載の方法。
22. 前記電灯に電力を供給するステップが、
    より低い点灯周波数において、前記電灯に電力を供給することによって、前記予備過熱された電灯を点灯させるステップであって、点灯周波数において、前記電灯に亘る電圧が点灯電圧を越えること、
    を含む、請求項２１に記載の方法。
23. 前記電流フィードバック・ループによって前記出力段の電流を検知し、
    前記検知された電流に従って、前記電流フィードバック信号を生成し、
    前記デジタル・コントローラによって前記電流フィードバック信号を受信し、そして、
    前記デジタル制御信号の周波数を制御して、前記検知された電流を、所定の範囲内に制御する、
    ステップを含む請求項１５に記載の方法。
24. 前記電灯に電力を供給するステップが、
    前記電圧フィードバック・ループによって前記電灯の電圧を検知し、
    前記検知された電圧に従って電圧フィードバック信号を生成し、
    前記電圧フィードバック信号を、前記デジタル・コントローラ内にカップリングし、そして、
    前記デジタル制御信号の周波数を制御して、前記検知された電圧を、所定の範囲内に制御する、
    ステップを含む、請求項１５に記載の方法。
25. デジタル制御信号を生成して、電灯予備加熱時間、ソフト・スタート時間、点灯時間、供給電力周波数、及び、点灯周波数、の少なくとも１つを制御する、請求項１５に記載の方法。
26. デジタル制御信号を生成して、過負荷保護、過電流保護、短絡保護、及び、電灯不具合保護、の少なくとも１つを提供する、請求項１５に記載の方法。
27. 前記電灯制御回路の作動中に、デジタル・コントローラによって外部制御コマンドを受信するステップ、及び、
    前記電灯制御回路の作動中に、デジタル・コントローラによって、状態信号を送るステップ、
    の少なくとも１つを含む、請求項１５に記載の方法。
28. 外部制御コマンドを受信するステップが、外部コマンドを受信して、前記デジタル制御信号の周波数を変化させて、前記電灯の輝度をデジタル的に制御するステップを含む、請求項２７に記載の方法。

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