JP2007511124A - 制御可能な電気チルトを有するフェーズドアレイアンテナシステム - Google Patents

Abstract

制御可能な電気チルトを備えたフェーズドアレイアンテナシステムが、それらの間に可変の相対遅延を伴う２つの信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂを生成する。信号は、電力分配回路網１００によってアンテナ素子駆動信号に変換される。回路網１００は、各２つの信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂを３つの信号成分に分割する。それぞれ異なる信号の成分の対が、各１８０ハイブリッド結合装置（ハイブリッド）１１０、１１２、および１１４に入力され、これらのハイブリッドは、その入力のベクトル和および差を提供し、また位相電力変換器の働きをする。その出力は、さらなる１８０ハイブリッド１１６、１１８、および１２０間で分配され、このハイブリッドは、電力位相変換器の働きをし、位相が、素子のアレイ位置と、２つの信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂ間の可変相対遅延との両方に伴って変化するアンテナ素子駆動信号を提供する。したがって、アンテナの電気チルトは、単一の相対遅延を変更することによって制御することができる。

Description

本発明は、制御可能な電気チルトを有するフェーズドアレイアンテナシステムに関する。このアンテナシステムは、多くの通信システムで使用するのに適しているが、移動電話網と一般に称される、セルラ移動無線ネットワークにおいて具体的な応用例を見出している。本発明のアンテナシステムは、それに限定されないが、より詳細には、ＧＳＭシステム、ＣＤＭＡ（ＩＳ９５）、Ｄ−ＡＭＰＳ（ＩＳ１３６）、およびＰＣＳシステムなどの第２世代（２Ｇ：ｓｅｃｏｎｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）移動電話網、ユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ：Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などの第３世代（３Ｇ：ｔｈｉｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）移動電話網、ならびに他のセルラシステムで使用され得る。

セルラ移動無線ネットワークのオペレータは、一般に、それぞれが少なくとも１つのアンテナを含むそれ自体の基地局を使用する。セルラ移動無線ネットワークでは、アンテナは、基地局との通信が行われ得るサービスエリアを画定する際の主な要因である。サービスエリアは、一般に、それぞれが個々のアンテナおよび基地局に関連付けられている複数のセルに分割される。

それぞれのセルは、そのセル内のすべての移動無線器（モバイル）と無線通信を行うための基地局を含む。基地局は、他の通信手段、通常は固定の地上通信線またはポイントツーポイントの無線リンクによって相互接続され、セルサービスエリア全体にわたる移動無線が、互いに、またセルラ移動無線ネットワーク外の公衆電話網と通信することが可能となる。

フェーズドアレイアンテナを使用するセルラ移動無線ネットワークが知られており、こうしたアンテナは、アレイ、（通常は８つ以上の）ダイポールやパッチなどの個別のアンテナ素子を備える。アンテナは、メインローブおよびサイドローブを含む放射パターンを有する。メインローブの中心は、受信モードでは最大感度のアンテナ方向であり、送信モードではその主出力放射ビームの方向である。アンテナ素子で受信される信号が、アレイの端からの素子の距離とともに変化する遅延によって遅れる場合、アンテナの主放射ビームが、遅延が増加していく方向に向けられることは、フェーズドアレイアンテナのよく知られている特性である。ゼロと非ゼロの遅延変化に対応する主放射ビーム中心間の角度、すなわちチルト角度は、アレイを横切る距離とともに変わる遅延の変化レートによって決まる。

遅延は、同等には、信号位相を変更することによって実施されることができ、よって位相差を持たせた（フェーズド）アレイと表現される。したがって、アンテナパターンのメインビームは、アンテナ素子に供給される信号間の位相関係を調整することによって変えられ得る。これによって、ビームがアンテナのサービスエリアを変更するように向けられることが可能となる。

セルラ移動無線ネットワーク内のフェーズドアレイアンテナのオペレータは、そのアンテナの垂直放射パターン、すなわちパターンの垂直面における断面を調整するための要件を有する。これは、アンテナのサービスエリアを調整するために、「チルト」としても知られている、アンテナのメインビームの垂直角度を変更するのに必要である。こうした調整は、例えば、セルラネットワークの構造、あるいは基地局またはアンテナの数の変化を補償するために必要であり得る。アンテナのチルト角度の調整は、機械的と電気的の両方で、個々にまたは組合せで知られている。

アンテナのチルト角度は、アンテナ素子またはそのハウジング（レドーム）を移動することによって機械的に調整されることができ、それは、「機械チルト」角度の調整と称される。上述したように、アンテナのチルト角度は、物理的な移動なしに、時間遅延、あるいは各アンテナアレイ素子（または素子群）に供給され、またはそこから受信される信号の位相を変更することによって電気的に調整されることができ、これは「電気チルト」角度の調整と称される。セルラ移動無線ネットワークで使用される場合、フェーズドアレイアンテナの垂直放射パターン（ＶＲＰ：ｖｅｒｔｉｃａｌ ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｐａｔｔｅｒｎ）は、複数の重要な要件を有する。
１．ボアサイト利得が高いこと
２．第１の上部サイドローブレベルが、異なるセル内の基地局を使用する移動体への干渉を回避できるほど十分に低いこと
３．第１の下部サイドローブレベルが、アンテナのすぐ近くでの通信を可能にできるほど十分に高いこと
４．サイドローブレベルが、アンテナが電気的にチルトされるときに、所定の制限内にとどまること

要件は互いに矛盾するものであり、例えば、ボアサイト利得を増加させると、サイドローブのレベルが高くなり得る。また、サイドローブの方向およびレベルは、アンテナが電気的にチルトされるときに変化し得る。

ボアサイトレベルに対して第１の上部サイドローブの最大レベルが、−１８ｄＢであることは、全システム性能における好都合な妥協をもたらすと見られてきた。

機械チルト角度または電気チルト角度を調整することの効果は、ボアサイトの位置を、垂直面に位置するアレイでは、それが水平面の上または下を指し、したがってアンテナのサービスエリアを変更するように変えることである。セルラ無線基地局のアンテナの機械チルトと電気チルトの両方を変更できることが望ましく、これらの形のチルトは、アンテナの地上サービスエリアに対して、また局のすぐ近くの他のアンテナに対してもそれぞれ異なる効果を有するので、これは、セルサービスエリアの最適化において最大の柔軟性をもたらす。また、動作効率は、電気チルトの角度が、アンテナアセンブリから遠隔に調整され得る場合に向上される。機械チルトのアンテナ角度は、そのレドームの位置を変えることによって調整されることができるが、電気チルトのその角度を変更するには、アンテナのコストおよび複雑さを増加させる追加の電子回路を必要とする。さらに、単一のアンテナが、複数のオペレータ間で共有される場合、各オペレータごとに異なる電気チルト角度を提供することが好ましい。

共有アンテナからの個別の電気チルト角度を必要とすることは、これまで、アンテナの性能上の妥協をもたらしてきた。ボアサイト利得は、アンテナの有効開口部が小さくなるので、チルト角度のコサインに比例して減少する（これは回避不可能であり、すべてのアンテナ設計で生じるものである）。ボアサイト利得のさらなる減少は、チルト角度を変更するために使用される方法の結果として生じ得る。

Ｒ．Ｃ．Ｊｏｈｎｓｏｎ、Ａｎｔｅｎｎａ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ Ｈａｎｄｂｏｏｋ、３版、１９９３年、ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ、ＩＳＢＮ ０−０７−０３２３８１−Ｘ、２０章、図２０−２は、フェーズドアレイアンテナの電気チルト角度を、ローカルまたは遠隔に調整するための知られている方法を開示している。この方法では、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信機の搬送信号が、アンテナに供給され、アンテナの放射素子に分配される。それぞれのアンテナ素子は、信号位相が、アンテナの電気チルト角度を変更するためにアンテナを横切る距離に応じて調整され得るように、アンテナ素子に結合される個々の移相器を有する。アンテナがチルトされていないときのアンテナ素子への電力の分配は、サイドローブレベルおよびボアサイト利得を設定するために均衡がとられる。チルト角度の最適な制御は、サイドローブレベルがチルト範囲にわたって増加されないように、すべてのチルト角度について同位相波面が制御されるときに得られる。電気チルトの角度は、必要であれば、移相器を制御するためのサーボ機構を使用することによって遠隔に調整され得る。

この従来技術の方法のアンテナには、複数の欠点がある。あらゆるアンテナ素子について移相器が必要とされる。アンテナのコストは、必要な移相器の数のせいで非常に高い。個々のアンテナ素子にではなく、それぞれのアンテナ素子群に遅延装置を適用することによってコストを削減すると、サイドローブレベルが増加する。遅延を調整するために遅延装置の機械的な結合が用いられるが、これを正確に行うことは難しい。さらに、機械的なリンクおよびギアが必要であり、最適でない遅延分布がもたらされる。上部サイドローブレベルは、アンテナが下向きにチルトされるときに増加され、したがって他のセルを使用する移動体への潜在的な干渉源をもたらす。アンテナが複数のオペレータによって共有される場合、オペレータは、それぞれ異なる角度ではなく、共通の電気チルト角度を有する。最後に、アンテナが、（一般的であるように）それぞれ異なる周波数のアップリンクおよびダウンリンクを有する通信システム（周波数分割二重システム）で使用される場合、送信および受信モードの電気チルト角度はそれぞれ異なる。

特許出願ＰＣＴ／ＧＢ２００２／００４１６６、ＰＣＴ／ＧＢ２００２／００４９３０、ＧＢ０３０７５５８．７、およびＧＢ０３１１３７１．９は、アンテナ回路に供給される２つの信号間の位相差によって、アンテナの電気チルト角度をローカルまたは遠隔に調整するためのそれぞれ異なる方法について記載している。ＰＣＴ／ＧＢ２００４／００１２９７は、搬送波信号を２つの信号に分割し、一方の信号を他方に対して可変に位相シフトし、結果として生じる信号に位相電力変換を適用することによって、電気チルトを調整することに関する。変換された信号は、アンテナ素子への供給のために、分割されかつ電力位相変換を受ける。電気チルトは、２つの信号間の位相シフトを変更することによって調整される。ＰＣＴ／ＧＢ２００４／００２０１６もまた、２つの信号間の可変の相対位相シフトを取り入れることに関するものであり、次いでこの２つの信号は、複数の成分に分割され、個々のアンテナ素子についてそれぞれの駆動信号を提供するために、その成分のベクトル組合せが形成される。この場合も、電気チルトは、２つの信号間の位相シフトを変更することによって調整される。

しかし、単一の分割操作で実施されるには分割器比が高すぎるという点で、ＲＦ信号の分割に関する問題が存在し、それは、２つ以上のカスケードされた操作を必要することがあり、この操作によって回路サイズ、コスト、および複雑さが増す。この理由は、回路基板上のマイクロストリップトラックを、分割前のトラックと比べて異なるインピーダンスを有するさらに細いストリップに分割することによって、分割器が実装されるという事実にある。マイクロストリップのインピーダンスは、非常に複雑で経験的な数式によってトラック幅に関連付けられるが、典型的なボード基板の厚さでは、５０Ｏｈｍトラックは２．８ｍｍ幅である。トラックは、インピーダンスが増加するのにつれて狭まり、ついには、基板との信頼できる結合には狭すぎるようになる。信頼できる結合の生成の失敗は、トラック幅が約０．２ｍｍ未満であるときに発生し、この幅は、約１５０Ｏｈｍのインピーダンスをもたらし、９．５ｄＢの分割器比を呈し、したがって、この分割器比は、単一の分割器について超過しないことが望まれる。ＰＣＴ／ＧＢ２００４／００１２９７は、１９ｄＢの分割器比を必要としており、それは、少なくとも２つの分割器操作をカスケードすることを意味する。

他の潜在的な問題は、以下の通りである。ａ）単一の分割器で実施され得るのに比べて、多すぎる分割器出力が必要とされ得る。ｂ）分割器比を大きく変更すると、アンテナが、所望の低いサイドローブレベルを保持しながら、チルトすることができる周波数範囲が減少する。ｃ）複数の分割器によって、個々のアンテナ素子へのフィーダ長がそれぞれ異なる、アンテナへの協働の信号供給網がもたらされる。これらのうち、ｃ）は、位相中立の回路網および最適化された周波数応答を得るために、各素子への信号の通過時間が同じものとなるように、追加の構成要素が挿入されることを必要とする。これらの問題すべてにより、分割器の数および分割器比を減少させることが望まれるようになる。

本発明の目的は、フェーズドアレイアンテナシステムの代替の形態を提供することである。

本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアンテナを含む、制御可能な電気チルトを有するフェーズドアレイアンテナシステムを提供し、フェーズドアレイアンテナシステムが、
ａ）２つの基本信号に、該２つの基本信号の間の可変の相対遅延を与えるための手段と、
ｂ）基本信号を信号成分に分割するための分割手段と、
ｃ）信号成分を、相対遅延の変化に伴って変化する電力を有する変換された成分に変換するための位相電力変換手段と、
ｄ）変換された成分を、アンテナ素子駆動信号に変換するための電力位相変換手段とを含み、アンテナ素子駆動信号は位相を有し、この位相は、アンテナが電気的にチルトされるときに、アンテナ全体にわたりアンテナ素子からアンテナ素子へ漸進的に変化し、また相対遅延が変化するにつれて個々に変化することを特徴とする。

本発明は、それが、取得可能な電気チルト範囲を増加させることが必要な場合には、複数の遅延が使用され得るが、電気チルトが、単一の可変相対遅延で制御されることを可能とし、またそれが、比較的に少数の分割操作を必要とするという利点をもたらす。

位相電力変換手段は、複数のハイブリッド無線周波数結合装置（ハイブリッド）であることができ、このハイブリッド無線周波数結合装置は、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有する。位相電力変換手段は、複数の１８０度ハイブリッドであることができ、この１８０度ハイブリッドは、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有する。それぞれの対は、大きさが等しい信号成分を有することができ、各対の成分の大きさは、別の対の成分の大きさとは等しくない。

そのハイブリッドは、第１のハイブリッドとすることができ、電力位相変換手段は、アンテナ素子駆動信号を生成するように構成された、複数の第２のハイブリッドを組み込み得る。その分割手段は、第１の分割手段とすることができ、電力位相変換手段は、和および差を第２のハイブリッドへの入力のための成分に分割するように構成された第２の分割手段を組み込み得る。第１の分割手段は、各基本信号を３つの信号成分に分割するように構成され得る。第２の分割手段は、複数の二方向分割器であり得る。

好ましい一実施形態では、本発明は、アンテナ素子への基本信号のためのすべての経路が、同じ数およびタイプの構成要素を有するように構成される。

別の態様では、本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアンテナを含む、フェーズドアレイアンテナシステムの電気チルトを制御する方法を提供し、
ａ）２つの基本信号に、該２つの基本信号の間の可変の相対遅延を与えるステップと、
ｂ）基本信号を信号成分に分割するステップと、
ｃ）信号成分を、相対遅延の変化に伴って変化する電力を有する、変換された成分に変換するステップと、
ｄ）変換された成分を、アンテナ素子駆動信号に変換するステップとを含み、アンテナ素子駆動信号は位相を有し、この位相は、アンテナが電気的にチルトされるときに、アンテナ全体にわたりアンテナ素子からアンテナ素子へ漸進的に変化し、かつ相対遅延が変化するにつれて個々に変化することを特徴とする方法を提供する。

本発明の方法の態様は、変更すべき点を変更した、アンテナシステムの態様の特徴に等価の好ましい特徴を含み得る。

本発明がより完全に理解され得るように、その実施形態について、例示するためだけに、添付の図面を参照して次に述べる。

図１を参照すると、個々のアンテナ素子（図示せず）のフェーズドアレイであるアンテナ１２の垂直放射パターン（ＶＲＰ）１０ａおよび１０ｂが示されている。アンテナ１２は、プレーナであり、中心１４を有し、図面の平面に対して垂直に伸びている。ＶＲＰ１０ａおよび１０ｂは、アレイの端からアンテナ１２を横断するアレイ素子の距離によって変わる、アンテナ素子信号のゼロおよび非ゼロの遅延または位相変化にそれぞれ対応する。それらは、中心線すなわち「ボアサイト」１８ａ、１８ｂを有するそれぞれのメインローブ１６ａ、１６ｂ、第１の上部サイドローブ２０ａ、２０ｂ、および第１の下部サイドローブ２２ａ、２２ｂを含み、１８ｃは、非ゼロの等価物１８ｂとの比較のために、０の遅延変化のボアサイト方向を示している。接尾辞ａまたはｂを付けないで言及される場合、例えばサイドローブ２０の場合、該当する素子対のいずれもが区別なしに言及されている。ＶＲＰ１０ｂは、ＶＲＰ１０ａに対して（図示するように下向きに）チルトされており、すなわち、ある角度、メインビーム中心線１８ｂと１８ｃの間のチルト角度が存在し、この角度は、遅延がアンテナ１２を横切る距離によって変化する割合に応じる大きさを有する。

ＶＲＰは、複数の基準を満たさなければならない。ａ）ボアサイト利得が高いこと、ｂ）第１の上部サイドローブ２０が、別のセルを使用する移動体への干渉を回避できるほど十分に低いレベルであるべきこと、ｃ）第１の下部サイドローブ２２が、アンテナ１２のすぐ近くでの通信が可能となるのに十分なレベルであるべきこと、およびｄ）サイドローブのレベルおよび方向が、アンテナが電気的にチルトされるときに、所定の設計制限内にとどまるべきであること。これらの要件は互いに矛盾するものであり、例えば、ボアサイト利得を最大にすると、サイドローブ２０、２２が増加し得る。ボアサイトレベル（メインビーム１６の長さ）に対して、第１の上部サイドローブの最大レベルが、−１８ｄＢであることは、全システム性能における好都合な妥協をもたらすと見られてきた。ボアサイト利得は、アンテナの有効開口部が小さくなるので、チルト角度のコサインに比例して減少する。ボアサイト利得のさらなる減少は、チルト角度がどのように変更されるかに応じて生じ得る。

機械チルト角度または電気チルト角度を調整することの効果は、ボアサイトの位置を、それが水平面の上または下のいずれかを指し、したがってアンテナのサービスエリアを調整するように変えることである。使用の柔軟性を最大にするために、セルラ無線基地局は好ましくは、それぞれが地上サービスエリアに対して、またすぐ近くの他のアンテナに対しても異なる影響をもつので、使用可能な機械チルトと電気チルトの両方を有する。アンテナの電気チルトが、アンテナから遠隔に調整され得る場合、それも好都合である。さらに、単一のアンテナが、複数のオペレータ間で共有される場合、これは従来技術のアンテナ性能を損なうものであるが、各オペレータごとに異なる電気チルト角度を提供することが好ましい。

次に図２を参照すると、電気チルト角度が調整可能である、従来技術のフェーズドアレイアンテナシステム３０が示されている。システム３０は、電力分配回路網３４に接続された、無線周波数（ＲＦ）送信機搬送波信号用の入力３２を含む。回路網３４は、移相器Ｐｈｉ．Ｅ０、Ｐｈｉ．Ｅ１Ｌ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｌ、およびＰｈｉ．Ｅ１Ｕ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｕを介して、フェーズドアレイアンテナシステム３０の各放射アンテナ素子Ｅ０、Ｅ１ＬからＥ〔ｎ〕Ｌ、およびＥ１Ｕ〜Ｅ〔ｎ〕Ｕに接続される。ここでは接尾辞Ｕは上部を示し、接尾辞Ｌは下部を示し、ｎは、フェーズドアレイのサイズを規定する任意の正の整数であり、関係のある素子を示す３６などの破線は、任意の所望のアレイサイズの必要性に応じて、複製されまたは取り除かれ得る。

フェーズドアレイアンテナシステム３０は、以下のように動作する。ＲＦ送信機の搬送波信号が、入力３２を介して電力分配回路網３４に供給される。電力分配回路網３４は、この信号を（必ずしも同等にではないが）、移相器Ｐｈｉ．Ｅ０、Ｐｈｉ．Ｅ１Ｌ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｌ、およびＰｈｉ．Ｅ１Ｕ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｕの間で分割し、これらの移相器は、分割されたその個々の信号を位相シフトし、位相シフトを伴う信号を、結合されるアンテナ素子Ｅ０、Ｅ１Ｌ〜Ｅ〔ｎ〕Ｌ、およびＥ１Ｕ〜Ｅ〔ｎ〕Ｕにわたす。位相シフトは、適切な電気チルト角度を選択するように選ばれる。チルト角度が０の場合のアンテナ素子Ｅ０などの間の電力分配は、サイドローブレベルおよびボアサイト利得を適切に設定するように選択される。電気チルト角度の最適な制御は、アンテナ素子Ｅ０などのアレイを横切る同位相波面が、チルト範囲にわたってサイドローブレベルが著しく増加しないように、すべてのチルト角度について制御される場合に得られる。電気チルト角度は、必要であれば、機械的に駆動され得る移相器Ｐｈｉ．Ｅ０、Ｐｈｉ．Ｅ１Ｌ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｌ、およびＰｈｉ．Ｅ１Ｕ〜Ｐｈｉ．Ｅ〔ｎ〕Ｕを制御するためのサーボ機構を使用することによって、遠隔で調整され得る。

フェーズドアレイアンテナシステム３０には、以下のような複数の欠点がある。
ａ）アンテナ素子ごとに、または（それほど有利ではないが）素子群ごとに移相器が必要とされる。
ｂ）必要とされる移相器の数のせいで、アンテナのコストが高い。
ｃ）移相器を個々のアンテナ素子にではなく、各アンテナ素子群に適用することによってコストを削減すると、サイドローブレベルが増加する。
ｄ）遅延を正確に設定するための移相器の機械的な結合は難しく、機械的なリンクおよびギアが用いられると、それによって非最適な遅延スキームになる。
ｅ）上部サイドローブレベルは、アンテナが下向きにチルトされるときに増加し、他の基地局を使用する移動体への潜在的な干渉源がもたらされる。
ｆ）アンテナが複数の異なるオペレータによって共有される場合、すべてが同じ電気チルト角度を使用しなければならない。
ｇ）周波数がそれぞれ異なるアップリンクおよびダウンリンクを有する通信システム（周波数分割二重システム）では、送信時の電気チルト角度は、受信時の電気チルト角度とは異なる。

次に図３を参照すると、調整可能な電気チルト角度を有する本発明のフェーズドアレイアンテナシステム４０が示されている。システム４０は、ＲＦ送信機の搬送波信号用の入力４２を含み、入力４２は、２つの出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂを提供する電力分割器４４に接続されており、この出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂは、それぞれ可変移相器４６および固定移相器４８への入力信号である。移相器４６および４８は、位相シフトと時間遅延が、単一の周波数では等価なので、時間遅延とも見なされ得る。それらは、電力分配回路網５０に、それぞれの出力信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂを提供する。それについては、以下でより詳しく述べる。

回路網５０は、４つの駆動信号を提供し、これらの駆動信号は、固定移相器５８Ｕ１、５８Ｕ２、５８Ｌ１、および５８Ｌ２を介して、フェーズドアレイアンテナ６０の等しい間隔で置かれた４つのアンテナ素子６０Ｕ１、６０Ｕ２、６０Ｌ１、および６０Ｌ２（Ｕ＝上部、Ｌ＝下部）にそれぞれ進む。アンテナ６０は、破線６１で示される中心を有する。アンテナ６０は、少なくとも２つの素子を有する限り、任意の数の素子を有し得る。

フェーズドアレイアンテナシステム４０は、以下のように動作する。ＲＦ送信機の搬送波信号は、入力４２を介して電力分割器４４に供給され（単一のフィーダ）、この電力分割器で、電力が等しい信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂに分割される。信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂは、それぞれ可変および固定の移相器４６および４８に供給される。可変移相器４６は、選択可能な位相シフトまたは時間遅延を適用するためにオペレータによって制御され、ここで適用される位相シフトの度合いによって、フェーズドアレイアンテナ６０の電気チルト角度が制御される。（必須ではないが、好都合である）固定移相器４８は、可変移相器４６によって適用可能な最大位相シフトφ_Ｍの半分になるように便宜上構成される、固定位相シフトを与える。これは、Ｖ１ａが、Ｖ１ｂに対して−φ_Ｍ／２から＋φ_Ｍ／２の範囲で位相が可変となることを可能にし、位相シフト後のこれらの信号は、上述したように、移相器４６および４８からの出力後に、Ｖ２ａおよびＶ２ｂになる。

その入力信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂから、回路網５０は、それぞれのアンテナ素子６０Ｕ１などのための各駆動信号を提供するために、信号の様々なベクトル組合せを形成する。駆動信号は、アレイボアサイトに対してある角度で傾けられたアンテナ６０からの平行ビームを生成するのに必要とされるように、一方の端のアンテナ素子６０Ｕ２または６０Ｌ２からアンテナ６０を横切るアンテナ素子の距離に応じて、直線的に（または成形された位相テーパー（ｃｏｎｔｏｕｒｅｄ ｐｈａｓｅ ｔａｐｅｒ）を伴って）位相が変化する。フェーズドアレイの技術分野ではよく知られているように、角度は、アンテナ６０を横切る距離とともに変わる位相の変化レートによって決まる。（以下で述べるように）アレイ６０の電気チルト角度は、単に１つの可変移相器である、可変移相器４６を使用することによって可変であることが示され得る。これは、複数の可変移相器、各アンテナ素子ごとに個々の移相器を有する、図２の従来技術の要件と比較される。可変移相器４６によってもたらされる位相差が、正である場合は、電気チルトはある方向であり、その位相差が負である場合は、電気チルトは反対方向である。

固定移相器５８Ｕ１などは、固定位相シフトを課し、この固定位相シフトは、それぞれ異なるアンテナ素子６０Ｕ１などの間で、アレイ６０を横切る素子の幾何学的な位置に従って直線的に変化する（位相テーパーを無視）。これは、可変移相器４６によって課される信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂ間の位相差がゼロである場合に、アレイ６０のボアサイトのゼロ基準方向（図１の１８ａまたは１８ｂ）を設定するものである。固定移相器５８Ｕ１などは必須ではないが、それらは、ａ）チルトプロセスによってもたらされる位相シフトを正確に釣り合わせ、ｂ）チルト範囲にわたるサイドローブの抑制を最適化し、ｃ）電気チルトの任意選択の固定角度を取り入れるために使用され得るので好ましい。

複数のユーザが存在する場合、各ユーザは、各自のフェーズドアレイアンテナシステム４０を有し得る。あるいは、ユーザが、共通のアンテナ６０を使用することが必要である場合、各ユーザは、図３の素子４２〜５０の各自のセットを有し、またアンテナアレイ６０への供給のため信号を合成するのに合成回路網が必要とされる。公開された国際特許出願第ＷＯ／０２／０８２５８１号は、こうした回路網について記載している。

次に図４を参照すると、この図面は、２つの時間遅延または位相シフトを使用した本発明のさらなるフェーズドアレイアンテナシステム７０を示している。システム７０は、第１の電力分割器７４に接続されたＲＦ搬送波信号入力７２を含み、この第１の電力分割器は、それぞれ第１の可変移相器７６および第１の固定移相器７８への入力のための２つの出力信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂを提供する。それらは、第２の固定位移相器８０および第２の電力分割器８２に、それぞれの出力信号Ｖ２ａおよびＶ２ｂを提供する。第１の固定移相器７８および第２の固定移相器８０は、必要であれば、単一のユニットへと組み合わされ得る。第２の電力分割器８２は、信号Ｖ２ｂを２つの信号Ｖ３ｂ１およびＶ３ｂ２に分割し、この２つの信号は、第２の可変移相器８４および第３の固定移相器８６へと進む。次いで、信号Ｖ３ｂ１およびＶ３ｂ２は、それぞれ第１の電力分配回路網８８および第２の電力分配回路網９０に進む。それについては、以下でより詳細に述べる。信号Ｖ２ａは、第１の電力分配回路網８８および第２の電力分配回路網９０にそれぞれ供給される、２つの信号Ｖ３ａ１およびＶ３ａ２への分割のため、第２の固定移相器８２を介して第３の電力分割器９２へと進む。

回路網８８および９０は、合わせて８つの駆動信号を提供し、これらの駆動信号は、固定移相器９４Ｕ１〜９４Ｌ４を介して、フェーズドアレイアンテナ９６の等間隔に置かれた８つのアンテナ素子９６Ｕ１〜９６Ｌ４にそれぞれ進む。回路網９０は、最も内側の４つのアンテナ素子９６Ｕ１、９６Ｕ２、９６Ｌ１、および９６Ｌ２を駆動し、回路網８８は、残りを駆動する。

フェーズドアレイアンテナシステム７０は、以下のように動作する。ＲＦ送信機搬送波信号は、入力７２を介して第１の電力分割器７４に供給され（単一のフィーダ）、この第１の電力分割器で、等しい電力の信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂに分割される。信号Ｖ１ａおよびＶ１ｂは、それぞれ第１の可変移相器７６および固定移相器７８に供給される。固定移相器７８は、可変移相器７６によって適用可能な最大位相シフトの半分の位相シフトを加える。第１の可変移相器７６は、フェーズドアレイアンテナ９６の電気チルト角度の制御の一部を提供し、第２の可変移相器７６は、この制御の残りを提供する。

電力分配回路網８８および９０は、それぞれ入力信号Ｖ３ａ１／Ｖ３ｂ１およびＶ３ａ２／Ｖ３ｂ２を受信し、それらは、それぞれのアンテナ素子９６Ｕ１などの各駆動信号を提供するために、これらの信号のベクトル組合せを形成する。駆動信号の位相は、アンテナ９６を横切るアンテナ素子の距離に応じて直線的に変化する。２つの可変移相器７６および８４を使用すると、（図３と同様に）単一の位相の可変移相器より大きい範囲の位相シフトが、アンテナ９６全体に適用されることが可能となり、したがってより大きい範囲の電気チルトを得ることができる。

次に図５を参照すると、一般に図３および図４の５０、８８、および９０で使用される類のものである、電力分配回路網１００が示されているが、それは、前記で述べた等価物に結合されるよりも多くのアンテナ素子とともに示されている。電力分配回路網１００は、第１の三方向電力分割器１０６ａおよび第２の三方向電力分割器１０６ｂにそれぞれ接続された、２つの入力１０２ａおよび１０２ｂを有する。第１の三方向電力分割器１０６ａは、入力信号、すなわち振幅ＶａのベクトルＡ（但し下線はベクトルを表す）を、３つの信号ａ１・Ａ、ａ２・Ａ、およびａ３・Ａに分割する。ただし、ａ１、ａ２、およびａ３は、スカラー振幅の分割比である。信号ａ１・Ａ、ａ２・Ａ、およびａ３・Ａは、それぞれ第１の１８０ハイブリッドＲＦ信号結合装置（ハイブリッド）１１０、第２の１８０ハイブリッドＲＦ信号結合装置１１２、および第３の１８０ハイブリッドＲＦ信号結合装置１１４の第１の入力１に供給される。第２の三方向電力分割器１０６ｂは、入力信号、すなわち振幅ＶｂのベクトルＢを、３つの信号ｂ１・Ｂ、ｂ２・Ｂ、およびｂ３・Ｂに分割する。ただし、ｂ１、ｂ２、およびｂ３は、第２の分割器１０６ｂのスカラー振幅の分割比である。３つの信号ｂ１・Ｂ、ｂ２・Ｂ、およびｂ３・Ｂは、それぞれハイブリッド１１０、１１２、および１１４の第２の入力２に供給される。ベクトルＡとＢの振幅は等しく、すなわちＶａ＝Ｖｂである。ハイブリッド１１０〜１１４は、和と差のハイブリッドとしても知られている。

ハイブリッド１１０、１１２、および１１４は、それぞれ、その入力信号ＡとＢのベクトル和Ａ＋Ｂおよび差Ａ−Ｂである、和および差の出力Ｓ１／Ｄ１、Ｓ２／Ｄ２、およびＳ３／Ｄ３をそれぞれ有する。以下でより詳細に述べるように、その和および差出力が、それらの入力信号の振幅が等しい場合に、それらの間で９０度の固定位相差を有することは、こうしたハイブリッドの特性である。これは、これらの入力信号の位相差が変化する場合にも当てはまる。Ａ＋Ｂ和信号は互いに同相であり、Ａ−Ｂ差信号も互いに同相であり、和信号は、差信号に対して９０度である。入力信号の位相差が変化するにつれて、可変移相器４６の操作により、和および差の出力信号は大きさが変化し、例えば、等しい大きさの同相の入力信号では、Ａ＋Ｂ＝２Ａ、またＡ−Ｂ＝０であり、等しい大きさの逆相の入力信号では、Ａ＋Ｂ＝０、またＡ−Ｂ＝２Ａであり、９０度だけ位相が異なる、等しい大きさの入力信号では、Ａ＋ＢとＡ−Ｂは両方とも、

に等しい。したがって、ハイブリッド１１０、１１２、および１１４は、電力は一定であるが位相差は可変である入力信号を、電力は可変であるが位相差は一定である出力信号に変換するので、位相電力変換器として働く。

ハイブリッド１１０、１１２、および１１４の出力Ｓ１、Ｓ２、およびＳ３からのＡ＋Ｂ和信号は、第４の１８０ハイブリッド１１６、第５の１８０ハイブリッド１１８、および第６の１８０ハイブリッド１２０のそれに応じて参照される入力Ｓ１、Ｓ２、およびＳ３にそれぞれ供給される。同様に、ハイブリッド１１０、１１２、および１１４の出力Ｄ１、Ｄ２、およびＤ３からのＡ−Ｂ差信号は、第６のハイブリッド１２０、第５のハイブリッド１１８、および第４のハイブリッド１１６のそれに応じて参照される入力信Ｄ１、Ｄ２、およびＤ３にそれぞれ供給される。

第４の１８０ハイブリッド１１６、第５の１８０ハイブリッド１１８、および第６の１８０ハイブリッド１２０も、また、その入力信号のベクトル和Ａ＋Ｂおよび差Ａ−Ｂがそれぞれ現れるＳｕｍおよびＤｉｆｆ．によって、それぞれの場合で示される和および差の出力信号を有する。Ａ＋Ｂ和信号は、各固定移相器１２２Ｕ１から１２２Ｕ３を介して、６素子フェーズドアレイアンテナ１２４の上半分における各アンテナ素子１２４Ｕ１〜１２４Ｕ３に供給される。同様に、Ａ−Ｂ差信号は、固定移相器１２２Ｌ１〜１２２Ｌ３を介して、アンテナ１２４の下半分における各アンテナ素子１２４Ｌ１〜１２４Ｌ３に供給される。厳密に言えば、電力分配回路網を含む図３および図４が、これらの等価物を既に示しているので、移相器１２２Ｕ１〜１２２Ｌ３およびアンテナアレイ１２４は、電力分配回路網１００の一部ではない。第４のハイブリッド１１６、第５のハイブリッド１１８、および第６のハイブリッド１２０は、その入力間の電力差をその出力の位相差に変換し、したがって、電力位相変換器として働く。

さらなる分割器が、第１のハイブリッド１１０、第２のハイブリッド１１２、および第３のハイブリッド１１４の出力と、第４のハイブリッド１１６、第５のハイブリッド１１８、および第６のハイブリッド１１６の入力との間に挿入される場合には、各アンテナ素子１２４Ｌ１などへの必要な位相および振幅の設定において、さらなる柔軟性が存在する。アンテナ素子内以外に電力を放散する必要性を回避するために、第１のハイブリッド１１０、第２のハイブリッド１１２、または第３のハイブリッド１１４の出力が、分割されるときはいつでも、すべてのＲＦ電力をできるだけ効率的に使用するために、さらなるハイブリッドおよびアンテナ素子が追加される。

アンテナ素子１２４Ｕ１などは、それぞれの固定移相器１２２Ｕ１などに結合され、この固定移相器の目的は、ａ）アンテナの名目平均チルトの設定、およびｂ）そのチルト範囲にわたるアンテナ１２４のローブのレベルを最適化することである。

図５に、等しい重み付けが入力に適用されているハイブリッド１１０〜１２０が示されている。すなわち、入力信号ＡおよびＢでは、和出力は（Ａ＋Ｂ）であり、差出力は（Ａ−Ｂ）である。しかし、それらは、和出力（ｘＡ＋ｙＢ）および差出力（ｘＡ−ｙＢ）を与えるために、不均等に重み付けされた入力ＡおよびＢで構成されることもできる。この場合、ｘは、入力Ａに適用される重み付けであり、ｙは、入力Ｂに適用される重み付けである。不均等に重み付けされるハイブリッドにおいて電力を保存するために、その入力に入る総電力は、実際の実装での避けられない熱損失を無視すると、その出力から流出する総電力と等しくなるべきである。不均等に重み付けされるハイブリッドを使用することによってもたらされる２つの利点は、ａ）アンテナ素子の位相および振幅分散の最適化において設計に、さらなる柔軟性が加えられること、ｂ）信号分割が、２つ以上の分割器構成要素間で分散されることができ、したがって、いずれか１つの分割器に必要な最大の分割比が減少し、周波数応答が向上することである。

システム４０で使用される場合、電力分配回路網１００の利点は以下の通りである。
ａ）それぞれが３つの信号だけに分割する分割器１０６ａおよび１０６ｂで、１回の分割操作だけが必要である。
ｂ）単一の可変移相器または時間遅延装置４６を用いてチルトが実施される。
ｃ）回路網入力１０２ａおよび１０２ｂでの信号、およびそれらの変換後の成分は、アンテナ素子１２４Ｕ１などへの経路に沿って、厳密に同じ数およびタイプの構成要素、すなわち、１つの分割器と２つのハイブリッドを通過する（上述したように、厳密に言うと、移位器１２２Ｕ１などは回路網１００の一部ではない）。したがって、これらの経路は、非ゼロの製作公差による変化を無視すると、実質上同じ電気長を有するべきである。したがって、それぞれ異なる経路内の異なるタイプの構成要素に起因する回路網の位相および振幅の誤差は回避され、チルト範囲にわたって、良好なビームの形状が維持可能である。さらに、素子への各経路の位相および振幅誤差は等しく変化し、隣接するアンテナ素子間の誤差が低減するので、ビームの形状は、より広い範囲の周波数にわたって保持される。
ｃ）アンテナは、構成要素の理想的な特性からの逸脱を無視すると、アンテナ素子以外の任意の構成要素でＲＦ電力を放散する必要なしに、実装され得る。
ｄ）フェーズドアレイアンテナのコストは、複数の可変時間遅延装置を使用した、同程度の性能のアンテナと比べて減少する。
ｅ）アンテナの信頼性は、多数の可変時間遅延装置の使用によって損なわれない。

分割器は、アンテナ素子に供給される信号の位相および振幅の設定のさらなる柔軟性を取り入れるために、３つの第１のハイブリッド１１０〜１１４の第１の出力と他のハイブリッド１１６〜１２０の入力との間に挿入され得る。これについては、次の実施形態において述べる。

次に図６ａおよび図６ｂを参照すると、さらなる電力分配回路網１４０が、２つの区分１４０ａおよび１４０ｂに分けて示されている。電力分配回路網１４０は、等間隔で置かれた１２素子のフェーズドアレイアンテナ１４８で使用されるためのものであるが、他の点については、図３および図４の５０、８８、および９０で使用される類のものである。回路網１４０は、図５を参照して述べたものと等価であるが、追加の段の分割器１４２ｃ〜１４２ｈ、およびアンテナ１４８の増加した数のアンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｌ６のための信号を提供するのに十分なハイブリッド１４４_４〜１４４_９および固定移相器１４６Ｕ１〜１４４Ｌ６を有する。上記で述べたものと等価の部分は、同じように参照され、この説明では、異なる側面に焦点を当てる。

上述したように、入力１０２ａおよび１０２ｂでそれぞれの振幅ＶａおよびＶｂを有する２つの入力信号ベクトルＡおよびＢは、分割器１０６ａおよび１０６ｂによって、信号の小部分ａ１・Ａ、ａ２・Ａ、ａ３・Ａ、およびｂ１・Ｂ、ｂ２・Ｂ、ｂ３・Ｂに分割され、第１のハイブリッド１１０、第２のハイブリッド１１２、および第３のハイブリッド１１４の第１の入力１および第２の入力２に供給される。すなわち、信号ａ〔ｎ〕・Ａおよびｂ〔ｎ〕・Ｂは、第ｎのハイブリッド１１０＋２ｎ、ｎ＝０、１、２に入力される。分割比は、ハイブリッド１１０〜１１４において位相電力変換を実施するために、ａ１＝ｂ１、ａ２＝ｂ２、およびａ３＝ｂ３になるように設定される。

次に図７をやはり参照すると、この図面は、入力ＡおよびＢ、ならびに出力Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂを含む、１８０度ハイブリッド結合器１３２を概略的に示している。曲線１３４は、入力から出力への経路を示し、関連するマーキング−１８０および−３６０は、位相シフト、換言すると、こうした経路に沿って通過する信号に生じる遅延を示している。図示するように、Ａ入力１およびＢ入力２からＡ＋ＢのＳｕｍ出力、ならびにＡからＡ−ＢのＤｉｆｆ．出力への経路１３４は、すべて−１８０度位相シフトに関連しており、Ｂ入力２からＡ−ＢのＤｉｆｆ．出力への経路１３５は、−３６０度位相シフトに関連する。１８０度位相シフトでは、正弦信号を反転させ、すなわちそれに−１を掛け、−３６０度位相シフトでは、それを変更しないままにする。したがって、信号Ａと信号Ｂの両方は、Ｓｕｍ出力へと進むときには反転され、したがって加算されるが、Ｄｉｆｆ．出力では信号Ｂだけが反転され、したがって、Ａから引かれる。以下で述べるように、大きさは等しいが、位相は異なる２つの信号ベクトルの両方が、１８０度ハイブリッドによって加算されかつ減算される場合、結果として生じる和および差のベクトルは、入力の位相差に関係なく、互いに９０度である。したがって、Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂは、位相が９０度だけ異なり、それは、以下で述べるように、それによりアンテナ素子の信号位相の計算が簡略化されるので、（必須ではないが）好都合である。したがって、ハイブリッド１１０〜１１４は、位相電力変換器の働きをし、それらは、振幅は等しいが相対位相差は可変である入力信号、例えば（ａ１・Ａ／ｂ１・Ｂ）を、電力は可変であるが、９０度の位相差は一定である、和および差の出力信号に変換する。さらに、３つのすべてのハイブリッド１１０〜１１４のＡ＋Ｂ出力は、互いに同相であり、またこれらのハイブリッドの３つのすべてのＡ−Ｂ出力に対して９０度である。

ハイブリッド１１０〜１１４は、それぞれ二方向分割器１４２ｃ、１４２ｅ、および１４２ｇに接続されたＡ＋Ｂ出力、ならびに二方向分割器１４２ｄ、１４２ｆ、および１４２ｈにそれぞれ接続されたＡ−Ｂ出力を有する。分割器１４２ｃ〜１４２ｈは、その入力信号を、信号の小部分ｃ１／ｃ２、ｄ１／ｄ２、ｅ１／ｅ２、ｆ１／ｆ２、ｇ１／ｇ２、およびｈ１／ｈ２にそれぞれ分割し、これらの小部分は、それぞれの分割器出力の参照符（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｉｎｄｉｃｉａ）としても使用され、第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９のそれに応じて参照される入力ｃ１〜ｈ２への入力のためのものである。第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９は、Ａ入力１およびＢ入力２、ならびにＡ＋Ｂの和出力ＳｕｍおよびＡ−Ｂの差出力Ｄｉｆｆ．を有し、また第１のハイブリッド１１０、第２のハイブリッド１１２、および第３のハイブリッド１１４と同じ構成および操作モードを有する。以下の表１は、第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９のどの入力が、どの信号小部分を受信するかを示しており、ここでは、＋／−の符号は、それぞれベクトル加算／減算を示している。

分割器１４２ｃ〜１４２ｈは、その入力信号を、アンテナ１４８を横切るアンテナ素子の位置とともに漸進的に変化する、アンテナ素子駆動信号を形成するための加算および減算に適した信号小部分に分割する。以下の表２は、第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９のどの出力Ｓｕｍ／Ｄｉｆｆ．が、各固定移相器１４６Ｕ１から１４４Ｌ６を介して、どのアンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｌ６を駆動するかを示している。アンテナ１４８の上半分のアンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｕ６は、すべて、第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９の和出力Ｓｕｍから駆動されるが、下半分のアンテナ素子は、これらのハイブリッドの差出力Ｄｉｆｆ．から駆動される。第４から第９のハイブリッド出力１４４_４〜１４４_９のそれぞれが、両方のタイプの出力からのものではないが、第１から第３のハイブリッド１１０〜１１４の和または差出力で生じる信号寄与を受ける。したがって、その入力信号は、互いに同相である。したがって、第４から第９のハイブリッド１４４_４〜１４４_９は、電力位相変換器として働き、それぞれが、（必ずしも同じ振幅ではないが、位相差は０である）その２つの入力信号を、それぞれ異なるハイブリッド間で位相差は変化するが、電力は一定である（振幅テーパーのいずれの措置をも無視する）和および差出力信号に変換する。図示する構成では、アンテナ１４８全体で漸進的に同位相波面が達成されることが可能となり、すべての入力電力が効果的に使用されることが可能となる。これは、非理想的な構成要素内の電力の放散による損失の可能性を無視するものである。こうした損失を除外すると、電力分配回路網１４０は、アンテナ駆動信号に有用に寄与し得ない信号を生成せず、したがって、一部の入力電力を非効率的に処分する必要はない。

第４のハイブリッド１４４_４は、アンテナ素子の最も外側の対１４８Ｕ６と１４８Ｌ６を駆動する。第５から第９のハイブリッド１４４_５〜１４４_９は、各対がその中心としている、アンテナ中心１５０に漸進的に近づく、アンテナ素子の対１４８Ｕ５／１４８Ｌ５、１４８Ｕ４／１４８Ｌ４、１４８Ｕ３／１４８Ｌ３、１４８Ｕ２／１４８Ｌ５および、１４８Ｕ１／１４８Ｌ１をそれぞれ駆動する。

以下の表２は、ハイブリッド１４４_４〜１４４_９からの出力信号を示している。分割器の小部分ｃ１などは、必ずしもスカラー量ではないが、表２列４の括弧内の用語、例えば（ａ１・Ａ＋ｂ１・Ｂ）および（ａ３・Ａ−ｂ３・Ｂ）は、ベクトル加算および減算である。図３または図４を参照して上述したように、位相差はＶａとＶｂとの間で課されており、ベクトルは、下線を引いた文字で示されている。さらに、上述したように、大きさが等しい信号間のベクトル加算の結果（ａ１・Ａ＋ｂ１・Ｂ）などは、互いに同相であり、すべてのベクトル減算（ａ３・Ａ−ｂ３・Ｂ）などに対して９０度位相が異なる。したがって、ベクトル減算は、すべて、ベクトル加算に自動的に直交する。

表２の第４列の数式は、ＱをベクトルＰに直交するベクトルとして、Ｐ＋Ｑの形のものである。すべてのＰベクトルは、互いに同相であり、すべてのＱベクトルは、互いに同相である。したがって、それらはＰ＋ｊＱと書かれることができ、ただし、ＰおよびＱはＰおよびＱのスカラー振幅である。例えば、アンテナ素子１４８Ｕ６では以下の通りである。
Ｐ＝ｃ２×（ａ１・Ａ＋ｂ１・Ｂ）、およびＱ＝ｄ２×（ａ３・Ａ−ｂ３・Ｂ） （１）

第ｎの上部および下部アンテナ素子１４８Ｕｎおよび１４８Ｌｎ（ｎ＝１〜６）に供給される、電圧の同相成分についてＰ_ｎおよび直交成分についてＱ_ｎと書くと、この電圧の位相φ_ｎは、以下によって示される。

ただし、Ｑ_ｎは、アンテナ１４８の上半分のアンテナ素子１４８Ｕｎでは正であり、下半分のアンテナ素子Ｕｎ１４８Ｌｎでは負である。

第ｎのアンテナ素子電圧のスカラー振幅Ｖ_ｎは、以下によって示される。

回路網１４０のこの実施形態の分割器比が、以下の表３に示されている。

入力１０２ａおよび１０２ｂからアンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｌ６に到達する信号へのすべての寄与（例えばｃ１（ａ１・Ａ＋ｂ１・Ｂ））は、同じ数およびタイプの構成要素を通過し、すなわちそれぞれの寄与は、三方向分割器、ハイブリッド、二方向分割器、別のハイブリッド、および固定移相器を含む経路を通る。位相付加（ｐｈａｓｅ ｐａｄｄｉｎｇ）構成要素、すなわちそれぞれ異なる経路内の異なる位相シフトを補正するための追加の構成要素は必要ない。あらゆる経路で２つの分割器を使用すると、分割比が適度なものとなり、これは、上述したように分割比が９．５ｄＢを超えないことが望まれるので有用である。

三方向分割器１０６ａおよび１０６ｂは、主として振幅テーパーを設定し、二方向分割器１４２ｃ〜１４２ｈは、主として位相テーパーを設定する。ここでは「テーパー」は、アンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｌ６にわたる振幅または位相プロファイルを意味する。回路網１４０の設計は、関数の反復ブロックと対称であり、比較的に容易な最適化に役立つ。またそれは、分割器およびハイブリッドの数を変更することによって、アンテナにおけるそれぞれ異なる数のアンテナ素子に容易に適合され得る。それは、アレイ１４０内のアンテナ素子の数を考慮して、比較的に少数の分割器を含む。

図８ａは、アンテナ１４８の上半分のアンテナ素子１４８Ｕ１〜１４８Ｕ６のために回路網１４０によって生成される駆動信号のベクトル図であり、移相器１４６Ｕ１〜１４６Ｌ６の効果は、便宜上無視されている。１６０、１６２、および１６４などの水平、垂直、および傾斜矢印は、それぞれ同相成分、直交成分、および実際のアンテナ素子信号ベクトルを示している。１６６におけるなどの丸数字の番号１〜６は、隣接する信号ベクトルが、それぞれアンテナ要素１４８Ｕ１〜１４８Ｕ６に関連することを示している。アンテナ１４８の下半分のアンテナ素子１４８Ｌ１〜１４８Ｌ６の駆動信号についての等価のベクトル（図示せず）は、それぞれの垂直矢印１６２を上向きではなく、水平軸１６８から下向きに伸びるようにし、すなわち水平軸１６８への反映によって信号ベクトル１６４の各ミラーイメージを作ることによって得ることができる。図８ａは、回路網１４０が、アンテナ１４８全体にわたり正しく漸進的な位相を有するアンテナ素子駆動信号を生成することを示している。アンテナ１４８の最適な性能は、チルトされたときの許容可能な最大サイドローブレベルに対応する最大チルト角度が選択されるときに得られる。次いで、分割器比は、この最大チルト角度の線形同位相波面を与えるように選択される。

図８ｂは、図８ａに対応しているが、アンテナアレイ１４０全体についての、１６９などの実線の矢印によって示されたアンテナ素子駆動信号ベクトルを示している全ベクトル図である。

次に図９から図１２を参照すると、図９は、Ａ入力とＢ入力の間のφの相対位相シフトを有する、２つの等しい振幅電圧ＶａおよびＶｂのＡ入力およびＢ入力を受信する、単一の１８０度ハイブリッド１８２の構成１８０を示している。これらの電圧は、入力１８４で単一の電圧Ｖを取り、１８６でそれを２つの等しい電圧に分割し、結果として生じる電圧のうちの１つを可変移相器１８８に通すことによって得られる。ハイブリッド１８２は、入力信号ＡおよびＢから、和および差の出力信号Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂを生成する。

図１０は、ベクトル＋Ａ、＋Ｂ、−Ｂ、Ａ＋Ｂ、およびＡ−Ｂのベクトル図であり、最後の２つのベクトルが鎖線である。ＡとＢは等しいので、＋Ａ、＋Ｂ、および−Ｂは、ベクトル＋Ａ、＋Ｂ、Ａ＋Ｂの三角の外接円である円２００の半径として示されることができる。等しくかつ反対方向であるベクトル＋Ｂおよび−Ｂは、まとまって円２００の直径をなし、幾何学上では、直径は、起点Ｏなど、円上の他の点の直角に対するものである。しかし、ベクトルＡ＋ＢおよびＡ−Ｂは、起点Ｏを＋Ｂ／−Ｂ直径の各終端に結合されており、したがって、ベクトルＡ＋ＢおよびＡ−Ｂは、＋Ａと＋Ｂの間の位相差φの値に関係なく、その間で直角（すなわち９０度の相対位相シフト）を有する。

図１１は、Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂ（鎖線）の相対的な振幅が、その相対位相差φが、−１８０度から０度、＋１８０度へと調整されるのにつれて、どのように変化するかを示しており、Ａ＋Ｂは０から１、０へと正弦曲線的に進み、Ａ−Ｂは１から０、１へと余弦曲線的に進んでいる。図１２は、Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂ（鎖線）の位相が、φが−１８０度から０度、＋１８０度へと調整されるのにつれてどのように変化するかを示しており、Ａ＋Ｂは、−９０度から＋９０度に進み、Ａ−Ｂは、最初に、φ＝−１８０度の０からφ＝０の＋９０度に進み、次いで、０を通過するときに−９０度に突然シフトし、その後は、φ＝＋１８０度の０へと滑らかに変化している。

本発明は、以下のように電気チルトの制御を提供する。上述したように、図６の各アンテナ素子１４８Ｕ１などへの駆動信号は、Ｐ＋ｊＱと書かれ得るベクトルである。入力ベクトルＡとＢ（すなわち電圧ＶａとＶｂ）の間の位相差が０、すなわちφ＝０である場合、図１１に示すように、すべてのハイブリッド１１０などからの差出力Ａ−Ｂも０である。したがって、アンテナがチルトされない場合、すべてのアンテナ素子１４８Ｕ１などへの駆動信号は、同じ位相、「チルトなし」の位相を有し、Ｐ＋ｊＱではＱ＝０である。

ＡとＢベクトルの間の位相差が増加するときには、ハイブリッドからの差出力は増加し、和出力は減少することが図１１に示されている。したがって、Ｑの値は増加し、Ｐの値は減少する。したがって、各アンテナ素子１４８Ｕ１などへの駆動信号の位相角度は変化する。複数のアンテナ素子にわたり漸進的に増加する同位相波面は、中心線１５０に漸進的に近づくアンテナ素子（１４８Ｕ１／１４８Ｌ１など）のＰについては漸進的に減少する値を、また中心線１５０から漸進的に遠ざかるアンテナ素子（１４８Ｕ６／１４８Ｌ６など）のＰについては漸進的に増加する値を有することによって達成される。したがって、ある割合のアンテナ駆動電力が、アンテナ１４８の中心からその端に移動される。これは、ハイブリッド１１０から１１４の出力の適切な接続によって達成される。

したがって、図５では、第１、第２、および第３のハイブリッドのうちの中心ハイブリッド１１２が、破線で示すアンテナ中心と、アンテナ１２４の終端素子１２４Ｕ３／１２４Ｌ３との間の中間にあるアンテナ素子１２４Ｕ２および１２４Ｌ２に供給を行い、最も左の他の２つのハイブリッド１１０および１１４は、それぞれ、「交換された」すなわち、他方（１１４または１１０）ハイブリッドのＡ＋Ｂ出力を受信する第４のハイブリッド１１６または第６のハイブリッド１２０に接続されたＡ−Ｂ差出力を有する。この構成は、同相電力（Ｐベクトル成分）を、アンテナ１２４の中心から端に移動させ、漸進的な同位相波面を達成する。

図１１は、ベクトルＡとＢの間の位相差が正であるか、それとも負であるかに応じて、ハイブリッド差出力の位相が、１８０度だけ変化することを示している。これは、アンテナが上向きにチルトされようが、下向きにチルトされようが、アンテナ全体にわたって漸進的な同位相波面が確実に存在するようにする。

上述した本発明の諸実施形態は、１８０度ハイブリッドを使用している。それらは、同じ全体的機能を得るために、例えば９０度移相器が加えられた９０度「直交」ハイブリッドによって置き換えられ得るが、これはそれほど実用的ではない。

図３〜図１２を参照して述べた本発明の例は、送信の操作について論じられている。しかし、すべての構成要素は可逆的なものであり。それらの例は受信側としても動作することができる。ハイブリッドおよび移相器は可逆的であるが、反対方向の分割器は、受信での必要性に応じて、再結合器となる。

ゼロおよび非ゼロの電気チルト角度を有するフェーズドアレイアンテナの垂直放射パターン（ＶＲＰ）を示す図である。 調整可能な電気チルト角度を有する従来技術のフェーズドアレイアンテナを示す図である。 単一の時間遅延を使用した本発明のフェーズドアレイアンテナシステムのブロック図である。 ２つの時間遅延を使用した本発明のフェーズドアレイアンテナシステムのブロック図である。 図３または図４のシステム内で使用するための電力分配網を示す図である。 １２素子アンテナを含む本発明のシステム内で使用するための電力分配網を示す図である。 １２素子アンテナを含む本発明のシステム内で使用するための電力分配網を示す図である。 図５および図６の回路網で使用される１８０度ハイブリッドＲＦ結合装置の概略図である。 図６の回路網で生成されるアンテナ素子駆動信号の位相を示すベクトル図である。 図６の回路網で生成されるアンテナ素子駆動信号の位相を示すベクトル図である。 Ａ入力とＢ入力の間でφの相対位相シフトを有する、２つの等しい振幅電圧ＶａおよびＶｂのＡ入力およびＢ入力を受信する、１８０度ハイブリッド１８２を示す図である。 ベクトル＋Ａ、＋Ｂ、−Ｂ、Ａ＋Ｂ、およびＡ−Ｂのベクトル図である。 Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂ（鎖線）の相対的な振幅が、その相対位相差φが、−１８０度から０度、＋１８０度へと調整されるにつれて、どのように変化するかを示す図である。 φが−１８０度から０度、＋１８０度へと調整されるのに伴う、Ａ＋ＢおよびＡ−Ｂの位相変化を示す図である。

Claims (18)

1. 複数のアンテナ素子（１２４Ｕ１〜１２４Ｌ３）を備えたアンテナ（１２４）を含む、制御可能な電気チルトを有するフェーズドアレイアンテナシステムであって、前記フェーズドアレイアンテナシステム（４０）が、
   ａ）２つの基本信号に、該２つの基本信号間の可変相対遅延を与えるための手段（４６）と、
   ｂ）基本信号を信号成分に分割するための分割手段（１０６ａ、１０６ｂ）と、
   ｃ）信号成分を、相対遅延の変化に伴って変化する電力を有する変換された成分に変換するための位相電力変換手段（１１０〜１１４）と、
   ｄ）変換された成分を、アンテナ素子駆動信号に変換するための電力位相変換手段（１１６〜１２０）とを含み、アンテナ素子駆動信号は位相を有し、前記位相は、アンテナ（１２４）が電気的にチルトされるときに、アンテナ（１２４）全体にわたってアンテナ素子（例えば１２４Ｕ１）からアンテナ素子（例えば１２４Ｕ２）へ漸進的に変化し、且つ相対遅延が変化するにつれて個々に変化することを特徴とするシステム。
2. 位相電力変換手段が、複数のハイブリッド無線周波数結合装置（ハイブリッド）（１１０〜１１４）であり、該ハイブリッド無線周波数結合装置（１１０〜１１４）が、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有することを特徴とする、請求項１に記載のシステム。
3. 位相電力変換手段が、複数の１８０度ハイブリッド（１１０〜１１４）であり、該１８０度ハイブリッドが、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有することを特徴とする、請求項１に記載のシステム。
4. それぞれの対が、等しい振幅の信号成分を有するが、それぞれの対の信号成分の大きさが、別の対の信号成分の大きさとは等しくないことを特徴とする、請求項３に記載のシステム。
5. ハイブリッドが、第１のハイブリッド（１１０〜１１４）であり、電力位相変換手段が、アンテナ素子駆動信号を生成するように構成された複数の第２のハイブリッド（１１６〜１２０）を組み込むことを特徴とする、請求項３に記載のシステム。
6. 分割手段が、第１の分割手段（１０６ａ、１０６ｂ）であり、電力位相変換手段（１１６〜１２０）が、和および差を第２のハイブリッド（１４４_４〜１４４_９）への入力のための成分に分割するように構成された第２の分割手段（１４２ｃ〜１４２ｈ）を組み込むことを特徴とする、請求項５に記載のシステム。
7. 第１の分割手段（１０６ａ、１０６ｂ）が、各基本信号を３つの信号成分に分割するように構成されることを特徴とする、請求項６に記載のシステム。
8. 第２の分割手段が、複数の二方向分割器（１４２ｃ〜１４２ｈ）であることを特徴とする、請求項６に記載のシステム。
9. 基本信号供給からアンテナ素子へ延びるすべての経路が、同じ数およびタイプの構成要素を含むように構成されることを特徴とする、請求項１に記載のシステム。
10. 複数のアンテナ素子（１２４Ｕ１〜１２４Ｌ３）を備えたアンテナ（１２４）を含む、フェーズドアレイアンテナシステム（４０）の電気チルトを制御する方法であって、
    ａ）２つの基本信号に、該２つの信号の間の可変相対遅延を与えるステップと、
    ｂ）基本信号を信号成分に分割するステップと、
    ｃ）信号成分を、相対遅延の変化に伴って変化する電力を有する、変換された成分に変換するステップと、
    ｄ）変換された成分をアンテナ素子駆動信号に変換するステップとを含み、アンテナ素子駆動信号は位相を有し、該位相は、アンテナ（１２４）が電気的にチルトされるときに、アンテナ（１２４）全体にわたってアンテナ素子（例えば１２４Ｕ１）からアンテナ素子（例えば１２４Ｕ２）へ漸進的に変化し、かつ相対遅延が変化するにつれて個々に変化することを特徴とする方法。
11. ステップｃ）が、複数のハイブリッド（１１０〜１１４）を使用して実施され、該ハイブリッド（１１０〜１１４）は、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
12. ステップｃ）が、複数の１８０度ハイブリッド（１１０〜１１４）を使用して実施され、該１８０度ハイブリッド（１１０〜１１４）は、信号成分の和および差の対を提供するように構成され、それぞれの対が両方の基本信号からの信号成分を有することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
13. それぞれの対が、等しい大きさの信号成分を有するが、それぞれの対の成分の大きさが、別の対の成分の大きさとは等しくないことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
14. ハイブリッドが、第１のハイブリッド（１１０〜１１４）であり、ステップｄ）が、アンテナ素子駆動信号を生成するように構成された複数の第２のハイブリッド（１１６〜１２０）を使用して実施されることを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
15. ステップｂ）の分割が、第１の分割であり、第２の分割が、和および差を第２のハイブリッド（１１６〜１２０）への入力のための成分に分割するためにステップｄ）で実施されることを特徴とする、請求項１４に記載の方法。
16. 第１の分割が、各基本信号を３つの信号成分に分割することを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
17. 第２の分割が、複数の二方向分割であることを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
18. 基本信号供給部からアンテナ素子（１２４Ｕ１〜１２４Ｌ３）に延びるすべての経路が、同じ数およびタイプの成分を含むことを特徴とする、請求項１０に記載の方法。

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