CN108445305B - 一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法 - Google Patents

一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法，检测系统包括：用于对初始信号和本振信号进行耦合的第一耦合器；用于对移相信号和本振信号进行耦合的第二耦合器；分别与第一、第二耦合器连接提供本振信号的微波振荡器；分别与第一、第二耦合器连接的第一、第二混频器；分别与第一、第二混频器连接的用于输出两个等频异相的中频信号的第一、第二滤波器；分别与第一、第二滤波器连接用于输出所述两个等频异相的中频信号的相位差
Figure DDA0001595052400000011
的鉴相器。检测方法利用相位差
Figure DDA0001595052400000012
与基站天线电子下倾角的关系，先通过检测系统获得相位差
Figure DDA0001595052400000013
再计算得到移动基站天线电子下倾角。

Description

一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法
技术领域
本发明属于电子测量技术领域，涉及天线电子下倾角监测，具体涉及一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法。
背景技术
由于移动基站天线长期工作在室外环境，受到风、雨、雪、雹等外界因素的影响，容易造成天线电子倾角发生异常偏离，直接影响信号的覆盖半径及强度，进而影响通信网络质量和客户感知。目前，发现和检测天线电子倾角偏离的方法，包括DT、CQT测试、OMC统计指标和用户投诉，网优人员通过分析测试报告，根据经验判断定位发现问题，并由维护人员到现场调整，属于被动优化。被动优化工作方式耗费了网优人员大量精力和时间。另外，移动基站天线为电调天线，其下倾角分为机械下倾角和电子下倾角两部分。国内外对机械下倾角的检测方式已有一定的研究，而对电子下倾角的直接检测研究仍是空白。因此，设计一种移动基站天线电子下倾角检测系统，可以实时监测电子下倾角的数值，从而节省人力、物力资源和提高网络优化的效率，具有重要的现实意义和实用价值。
发明内容
本发明目的在于克服现有技术不足，提供一种移动基站天线电子下倾角检测系统和方法。
本发明的上述目的是通过下面的技术方案得以实现的：
一种移动基站天线电子下倾角检测系统，包括：
用于对初始信号和本振信号进行耦合的第一耦合器；用于对移相信号和本振信号进行耦合的第二耦合器；分别与第一、第二耦合器连接提供本振信号的微波振荡器；分别与第一、第二耦合器连接的第一、第二混频器；分别与第一、第二混频器连接的用于输出两个等频异相的中频信号的第一、第二滤波器；分别与第一、第二滤波器连接用于输出所述两个等频异相的中频信号的相位差
Figure BDA0001595052380000011
的鉴相器。
进一步地，所述耦合器为3dB定向耦合器。
进一步地，微波振荡器包括：由AT41411硅双极二极管、电阻R1和R2以及偏置电压SRC1、SRC2组成的不稳定晶体管网络；C2、R4组成的调谐网络；C1、L1、R3组成的终端网络。
进一步地，所述滤波器为微波低通滤波器。
进一步地，所述微波低通滤波器为集总元件切比雪夫微波低通滤波器。
进一步地，所述混频器为二极管单平衡混频器。
一种基于上述检测系统的移动基站天线电子下倾角检测方法，包括：分别采集移动基站天线的初始信号、移相信号输入检测系统的第一耦合器、第二耦合器并分别与微波振荡器输出的本振信号进行耦合，然后将耦合信号分别输入第一、第二混频器混频再输出至第一、第二滤波器得到两个等频异相的中频信号，最后经鉴相器得到两个等频异相的中频信号的相位差
Figure BDA0001595052380000023
根据如下公式计算移动基站天线电子下倾角θ：
Figure BDA0001595052380000021
其中，d为阵列天线的相邻辐射单元间距，λ是天线中心频率对应波长。
电子下倾角调节原理：
电调天线通过改变共线阵天线振子的相位，使天线波形的垂直分量和水平分量幅值发生变化，从而使天线的垂直方向性图下倾角发生变化。因此，调节电子下倾角是通过调节天线振子的相位实现。若均匀间隔d排列的N单元阵列天线，当各个辐射单元等相、等幅馈电时，合成的阵列方向图主波束最大指向在天线法向正前方。当相邻辐射单元馈电相位
Figure BDA0001595052380000024
呈
Figure BDA0001595052380000025
等差分布时，阵列天线的方向图最大波束指向与法向呈θ角度，即为电子下倾角，两者的关系为
Figure BDA0001595052380000022
d为相邻辐射单元间距，λ是天线中心频率对应波长。
由式(1)可知，改变移相器的输出端口相位差
Figure BDA0001595052380000026
可实现天线电子倾角θ的电调扫描，且电子下倾角θ的检测可转化为天线振子输出端口相位差/>
Figure BDA0001595052380000027
的检测。
本发明设计的优点：
根据基站天线电子下倾角取决于天线振子相位差的关系，设计了天线阵子相位差检测系统，系统根据检测的相位差进而求得电子下倾角数值。该发明的一种移动基站天线电子下倾角检测系统，通过相位差的检测可以直接获得电子下倾角数值，从而实现对电子下倾角的实时监测，从而节省人力、物力资源和提高网络优化的效率，具有重要的现实意义和实用价值。
附图说明
图1为天线电子下倾角检测系统框图；
图2为晶体管振荡器结构框图；
图3为微波振荡器仿真电路；
图4为本振信号的波形图(a)和频谱图(b)；
图5为3dB耦合器结构示意图；
图6为3dB耦合器电路；
图7为3dB耦合器S参数仿真图；
图8为切比雪夫频域示意图；
图9为微波低通滤波器电路；
图10为低通滤波器频率响应；
图11为两个二极管电压矢量关系图；
图12为二极管单平衡混频器电路图；
图13为系统仿真输出驻波比。
具体实施方式
下面结合附图和实施例具体介绍本发明实质性内容，但并不以此限定本发明的保护范围。
实施例中的检测系统基于中国移动4G基站的2.35GHz载波频率，设计了3dB耦合器、微波振荡器、单平衡混频器以及微波低通滤波器，由ADS软件进行仿真试验。仿真结果表明该系统具有较高的电子下倾角检测精度，可行性较好。
电子下倾角检测系统框图如图1所示，包括：(1)微波振荡器；(2)3DB定向耦合器；(3)二极管单平衡混频电路；(4)微波低通滤波器；(5)鉴相器。
由图1可知，将移相前的初始信号和移相信号分别和微波振荡器产生的本振信号混频，滤波分别得到两个等频异相的中频信号，鉴相器输出量为两个中频信号的相位差
Figure BDA0001595052380000031
再由式(1)可计算出相应的电子下倾角θ。
1微波振荡器设计
1.1微波振荡器振荡条件
微波振荡器可视为一个双端口网络，由晶体管、调谐网络和终端网络构成，其结构框图如图2所示。
微波振荡器的工作条件有：
条件1：存在不稳定的有源器件，使得稳定系数K小于1；
条件2：振荡器调谐网络阻抗ΓS和晶体管输入阻抗Γin满足ΓinΓS＝1；
条件3：振荡器终端网络阻抗ΓT和晶体管输出阻抗Γout满足ΓoutΓT＝1；
1.2微波振荡器仿真电路
针对移动4G基站的2320MHz-2370MHz的频率范围，考虑到鉴相器的工作频率一般在0-150MHz，以混频后的信号频率在100MHz以内为目标，设计频率为2.3GHz的微波振荡器以满足本振信号的要求。
微波振荡器仿真电路如图3所示。由AT41411硅双极二极管，电阻R1、R2，偏置电压SRC1、SRC2组成不稳定晶体管网络；C2、R4组成调谐网络；C1、L1、R3组成终端网络；微波振荡器电路通过ADS直流仿真和优化后得出集总元件的数值。
对该微波振荡器进行仿真，本振信号的波形图和频谱图如图4所示。图4(a)为本振信号时域波形图，由图可知振荡器的瞬时性较好，且在标记点m1、m2的电压值均为369mV，表明该振荡器能保持稳定的电压输出。图4(b)为本振信号频谱图，从图中的标记点m3可知振荡频率为2.3GHz，满足设计要求。
23dB定向耦合器设计
耦合器是一个4端口网络，其结构示意图如图5所示。端口1、4为输入信号端口，端口2、3为输出信号端口。耦合器的功能为使输入信号只从目标端口输出，并且与另一输入端口完全隔离。耦合器的主要技术指标为耦合度、隔离度、定向性、输入驻波比。
2.1耦合度C
耦合度C定义为输入端口的输入功率P1和耦合端口的输出功率P3之比，表示为
Figure BDA0001595052380000041
引入网络散射参量后，耦合度C表示为
Figure BDA0001595052380000042
式(6)中的Ui1为端口1的交流电压值、S31为端口3和端口1之间的散射参数。
一般将0～10dB的耦合器定义为强耦合定向耦合器，本系统在设计时采用较为常用的3dB耦合器。
2.2隔离度I与定向性D
隔离度I定义为输入端口的输入功率P1和隔离端口P4之比，表示为
Figure BDA0001595052380000043
理想状况下，隔离端口与输入端口应为完全隔离，即隔离度应为无穷大。实际上，隔离端口会有一定的输出。由定向性表示耦合器隔离度的性能，定向性越大，耦合器的性能就越好。定向性D定义为耦合端口功率和隔离端口功率P4之比，表示为
Figure BDA0001595052380000044
2.3输入驻波比
耦合器的输入驻波比是耦合器的输入端口反射系数，表示为
Figure BDA0001595052380000051
S11为端口1的插入损耗，理想状况下，耦合器输入端口没有反射，驻波比为1。实际上，耦合器输入端口会存在反射。
理想微带分支定向耦合器的散射参量为
Figure BDA0001595052380000052
理想状况下，S11、S22、S33、S44均为0，输入中心频率时，耦合器的4个端口完全匹配。
因为S21＝j,S31＝1，所以端口2和端口3输出信号幅度相同、相位不同，端口2输出信号比端口1输入信号相位滞后90°，而端口3输出信号比端口1输入信号相位滞后180°，所以端口3输出信号比端口2输出信号相位滞后90°。端口4为隔离口，因此当其余各端口匹配且有输入信号时，端口4应无输出。
2.4耦合器仿真电路
移动4G的基站工作频率为2.32GHz-2.37GHz，中心频率为2.35GHz，定向耦合器的设计指标在2.3-2.4GHz范围内有如下指标:S11的取值小于-20dB，S21的取值大于-5dB，S31的取值大于-5dB，S41的取值小于-20dB，中心频率驻波比低于1.5，定向性大于15dB，系统特性阻抗选为50Ω。微带线基板的厚度选为0.5mm，基板的相对介电常数选为9.6。
根据LineCalc工具计算微带线长度得到微带线的W、L的尺寸，3dB耦合器仿真电路如图6所示。
在输入频率范围为2GHz-2.8GHz时，耦合器的1-4端口散射参数仿真如图7所示。在2.35GHz中心频率处对1-4端口散射参数分别进行标注，由图(a)可知，输入信号在2.28GHz时S11最小，在中心频率2.35GHz时，S11小于-20dB，说明端口1在入射时的反射系数很低；由图(b)、(c)、(d)可知，S21和S31约等于-3dB，S41低于-20dB，表明端口1和端口4的隔离度满足要求。以S11为-24dB来计算耦合器的驻波比为1.13，由式(8)计算耦合器中心频率的定向性为27dB。因此，耦合器的各项性能指标均满足要求。
3微波低通滤波器设计
本设计采用集总元件切比雪夫微波低通滤波器，该滤波器在通带内有等波纹的响应，也被称为等波纹滤波器，设计指标为：通带频率宽度为0-90MHz；通带内波纹为0.5dB；在150MHz时衰减大于40dB。
3.1切比雪夫响应
切比雪夫滤波器在过渡带比巴特沃斯滤波器的衰减快，但频率响应的幅频特性不如后者平坦。切比雪夫滤波器在通频带内的响应与理想滤波器的频率响应曲线最相似，但是在通频带内存在一定幅度的波动。本设计采用使用范围较广的切比雪夫I型滤波器，其特点是在通带内具有等波纹响应，响应的振幅为
Figure BDA0001595052380000061
式(11)中，N为整数，称为滤波器的阶，ε是通带波纹因子(与纹波系数有关)。其中N阶切比雪夫多项式表示为
Cn(x)＝cos[n*arccos(x)](|x|＜1)
Cn(x)＝cos[n*arccosh(x)](|x|＞1) (12)
切比雪夫滤波器存在两种可能的幅度平方响应曲线，当N分别为奇数和偶数时响应曲线如图8所示。
3.2微波低通滤波器电路
切比雪夫微波低通滤波器设计为9阶。通过ADS软件辅助计算工具得到9阶集总元件低通滤波器电路如图9所示。
对低通滤波器进行仿真，频率响应仿真结果如图10所示。由图10可知，在0-90MHz范围，端口2的输出信号在通带内波纹幅度很小，可忽略不计，整体输出信号衰减基本低于-3dB，与理想滤波器的响应近似，且信号在阻带内衰减较快，150MHz时衰减大于60dB，达到设计目标。
4混频器设计
采用二极管单平衡混频器。由两个单端的二极管和一个3dB耦合器组成单平衡混频器电路。将基站天线初始信号(RF)和微波振荡本振信号(LO)进行混频，则两个二极管上的电压矢量是正交的，如图11所示。
两个二极管上的总信号电压分别为
Figure BDA0001595052380000062
Figure BDA0001595052380000063
Figure BDA0001595052380000071
Figure BDA0001595052380000072
在低通滤波器的输入处，i1(t)和i2(t)相加，且
Figure BDA0001595052380000078
微波低通滤波器输出中频电流为
Figure BDA0001595052380000073
同理，将基站天线移相信号和微波振荡本振信号进行混频，则输出中频电流为
Figure BDA0001595052380000074
图12为单平衡混频器的仿真电路，C6、C7、L6、L7组成混频器的匹配电路，参数由二极管散射参数决定，该电路使混频器的输出阻抗与滤波电路阻抗匹配。
5仿真实验
对系统进行联合仿真，得到系统输出驻波比，如图13所示。由图13可知，在2.3-2.38GHz的区间内，驻波比在1.07-1.18之间，说明端口1的反射很小，体现了整个系统阻抗匹配性能较好。
将初始信号和移相信号混频后的两个同频异相信号，经鉴相器后即可得到相位差
Figure BDA0001595052380000075
即为初始信号和移相信号的相位差。由检测的相位差/>
Figure BDA0001595052380000076
和式(2)可计算电子下倾角数值。设阵列天线阵间距d＝λ，仿真实验数据与理论数据对比结果，如表1所示。
表1仿真实验数据与理论值对比
Figure BDA0001595052380000077
由表1可得，在相位差较低时，系统检测电子下倾角精度较高，随着相位差变大，电子下倾角检测精度有所降低，但当相位差为80°时，检测精度可控制在0.5°以内，说明系统具有较高的电子下倾角检测准确度。
综上，根据基站天线电子下倾角取决于天线振子相位差的关系，设计了天线阵子相位差检测系统，系统根据检测的相位差进而求得电子下倾角数值。系统根据移动4G基站的工作频率进行设计和仿真，仿真结果表明系统对移动基站天线电子下倾角的检测精度小于0.5°，检测精度较高。通过调整系统中的本振信号频率和耦合器电路参数，可对其他频段的天线电子下倾角进行检测，简单易行，具有重要的实用意义。
上述实施例的作用在于具体介绍本发明的实质性内容，但本领域技术人员应当知道，不应将本发明的保护范围局限于该具体实施例。

Claims (5)

1.一种移动基站天线电子下倾角检测系统，其特征在于，包括：
用于对初始信号和本振信号进行耦合的第一耦合器；用于对移相信号和本振信号进行耦合的第二耦合器；分别与第一、第二耦合器连接提供本振信号的微波振荡器；分别与第一、第二耦合器连接的第一、第二混频器；分别与第一、第二混频器连接的用于输出两个等频异相的中频信号的第一、第二滤波器；分别与第一、第二滤波器连接用于输出所述两个等频异相的中频信号的相位差
Figure FDA0004140407760000013
的鉴相器；
其中，所述耦合器为3dB定向耦合器，所述滤波器为微波低通滤波器；
并根据如下公式计算移动基站天线电子下倾角θ：
Figure FDA0004140407760000011
其中，d为阵列天线的相邻辐射单元间距，λ是天线中心频率对应波长。
2.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于，所述微波振荡器包括：由AT41411硅双极二极管、电阻R1和R2以及偏置电压SRC1、SRC2组成的不稳定晶体管网络；C2、R4组成的调谐网络；C1、L1、R3组成的终端网络。
3.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于：所述微波低通滤波器为集总元件切比雪夫微波低通滤波器。
4.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于：所述混频器为二极管单平衡混频器。
5.一种基于权利要求1-4任一所述检测系统的移动基站天线电子下倾角检测方法，其特征在于：分别采集移动基站天线的初始信号、移相信号输入检测系统的第一耦合器、第二耦合器并分别与微波振荡器输出的本振信号进行耦合，然后将耦合信号分别输入第一、第二混频器混频再输出至第一、第二滤波器得到两个等频异相的中频信号，最后经鉴相器得到两个等频异相的中频信号的相位差
Figure FDA0004140407760000014
根据如下公式计算移动基站天线电子下倾角θ：
Figure FDA0004140407760000012
其中，d为阵列天线的相邻辐射单元间距，λ是天线中心频率对应波长。
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