JPS5873206A - マルチビ−ム形成回路 - Google Patents
マルチビ−ム形成回路Info
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- JPS5873206A JPS5873206A JP56170673A JP17067381A JPS5873206A JP S5873206 A JPS5873206 A JP S5873206A JP 56170673 A JP56170673 A JP 56170673A JP 17067381 A JP17067381 A JP 17067381A JP S5873206 A JPS5873206 A JP S5873206A
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- Japan
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- signals
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- coupling
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
- H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
- H01Q3/40—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with phasing matrix
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、マルチビームアレーアンテナのビーム形成回
路のうち、抵抗結合マトリクスと呼ばれるビーム形成回
路の構成法に関するものである。
路のうち、抵抗結合マトリクスと呼ばれるビーム形成回
路の構成法に関するものである。
抵抗結合マトリクスは、入力信号を９０°ずつ位相の異
なる四つの信号に、分ける４相位相分配器と、上記４信
号のうち、９０°ずつ位相の異なる２信号と出力加算線
路の間を結合させる結合抵抗群から成り、上記２信号と
結合抵抗の抵抗値を適当に選ぶことにより、任意の位相
を持つ信号を出力加算線路に取り出し得る回路である。
なる四つの信号に、分ける４相位相分配器と、上記４信
号のうち、９０°ずつ位相の異なる２信号と出力加算線
路の間を結合させる結合抵抗群から成り、上記２信号と
結合抵抗の抵抗値を適当に選ぶことにより、任意の位相
を持つ信号を出力加算線路に取り出し得る回路である。
このビーム形成回路は、任意の素子配列のアレーアンテ
ナに適用でき、かつ、任意の方向に複数のビームを形成
することができるという優れた特徴を有しており、しか
も、マイクロストリップ線路等を用いて、比較的簡単に
構成できるだめ、特に衛星とう共用マルチビームアンテ
ナのビーム形成回路として適している。ただし、これは
、損失性回路であるので、通常は中間周波数帯で用いら
れる。４相位相分配器と結合抵抗を用いたビーム形成回
路の例は既に、マサチューセッツ工科大学（ＭＩ’ｌ、
リンカーン研究所（Ｌｉｎｅ’ｏｌｎ Ｌａｂｏｒａｔ
ｏｒｙ ） テクニカルレポート（Ｔｅｃｈｎｉｃａ
ｌ Ｒｅｐｏｒｔ ） １９６０年第２部、第４章
、ＮＯ，２２８ニス、スボエリー氏（Ｓ、 ５ｐｏｅｒ
ｒｉ ）の論文ｒ’１９５９年７月１日から１９６０年
７月１日までのフェーズドアレーレータ゛研究〃におけ
る固定ビーム形成ｊ （Ｆｉｘｅｄ ｂｅａｍｆｏｒ
ｍｉｎｇ、 ｉｎ″ＩＰｈａｓｅｄ Ａｒｒａｙ Ｒａ
ｄａｒ ５ｔｕｄｉｅｓ。
ナに適用でき、かつ、任意の方向に複数のビームを形成
することができるという優れた特徴を有しており、しか
も、マイクロストリップ線路等を用いて、比較的簡単に
構成できるだめ、特に衛星とう共用マルチビームアンテ
ナのビーム形成回路として適している。ただし、これは
、損失性回路であるので、通常は中間周波数帯で用いら
れる。４相位相分配器と結合抵抗を用いたビーム形成回
路の例は既に、マサチューセッツ工科大学（ＭＩ’ｌ、
リンカーン研究所（Ｌｉｎｅ’ｏｌｎ Ｌａｂｏｒａｔ
ｏｒｙ ） テクニカルレポート（Ｔｅｃｈｎｉｃａ
ｌ Ｒｅｐｏｒｔ ） １９６０年第２部、第４章
、ＮＯ，２２８ニス、スボエリー氏（Ｓ、 ５ｐｏｅｒ
ｒｉ ）の論文ｒ’１９５９年７月１日から１９６０年
７月１日までのフェーズドアレーレータ゛研究〃におけ
る固定ビーム形成ｊ （Ｆｉｘｅｄ ｂｅａｍｆｏｒ
ｍｉｎｇ、 ｉｎ″ＩＰｈａｓｅｄ Ａｒｒａｙ Ｒａ
ｄａｒ ５ｔｕｄｉｅｓ。
Ｉ Ｊｕｌｙ １９５９ ｔｏ Ｉ Ｊｕｌｙ １９６
０．’）やＥ８Ａジャー −ｊ−＃ （Ｅｕｒｏｐｅａ
ｎ ５ｐａｃｅ Ａｇｅｎｃｙ Ｊｏｕｒｎａｉ ）１
９８０ Ｖｏｌ、 ４． ３１９〜３３６頁、アール、
コアロールド氏（Ｒ，Ｃｏ１ｒａｕｌ ｔ ）及びダブ
リュ、り１ノ一ド氏（Ｗ、Ｋｒ１ｅｄｔｅ ）の論文気
Ｌ−・くンド帯マルチビームの形成：フェーズドアレー
による方法”（Ｍｕｌ−ｔｉｂｅａｍ Ｇｅｎｅｒａｔ
ｉｏｎ ａｔ Ｌ−Ｂａｎｄ ： Ａ Ｐｈａｓｅｄ
−Ａｒｒａｙ Ａｐｐｒｏａｃｈ ）に見いだされる。
０．’）やＥ８Ａジャー −ｊ−＃ （Ｅｕｒｏｐｅａ
ｎ ５ｐａｃｅ Ａｇｅｎｃｙ Ｊｏｕｒｎａｉ ）１
９８０ Ｖｏｌ、 ４． ３１９〜３３６頁、アール、
コアロールド氏（Ｒ，Ｃｏ１ｒａｕｌ ｔ ）及びダブ
リュ、り１ノ一ド氏（Ｗ、Ｋｒ１ｅｄｔｅ ）の論文気
Ｌ−・くンド帯マルチビームの形成：フェーズドアレー
による方法”（Ｍｕｌ−ｔｉｂｅａｍ Ｇｅｎｅｒａｔ
ｉｏｎ ａｔ Ｌ−Ｂａｎｄ ： Ａ Ｐｈａｓｅｄ
−Ａｒｒａｙ Ａｐｐｒｏａｃｈ ）に見いだされる。
ところで、このマトリクスの結合点の数は、アンテナ素
子数をＮ、ビーム数をＭとすると、２×ＭｘＮ個になり
、しかも、一般に素子数は、ビーム数に比例して増加す
ることになるので、ビーム数が多いマルチビームアンテ
ナでは、マトリクスサイズは非常に大形化し、これが構
造上及び電気性能上、いろいろな困難を生じさせていた
。このビーム形成回路は、本来、任意の素子配列やビー
ム配列のマルチビームアンテナに適用できるものである
が、従来は、実用上重要な素子配列やビーム配列に対称
性がある場合にもそのまま適用さ、れていただめ、上記
の大形化に伴う問題で実用範囲に制限があった。
子数をＮ、ビーム数をＭとすると、２×ＭｘＮ個になり
、しかも、一般に素子数は、ビーム数に比例して増加す
ることになるので、ビーム数が多いマルチビームアンテ
ナでは、マトリクスサイズは非常に大形化し、これが構
造上及び電気性能上、いろいろな困難を生じさせていた
。このビーム形成回路は、本来、任意の素子配列やビー
ム配列のマルチビームアンテナに適用できるものである
が、従来は、実用上重要な素子配列やビーム配列に対称
性がある場合にもそのまま適用さ、れていただめ、上記
の大形化に伴う問題で実用範囲に制限があった。
本発明は、素子アンテナの配列とビーム配列に対称性が
ある場合、対称性を利用して、マルチビームアレーアン
テナのビーム形成回路を大幅に小形化、簡易化すること
を目的としたものである。
ある場合、対称性を利用して、マルチビームアレーアン
テナのビーム形成回路を大幅に小形化、簡易化すること
を目的としたものである。
第１図は、公知の抵抗結合マドＩＪクスの構成の一例で
ある。いま、受信アンテナの場合について説明すると、
図において、１−１．１−２．・・、１−Ｎは入力端子
でアンテナ素子数に対応しＮ個ある。２−１．・・・、
２−Ｎは４相位相分配器、３’Ｒ１１，３Ｒ１２，・・
・、３ＲＮＭは位相Ｏ０又は１８００の線路に結合する
抵抗、３１１１，３１１２．・・・、３ＩＮＭは位相９
０°又は２７０°の線路に結合する抵抗、４−１．４−
２．・・・４−Ｍは出力加算線路、５−１．５−２、・
・・５−Ｍは出力端子で、マルチビームのビーム数に対
応し、Ｍ個ある。ここでＲ及びＩはそれぞれ信号の実数
部及び虚数部を意味する添字である。また、６は反射を
防ぐだめの終端抵抗である。送信アンテナとして用いら
れる場合には、第１図の各入力端子１−１．１−２．・
・・ｌ−Ｎ等に各ビームを形成する信号が入力し、各出
力端子５−１．５−２．・・・５−Ｍ等は各素子に接続
するだけで、基本的動作は同じであるので、以下、受信
アンテナの場合につき説明する。なお、第１図から第５
図までの各図を通して、同一符号は同−又は相当部分で
ある。
ある。いま、受信アンテナの場合について説明すると、
図において、１−１．１−２．・・、１−Ｎは入力端子
でアンテナ素子数に対応しＮ個ある。２−１．・・・、
２−Ｎは４相位相分配器、３’Ｒ１１，３Ｒ１２，・・
・、３ＲＮＭは位相Ｏ０又は１８００の線路に結合する
抵抗、３１１１，３１１２．・・・、３ＩＮＭは位相９
０°又は２７０°の線路に結合する抵抗、４−１．４−
２．・・・４−Ｍは出力加算線路、５−１．５−２、・
・・５−Ｍは出力端子で、マルチビームのビーム数に対
応し、Ｍ個ある。ここでＲ及びＩはそれぞれ信号の実数
部及び虚数部を意味する添字である。また、６は反射を
防ぐだめの終端抵抗である。送信アンテナとして用いら
れる場合には、第１図の各入力端子１−１．１−２．・
・・ｌ−Ｎ等に各ビームを形成する信号が入力し、各出
力端子５−１．５−２．・・・５−Ｍ等は各素子に接続
するだけで、基本的動作は同じであるので、以下、受信
アンテナの場合につき説明する。なお、第１図から第５
図までの各図を通して、同一符号は同−又は相当部分で
ある。
Ｎ個の素子アンテナによる受信信号は、コヒーレンシイ
を保ったまま、中間周波数に周波数変換され、第１図の
ビーム形成回路の入力端子１−１．１−２．・・・ １
−Ｎに入力する。ここで、アンテナから高周波増幅器を
へて周波数変換器までの回路は図示しない。各入力信号
は４相位相分配器２−１．・・・ ２−Ｎ等によって９
０°ずつ位相の異なる等振幅信号に分割される。このう
ち９０°位相差のある適当な２信号を、必要な位相から
決まる抵抗値を持つ結合抵抗３Ｒ１１，３Ｒ１２，・・
・３ＲＮＭ及び３１１１．３■１２．’・・・３Ｉ’Ｎ
Ｍを介して、出力加算線路４−１．４−２．・・・４−
Ｍに結合すると、任意の位相偏移を持つ信号が得られる
。各アンテナ素子からの信号に、それぞれ必要な位相偏
移を与えて １、その出力を加え合わせると、特定の方
向の放射ビームに対応した合成出力が１個の出力端子に
取り出される。したがって、複数個の出力加算線路を用
意して、第１図のようなマトリクス回路を構成し、各結
合抵抗の抵抗値を適当に選べば、マルチビームアレーア
ンテナのビーム形成回路が構成できる）。
を保ったまま、中間周波数に周波数変換され、第１図の
ビーム形成回路の入力端子１−１．１−２．・・・ １
−Ｎに入力する。ここで、アンテナから高周波増幅器を
へて周波数変換器までの回路は図示しない。各入力信号
は４相位相分配器２−１．・・・ ２−Ｎ等によって９
０°ずつ位相の異なる等振幅信号に分割される。このう
ち９０°位相差のある適当な２信号を、必要な位相から
決まる抵抗値を持つ結合抵抗３Ｒ１１，３Ｒ１２，・・
・３ＲＮＭ及び３１１１．３■１２．’・・・３Ｉ’Ｎ
Ｍを介して、出力加算線路４−１．４−２．・・・４−
Ｍに結合すると、任意の位相偏移を持つ信号が得られる
。各アンテナ素子からの信号に、それぞれ必要な位相偏
移を与えて １、その出力を加え合わせると、特定の方
向の放射ビームに対応した合成出力が１個の出力端子に
取り出される。したがって、複数個の出力加算線路を用
意して、第１図のようなマトリクス回路を構成し、各結
合抵抗の抵抗値を適当に選べば、マルチビームアレーア
ンテナのビーム形成回路が構成できる）。
このビーム形成回路は、バットラーマトリクス等、他の
形式のものに比べると、ノ・−ドウエアの構成が簡単で
、コンパクトなものになるが、それでもビーム数が多く
なると、上記回路も大形化し、寸法、重量、機械的共振
等、衛星とり畝上の機構的問題が発生するとともに、次
のような電気性能１の問題が生じる。この回路において
は、抵抗による結合は、入・出力線路のインピーダンス
に影響を及ぼさないように、十分小さいものでなければ
ならない。しかも、結合点数が多いほど個々の結合は小
さ−くなければならない。したがって、結合抵抗の抵抗
値は線路インピーダンスに比べ、十分大きいことが必要
となる。通常、数１０ＭＨｚの中間周波数で、線路のイ
ンピーダンスは数Ωから数１００であるのに対し、数１
０００から数にΩの範囲の結合抵抗が用いられる。とこ
ろが、このような周波数帯では抵抗自身の持つ分布容量
によるリアクタンスの影響が無視できなくなり、これに
より位相偏移に誤差を生じることになる。リアクタンス
の影響は抵抗値の大きいものほど顕著であるので、ビー
ム数が多いビーム形成回路はどビーム形成・特性が劣化
することになる。
形式のものに比べると、ノ・−ドウエアの構成が簡単で
、コンパクトなものになるが、それでもビーム数が多く
なると、上記回路も大形化し、寸法、重量、機械的共振
等、衛星とり畝上の機構的問題が発生するとともに、次
のような電気性能１の問題が生じる。この回路において
は、抵抗による結合は、入・出力線路のインピーダンス
に影響を及ぼさないように、十分小さいものでなければ
ならない。しかも、結合点数が多いほど個々の結合は小
さ−くなければならない。したがって、結合抵抗の抵抗
値は線路インピーダンスに比べ、十分大きいことが必要
となる。通常、数１０ＭＨｚの中間周波数で、線路のイ
ンピーダンスは数Ωから数１００であるのに対し、数１
０００から数にΩの範囲の結合抵抗が用いられる。とこ
ろが、このような周波数帯では抵抗自身の持つ分布容量
によるリアクタンスの影響が無視できなくなり、これに
より位相偏移に誤差を生じることになる。リアクタンス
の影響は抵抗値の大きいものほど顕著であるので、ビー
ム数が多いビーム形成回路はどビーム形成・特性が劣化
することになる。
さら・・こ、回路の大形化に伴い、出力加算線路長が無
視できなくなり、その補正が必要になるという問題も生
じる。
視できなくなり、その補正が必要になるという問題も生
じる。
これらの問題は、すべてマトリクスの結合点数の多いこ
とに起因しているので、結合抵抗の共用等によって、結
合点数を減少させることができれば、上記の問題はほと
んど解決される。
とに起因しているので、結合抵抗の共用等によって、結
合点数を減少させることができれば、上記の問題はほと
んど解決される。
ところで、実用されているマルチビームアレーアンテナ
では、素子配列やビーム配列に対称性を有するものが多
いが、従来は、このようなアンテナに対しても、第１図
のような構成の回路がそのまま用いられていたため、前
述のような欠点があった。
では、素子配列やビーム配列に対称性を有するものが多
いが、従来は、このようなアンテナに対しても、第１図
のような構成の回路がそのまま用いられていたため、前
述のような欠点があった。
本発明は、この欠点を除くため、素子配列とビーム配列
に対称性を有するマルチビームアレーアンテナのビーム
形成回路を、その対称性を利用して、結合点数を減少さ
せ、小形、軽量化とともにビーム形成特性の優れたビー
ム形成回路を実現するもので、以下図面によシ詳細に説
明す石。
に対称性を有するマルチビームアレーアンテナのビーム
形成回路を、その対称性を利用して、結合点数を減少さ
せ、小形、軽量化とともにビーム形成特性の優れたビー
ム形成回路を実現するもので、以下図面によシ詳細に説
明す石。
はじめに、素子配列とビーム配列の対称性について説明
する。第２図は、対称リングアレーと座標系である。こ
のアレーは、Ｘ−Ｙ面上に、リングの中心が座標系の原
点０と一致するように置かれており、また、観測点Ｐの
方向は極座標（＃。
する。第２図は、対称リングアレーと座標系である。こ
のアレーは、Ｘ−Ｙ面上に、リングの中心が座標系の原
点０と一致するように置かれており、また、観測点Ｐの
方向は極座標（＃。
φ）で表される。各リン載上では、素子アンテナの全部
又は一部分が２素子の対をなし、その対がリング中心に
関し、点対称な位置に配置されているものとする。この
図で、例えば、素子７− ｎに対しては素子７−ｎ′が
対称な対を構成している。
又は一部分が２素子の対をなし、その対がリング中心に
関し、点対称な位置に配置されているものとする。この
図で、例えば、素子７− ｎに対しては素子７−ｎ′が
対称な対を構成している。
このような対称性を有するアレーには、通常よく用いら
れる方形配列アレー、三角配列アレー等、多くの平面ア
レーアンテナが含まれる。
れる方形配列アレー、三角配列アレー等、多くの平面ア
レーアンテナが含まれる。
次にビーム配列の対称性について説明する。ビームにつ
いても、ビームの全部又は一部分が対称な対をなしてい
て、例えば第２図で、１つのビームが０．φ方向に向い
ているとすれば、その対となるビームが０．φ十π方向
に向いている。
いても、ビームの全部又は一部分が対称な対をなしてい
て、例えば第２図で、１つのビームが０．φ方向に向い
ているとすれば、その対となるビームが０．φ十π方向
に向いている。
さて、上記のような素子配列とビーム配置１に対称性を
有するマルチビームアン−アンテナの励振位相を調べる
と、次のような関係にあることカニわかる。
有するマルチビームアン−アンテナの励振位相を調べる
と、次のような関係にあることカニわかる。
（１）任意の一つのビームを形成するだめの対称位置に
ある二つの素子の位相は、太き八が等しく符号は反対で
ある。すなわち、上記２素子の励振信号は互いに複素共
役の関係にある。
ある二つの素子の位相は、太き八が等しく符号は反対で
ある。すなわち、上記２素子の励振信号は互いに複素共
役の関係にある。
（２）・ 対称な二つのビームを形成する場合、任意の
ある素子アンテナの上記２ビームに対する励振信号は、
互いに複素共役の関係にある。
ある素子アンテナの上記２ビームに対する励振信号は、
互いに複素共役の関係にある。
第３図は、位相ベクトル図で、図の８３と８ｂは互いに
複素共役の信号の位相関係を表している。
複素共役の信号の位相関係を表している。
第１図のビーム形成回路と対応させてみると、複素共役
の２信号では、位相の実数部成分８Ｃは大きさ、符号と
も等しく、虚数部成分８ｄと８ｄ′は大きさが等しく、
符号は反対になっていることがわかる。
の２信号では、位相の実数部成分８Ｃは大きさ、符号と
も等しく、虚数部成分８ｄと８ｄ′は大きさが等しく、
符号は反対になっていることがわかる。
この性質を利用すれば、互いに複素共役である二つの入
力信号に対して、４相位相分配器と抵抗マトリクス部を
共用し、また、互いに複素共役な二つの出力信号を得る
場合には、結合抵抗を共用することが可能となる。
力信号に対して、４相位相分配器と抵抗マトリクス部を
共用し、また、互いに複素共役な二つの出力信号を得る
場合には、結合抵抗を共用することが可能となる。
第４図は入力回路の共用の実施例で、ｌ−ｎと１−ｎ′
は対称素子の端子、９ａ、９ｂ、９ｃハπ−ハイブリッ
ド、１０は２固定位相器である。端子１−ｎ及び１−ｎ
′からの複素共役な入力信号をそれぞれＡ及びＢとする
と、π−ハイブリッド９ａを通った後得られる二つの信
号は、一方が和信号Ａ十Ｂ、他方が差信号Ａ−Ｂとなる
。和信号はその後、もう一つのπ−ハイブリッド９ｂに
入力され、その出力として、位相が０°と１８００の二
つの信号が得られ、このうち一方の信号が、必要とする
位相から決まる抵抗値を持つ結合抵抗３Ｒｎｌ、・・・
３Ｒ，ｎｍ、・・・３ＲｎＭを介して、出力加算線路４
−１．・・・４−ｍ、・・・４−Ｍに結合される。した
がって、信号Ａ、、Ｈに対する結合出力の実数部は大き
さ、符号とも等しくなる。
は対称素子の端子、９ａ、９ｂ、９ｃハπ−ハイブリッ
ド、１０は２固定位相器である。端子１−ｎ及び１−ｎ
′からの複素共役な入力信号をそれぞれＡ及びＢとする
と、π−ハイブリッド９ａを通った後得られる二つの信
号は、一方が和信号Ａ十Ｂ、他方が差信号Ａ−Ｂとなる
。和信号はその後、もう一つのπ−ハイブリッド９ｂに
入力され、その出力として、位相が０°と１８００の二
つの信号が得られ、このうち一方の信号が、必要とする
位相から決まる抵抗値を持つ結合抵抗３Ｒｎｌ、・・・
３Ｒ，ｎｍ、・・・３ＲｎＭを介して、出力加算線路４
−１．・・・４−ｍ、・・・４−Ｍに結合される。した
がって、信号Ａ、、Ｈに対する結合出力の実数部は大き
さ、符号とも等しくなる。
一方、差信号Ａ−Ｂは、９０°の固定移相器１０を通る
ことによシ、９０°の位相偏移を受けた後、π−ハイブ
リッド９Ｃに入力され、その結果、９０゜と２７０°の
位相が得られる。このうち、一方の信号が、必要とする
位相から決まる抵抗値を持つ結出力加算線路４−１．・
・・４−ｍ、・・・４−Ｍに結合される。しだがって、
信号Ａ、Ｂに対する結合出力の虚数部は、大きさが等し
く、符号は反対となるこの結果、出力端子５−１．・・
・５−ｍ、・・・５−Ｍには、複素共役の入力信号Ａ、
・Ｂに対し、さらに複素共役の位相偏移が加えられた信
号が取り出される。したがって、結合抵抗３Ｒｎｍ等や
３Ｉｎｍ等の抵抗値を適切に選べば、入力端子ｌ −ｎ
と１−ｎ′からの信号が同相で加え合わされ、出力端子
５に得られることになる。第１図の従来の形式の場合に
は、二つの対称入力に対して、個々に位相分配回路と結
合抵抗が必要であったのに対し、本発明の場合には、１
系統で二つの対称入力に対する出力信号が得られること
になる。しだがって、もし全アンテナ素子が対称な対を
構成しているアレーアンテナの場合には、入力回路の個
数は、従来のビーム形成回路の半分に減少する。
ことによシ、９０°の位相偏移を受けた後、π−ハイブ
リッド９Ｃに入力され、その結果、９０゜と２７０°の
位相が得られる。このうち、一方の信号が、必要とする
位相から決まる抵抗値を持つ結出力加算線路４−１．・
・・４−ｍ、・・・４−Ｍに結合される。しだがって、
信号Ａ、Ｂに対する結合出力の虚数部は、大きさが等し
く、符号は反対となるこの結果、出力端子５−１．・・
・５−ｍ、・・・５−Ｍには、複素共役の入力信号Ａ、
・Ｂに対し、さらに複素共役の位相偏移が加えられた信
号が取り出される。したがって、結合抵抗３Ｒｎｍ等や
３Ｉｎｍ等の抵抗値を適切に選べば、入力端子ｌ −ｎ
と１−ｎ′からの信号が同相で加え合わされ、出力端子
５に得られることになる。第１図の従来の形式の場合に
は、二つの対称入力に対して、個々に位相分配回路と結
合抵抗が必要であったのに対し、本発明の場合には、１
系統で二つの対称入力に対する出力信号が得られること
になる。しだがって、もし全アンテナ素子が対称な対を
構成しているアレーアンテナの場合には、入力回路の個
数は、従来のビーム形成回路の半分に減少する。
次に、小力信号の複素共役性を利用して、結合抵抗の個
数を半分にする抵抗マトリクスの構成について説明する
。これは、受信用マルチビームアンテナの場合には、二
つの対称ビームに対して、結合抵抗を共用することを意
味する。
数を半分にする抵抗マトリクスの構成について説明する
。これは、受信用マルチビームアンテナの場合には、二
つの対称ビームに対して、結合抵抗を共用することを意
味する。
第５図は、この場合の宋施例で、入力側回路は第１図の
原形と同じであるが、出力加算線路は、結合抵抗３Ｒ１
ｍ、・・・３ ＲＮｍ を介して、４相位相分配された
線路のうち実数部（０°又は１８０°）のみに結合する
線路４Ｒｍと結合抵抗３Ｉｉｍ＋・・・３１Ｎｍを介し
て虚数部（９０°又は２７０°）のみに結合する線路４
Ｉｍとに分けられ、それぞれが各素子アンテナからの信
号と結合抵抗群で結合された後、π−・・イブリッド９
ｄで合成される。この結果、二つの出力端子５− ｍと
５−ｍ′には、それぞれ実数部と虚数部の和及び差が出
力される。これらの信号は、互いに複素共役の関係にあ
るから、結局、５−ｍと５−ｍ′には二つの対称ビーム
の出力が得られることになる。これと第１図の原形を比
較してみると、出力加算線路の数は同゛じであるが、結
合抵抗の個数は半分になっていることがわかる以上説明
したように、この発明によれば、実用的によく用いられ
る素子配列やビーム配列に対称性を有するマルチビーム
アレーアンテナの抵抗結合形ビーム形成回路を、その対
称性を利用することにより、結合点数を大幅に少なくす
ることができる。例えば、全素子アンテナと全ビームが
対称性を有する場合には、マトリクスの結合点数は原形
のＡになる。それにより、ビーム形成回路の小形化、軽
量化及び製作が容易になるなどの利点を有するとともに
、電気的にも、リアクタンスの影響の小さい抵抗の使用
が可能になり、ビーム形成特性の良好なビーム形成回路
が得られるなどの利点も有するので、特にビーム数の多
い衛星とう載用マルチビームアレーアンテナのビーム形
成回路を実現するのに大きな効果がある。
原形と同じであるが、出力加算線路は、結合抵抗３Ｒ１
ｍ、・・・３ ＲＮｍ を介して、４相位相分配された
線路のうち実数部（０°又は１８０°）のみに結合する
線路４Ｒｍと結合抵抗３Ｉｉｍ＋・・・３１Ｎｍを介し
て虚数部（９０°又は２７０°）のみに結合する線路４
Ｉｍとに分けられ、それぞれが各素子アンテナからの信
号と結合抵抗群で結合された後、π−・・イブリッド９
ｄで合成される。この結果、二つの出力端子５− ｍと
５−ｍ′には、それぞれ実数部と虚数部の和及び差が出
力される。これらの信号は、互いに複素共役の関係にあ
るから、結局、５−ｍと５−ｍ′には二つの対称ビーム
の出力が得られることになる。これと第１図の原形を比
較してみると、出力加算線路の数は同゛じであるが、結
合抵抗の個数は半分になっていることがわかる以上説明
したように、この発明によれば、実用的によく用いられ
る素子配列やビーム配列に対称性を有するマルチビーム
アレーアンテナの抵抗結合形ビーム形成回路を、その対
称性を利用することにより、結合点数を大幅に少なくす
ることができる。例えば、全素子アンテナと全ビームが
対称性を有する場合には、マトリクスの結合点数は原形
のＡになる。それにより、ビーム形成回路の小形化、軽
量化及び製作が容易になるなどの利点を有するとともに
、電気的にも、リアクタンスの影響の小さい抵抗の使用
が可能になり、ビーム形成特性の良好なビーム形成回路
が得られるなどの利点も有するので、特にビーム数の多
い衛星とう載用マルチビームアレーアンテナのビーム形
成回路を実現するのに大きな効果がある。
第１図は、公知の抵抗結合マ） ＩＪクスのブロックダ
イアグラム、第２図は対称な位置に置かれた素子対から
構成される平面アレーアンテナと座標系を示す図、第３
図は複素共役の励振信号の位相関係を示すベクトル図、
第４図は特許請求の範囲（１）記載の発明である入力側
回路の一実施例を示すブロックダイアグラム、第５図は
特許請求の範囲（２）記載の発明である中力信号の複素
共役性を利用して、結合抵抗数を減少した場合の一実施
例を示すブロックダイアグラムである。 ！−１．１−２．・・・１−Ｎ・・・・入力端子、２−
１゜・・・２−Ｎ・・・・４相位相分配器、３Ｒ１１，
３ＦＬ１２゜・・・３ＲＮＭ及び３１１１，３１１２＋
・・・３ＩＮＭ・・・・結合抵抗、４−１．４−２．・
・・４−Ｍ・・・・出力加算線路、５−１．５−２．・
・・５−Ｍ−軸・出力端子、６・・・終端抵抗、７−
ｎと７−ｎ′−・・・対称配列素子対、８ａ及び８ｂ・
・・・反対称位相ベクトル、８Ｃ・・・・位相ベクトル
の実数部成分、８ｄ及び８ｄ’・・・・位相ベクトルの
虚数部成分、ｌ−ｎ及び１−ｎ′・・・・対称素子に対
応する入力端子、９ａ〜９ｄ 、−・・π−ハイブリッ
ド、１０・・・・％移相器、４Ｒｍ及び４ｄｍ・・・・
それぞれ４相位相分配器からの出力のうち、実数部のみ
及び虚数部のみに結合する出力加算線力端子。
イアグラム、第２図は対称な位置に置かれた素子対から
構成される平面アレーアンテナと座標系を示す図、第３
図は複素共役の励振信号の位相関係を示すベクトル図、
第４図は特許請求の範囲（１）記載の発明である入力側
回路の一実施例を示すブロックダイアグラム、第５図は
特許請求の範囲（２）記載の発明である中力信号の複素
共役性を利用して、結合抵抗数を減少した場合の一実施
例を示すブロックダイアグラムである。 ！−１．１−２．・・・１−Ｎ・・・・入力端子、２−
１゜・・・２−Ｎ・・・・４相位相分配器、３Ｒ１１，
３ＦＬ１２゜・・・３ＲＮＭ及び３１１１，３１１２＋
・・・３ＩＮＭ・・・・結合抵抗、４−１．４−２．・
・・４−Ｍ・・・・出力加算線路、５−１．５−２．・
・・５−Ｍ−軸・出力端子、６・・・終端抵抗、７−
ｎと７−ｎ′−・・・対称配列素子対、８ａ及び８ｂ・
・・・反対称位相ベクトル、８Ｃ・・・・位相ベクトル
の実数部成分、８ｄ及び８ｄ’・・・・位相ベクトルの
虚数部成分、ｌ−ｎ及び１−ｎ′・・・・対称素子に対
応する入力端子、９ａ〜９ｄ 、−・・π−ハイブリッ
ド、１０・・・・％移相器、４Ｒｍ及び４ｄｍ・・・・
それぞれ４相位相分配器からの出力のうち、実数部のみ
及び虚数部のみに結合する出力加算線力端子。
Claims (2)
- （１）複数の入力に対応した複数の４相位相分配器と複
数の出力端子の間に各位相に対応する結合抵抗をマトリ
クス接続したマルチビーム形成回路において、互いに複
素共役の関係にある二つの入力信号に対し４相位相分配
器及び結合抵抗部を共用することにより、４相位相分配
器及びマトリクスの結合抵抗数を減少させることを特徴
とするマルチビーム形成回路。 - （２）複数の入力に対応した複数の４相位相分配器と複
数の出力端子の間に各位相に対応する結合抵抗をマトリ
クス接続したマルチビーム形成回路において、出力加算
線路を各４相位相分配器の四つの出力のうちの実数部の
みに結合する抵抗と加算線路、及び虚数部のみに結合す
る抵抗と加算線路の２組で構成し、それら２組の出力を
ノ・イブリッドを用いて合成することにより、最少の結
合抵抗で二つの互いに複素共役の出力信号を得ることを
特徴とするマルチビーム形成回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170673A JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
| US06/365,265 US4584581A (en) | 1981-10-27 | 1982-04-05 | Beam forming network for multibeam array antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170673A JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5873206A true JPS5873206A (ja) | 1983-05-02 |
| JPH0116048B2 JPH0116048B2 (ja) | 1989-03-22 |
Family
ID=15909253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56170673A Granted JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4584581A (ja) |
| JP (1) | JPS5873206A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008288796A (ja) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Japan Aerospace Exploration Agency | 電子ビーム走査アンテナ制御回路及び該制御回路を備えた電子ビーム走査アンテナ装置 |
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| US4989011A (en) * | 1987-10-23 | 1991-01-29 | Hughes Aircraft Company | Dual mode phased array antenna system |
| US4814730A (en) * | 1988-02-18 | 1989-03-21 | Westinghouse Electric Corp. | Quadrature combiner |
| US5608796A (en) * | 1995-02-10 | 1997-03-04 | Lucent Technologies Inc. | Balanced phase splitting circuit |
| DE19756363A1 (de) * | 1997-12-18 | 1999-06-24 | Cit Alcatel | Antennenspeiseanordnung |
| US6429816B1 (en) | 2001-05-04 | 2002-08-06 | Harris Corporation | Spatially orthogonal signal distribution and support architecture for multi-beam phased array antenna |
| GB0325987D0 (en) * | 2003-11-07 | 2003-12-10 | Qinetiq Ltd | Phased array antenna system with controllable electrical tilt |
| US8670778B2 (en) * | 2008-09-29 | 2014-03-11 | Qualcomm Incorporated | Dynamic sectors in a wireless communication system |
| BRPI0921590A2 (pt) | 2008-11-20 | 2019-09-24 | Andrew Llc | antena e arranjo de setores de duplo feixe |
| WO2010147987A1 (en) | 2009-06-15 | 2010-12-23 | Agc Automotive Amerlcas R&D, Inc. | Diversity antenna system and method |
| WO2012103855A2 (zh) * | 2012-04-20 | 2012-08-09 | 华为技术有限公司 | 天线及基站 |
| US9293813B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-03-22 | Agc Automotive Americas R&D, Inc. | Window assembly with transparent regions having a performance enhancing slit formed therein |
| CN104508992B (zh) | 2013-06-28 | 2018-11-16 | 华为技术有限公司 | 一种多模基站控制方法及基站 |
| WO2015092478A1 (en) | 2013-12-20 | 2015-06-25 | Agence Spatiale Européenne | Digital beam-forming network having a reduced complexity and array antenna comprising the same |
| US12040558B1 (en) * | 2023-06-02 | 2024-07-16 | The Florida International University Board Of Trustees | Ultrawideband beamforming networks |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3255450A (en) * | 1960-06-15 | 1966-06-07 | Sanders Associates Inc | Multiple beam antenna system employing multiple directional couplers in the leadin |
| US3176297A (en) * | 1962-11-08 | 1965-03-30 | Sperry Rand Corp | Antenna systems |
| US3345585A (en) * | 1964-11-25 | 1967-10-03 | Donald A Hildebrand | Phase shifting stripline directional coupling networks |
| US3422438A (en) * | 1965-11-30 | 1969-01-14 | Arthur E Marston | Conjugate pair feed system for antenna array |
| US3621406A (en) * | 1969-12-09 | 1971-11-16 | Nasa | Continuously variable voltage-controlled phase shifter |
| US4041501A (en) * | 1975-07-10 | 1977-08-09 | Hazeltine Corporation | Limited scan array antenna systems with sharp cutoff of element pattern |
| CA1122284A (en) * | 1978-11-16 | 1982-04-20 | Kwok K. Chan | Two into three port phase shifting power divider |
| US4231040A (en) * | 1978-12-11 | 1980-10-28 | Motorola, Inc. | Simultaneous multiple beam antenna array matrix and method thereof |
-
1981
- 1981-10-27 JP JP56170673A patent/JPS5873206A/ja active Granted
-
1982
- 1982-04-05 US US06/365,265 patent/US4584581A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008288796A (ja) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Japan Aerospace Exploration Agency | 電子ビーム走査アンテナ制御回路及び該制御回路を備えた電子ビーム走査アンテナ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0116048B2 (ja) | 1989-03-22 |
| US4584581A (en) | 1986-04-22 |
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