JP2007504692A

JP2007504692A - 空間・時間コード行列によるコード信号をデコードするための受信機および方法

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Publication number: JP2007504692A
Application number: JP2006524381A
Authority: JP
Inventors: エラール，マリリン; ブーヴェ，ピエール‐ジャン; ル・ニル，ヴァンサン; ル・グアブル，ロドルフ
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2003-09-01
Filing date: 2004-03-05
Publication date: 2007-03-01
Anticipated expiration: 2024-03-05
Also published as: CN1842986A; EP1661286B1; FR2859333A1; JP4481310B2; US7729436B2; EP1661286A1; US20070140370A1; CN1842986B; ATE438234T1; WO2005029757A1; DE602004022307D1

Abstract

本発明は、空間・時間コード行列によって空間および時間に分布されたシンボルを備える受信信号をデコードするための方法に関し、空間・時間デコードステップおよび少なくとも２つの反復を備えており、この各々は以下のサブステップを備えている方法に関する。プリコードデータを提供する、信号の発射時に実行されたダイバーシティプリデコードと逆のダイバーシティプリデコードを行う。前記信号を形成するシンボルを前記プリデコードデータに基づいて推定し、推定シンボルを提供する。推定信号を提供するために推定シンボルに適用された、発射時に実行されたダイバーシティプリコードと同一のダイバーシティプリコードを行う。

Description

本発明は無線通信の分野である。より具体的には、本発明は、１つ以上の送信チャネルを介して受信機で受信された信号の受信、特に、デコードに関する。

さらに具体的には、本発明は、非直交空間・時間エンコード行列によってエンコードされたデータの反復デコードに関する。

従って本発明は、発射および／または受信用の複数のアンテナ（少なくとも２つのアンテナ）を使用する送信システムに特に適用可能であるが、これに限定されない。従って、本発明は、ＭＩＭＯ（多入力多出力）およびＭＩＳＯ（多入力単出力）システムに基づいたＮｔ（Ｎｔ≧２）個のエミッタアンテナおよびＮｒ（Ｎｔ≧２）個の受信アンテナを有する非直交空間・時間コード用の受信機に適している。

本発明の例示的用途は、特に第３、第４世代以降のシステム用の無線通信の分野である。

このようなシステムについて、２つのエミッタアンテナにわたって、１レートの空間・時間コードが非直行である。これは、例えばＴｉｒｋｋｏｎｅｎ［６］およびＪａｆａｒｋｈａｎｉ［７］コードによる場合である（本特許出願に引用された参照は別表１にまとめてある）。

これらのコードについて不可避の非直交性は概して、最尤デコードつまり半球タイプの使用を必要とする、実現困難な受信機につながる。これらのアルゴリズムの実現の複雑さは、アンテナ数および変調位相数に応じて指数関数的に増大する。従って、非直交空間・時間コードのデコード技術は受信システムにおいて、１レートの空間・時間コードが使用される場合に、実現が困難であるという大きな欠点を有している。従来の非反復技術は最尤（ＭＬ）基準に基づいている。

技術的進歩についての現在の状況を考えると、実現の困難さは処理するトレリスの位相数によって指数関数的に増大するため、ひとたび変調のアンテナ数または位相数が増加すると、これらは極めて困難または実行不可能でさえある。

ごく最近、空間・時間コードを関連づける反復方法が公開された。

［１］において、Ｔｕｊｋｏｖｉｃは再帰的トレリス空間・時間ターボコードを提示している。受信はＭＡＰ（最大事後確率）デコーダの使用において（ターボコードの場合と同様に）反復して実行される。

［２］において、Ｓ．Ｊａｙａｗｅｅｒａは畳込みコードと１レート空間・時間コードとの連結について研究している。デコードはＭＡＰアルゴリズムによって反復して実行される。

そして［３］において、Ａ．ＧｕｉｌｌｅｎおよびＧ．Ｃａｉｒｅは特定の空間・時間コード、つまり自然空間・時間コードおよびスレッド空間・時間コードの性能を分析している。彼らは、異なるエミッタアンテナによって実行された寄与を分離するための反復干渉キャンセラーを使用する。

［４］において、Ｂａｕｃｈは、異なるチャネルで導入されたシンボル間干渉を排除する目的の反復システムを使用する。各反復において使用された要素はＭＡＰ（最大事後確率）型デコーダを動かす。

これらの従来の反復技術は特定クラスの空間・時間コードに適用可能であり、これらの多くは、これもまた実現が困難な非線形等化器（または検出器）を使用する。性能は、畳込みチャネルコード（場合によってはターボコード）と空間・時間コードを発射時に連結することによって改良可能である。

ＢｏａｒｉｕおよびＭ．Ｉｏｎｅｓｃｕ［５］は１クラスの最小干渉準直交空間・時間ブロックコードを提示する。これらのコードは反復干渉除去方法によってデコード可能である。

［５］に示された技術は、（４位相の）ＱＰＳＫ変調および１に等しいレートを有する４個のアンテナに制限される。効率的に実行不可能であるが、例えばＣＤＭＡタイプのシステムにおいてうまく機能する多数のアプローチがある。さらに、適応ＭＲＣ（最大比合成）フィルタは、提案されているもの以外のタイプのコードとはうまく機能しない。

さらに、Ｂｏａｒｉｕのアプローチは、使用された行列が空間・時間コードと同じサイズのものであることを想定している。

本発明の目的は、従来技術の様々な欠点を克服することである。

さらに具体的には、本発明の目的は、同時に困難さを削減しつつ、従来技術よりも効率的な空間・時間コードのデコード技術を提供することである。

従って、本発明の目的は、非直交空間・時間エンコード行列を実行する、この種の技術を提供することであるが、これは最尤基準によるものではない。

言い換えると、本発明の目的は、多数のアンテナ（４個、８個以上のアンテナ）および／または多数の位相による変調を実行するシステムにおいて、許容できるコストで受信機において実用的かつ確実に実現可能な種類の技術を提供することである。

本発明のもう１つの目的は、とりわけＢｏａｒｉｕによって提案されたものよりも効率的であり、かつ特定クラスのコードに制限されないが、その一方で、どんな効率性であれ全ブロック空間・時間コードに適用可能な種類の技術を提供することである。同様に、本発明の目的は、空間・時間エンコードの行列よりもサイズの大きな行列の使用を可能にすることである。

これらの目的および、以下により明確に現れる他の目的は、特に空間・時間または空間・周波数エンコード行列によって空間、時間および／または周波数に分布されたシンボルを備える受信信号をデコードして、空間・時間デコードステップおよび少なくとも１つの反復（好都合なことには少なくとも２つの反復）を実行する方法によって達成され、各反復は以下のサブステップを備えている。
プリデコードデータを供給する、該信号が発射された場合に実行されるダイバーシティプリエンコードの逆のダイバーシティプリデコードを行う。該信号を形成するシンボルを該プリデコードデータから推定して、推定シンボルを供給する。推定信号を付与するために該推定シンボルに適用された、発射時に実行される該ダイバーシティプリエンコードと同一のダイバーシティプリエンコードを行う。

従って、本発明のアプローチは、デコードの品質を最適化するためにダイバーシティプリエンコードを利用する。このために、各反復中は、対応するプリデコードが実行されて、シンボルが推定されて、プリエンコードがこれらの推定シンボルで反復される。

該プリエンコードは、特に、以下の方法のうちの１つによって得ることができる。
スペクトル拡散技術と、線形プリエンコードとである。

従って、本発明は、ＯＦＤＭ、ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡまたは類似の技術を実行する全システム、あるいは［１０］に説明されたような線形プリデコードに適用可能である。

本発明の好都合な実施形態によると、該方法は、該等化ステップの前または後および／または該反復の少なくとも１つの間に自動利得制御ステップを実行する。

本発明の方法は好都合なことに、発射時に実行されるチャネルエンコードステップと対称的なチャネルデコードステップを含んでもよい。

このチャネルデコードステップは、必要ならば、本発明の各反復内の様々なターボデコード反復によって、特に、ターボデコード動作を実行してもよい。

チャネルエンコード動作を実行する好都合な変形例によると、該方法は以下のステップを備えている。
該エンコード行列の共役転置である行列に対応するデコード行列の、少なくとも該エンコード行列を考慮する完全エンコード／チャネル／デコード行列から得られた対角化を行う。発射時に実行される変調と対称的な復調を行う。発射時に実行されるインタレースと対称的なデインタレースを行う。発射時に実行されるチャネルエンコードと対称的なチャネルデコードを行う。発射時に実行されるのと同一のリインタレースを行う。発射時に実行されるのと同一の、推定信号を供給する再変調を行う。最適化信号を供給する、干渉行列を乗算した該推定信号を等化信号から減算することを備える干渉除去ステップの少なくとも１つの反復を行う。

該方法はまた、発射時に実行されるインタレースに対応する少なくとも１つのデインタレースステップおよび少なくとも１つのリインタレースステップを備えてもよい。

好適には、該反復の少なくとも１つの間に推定されたデータを考慮するチャネル推定の改良ステップを備えてもよい。

好適には、デコード方法は以下のステップを備える。
デコード信号を供給する、発射時に実行された空間・時間エンコードの逆である空間・時間デコードを行う。等化信号を供給する、該デコード信号の等化を行う。該エンコード行列の共役転置である行列に対応するデコード行列の、少なくとも１つのエンコード行列を考慮する完全対角エンコード／チャネル／デコード行列につながる行列と該等化信号の乗算による対角化を行う。プリデコードデータを供給する、該信号の発射時に実行されるダイバーシティプリエンコードの逆であるダイバーシティプリデコードを行う。推定シンボルを供給する、該信号を形成するシンボルを該プリデコードデータから推定する。推定信号を付与するために該推定シンボルに適用される、発射時に実行される該ダイバーシティプリエンコードと同一のダイバーシティプリエンコードを行う。以下のサブステップを実行する干渉除去ステップの少なくとも１つの反復を行う。最適化信号を供給する、干渉行列を乗算した該推定信号を該等化信号から減算する。プリデコードデータを供給する、該信号の発射時に実行されるダイバーシティプリエンコードの逆である該最適化信号のダイバーシティプリデコードを行う。新たな推定シンボルを供給する、該最適化信号を形成するシンボルをプリデコードデータから推定する。最後の反復を除いて、新たな推定信号を付与するために該新たな推定シンボルに適用される、発射時に実行される該ダイバーシティプリエンコードと同一の（最後の反復を除く）ダイバーシティプリエンコードを行う。

従って、既知の技術よりも高い効率が、全空間・時間ブロックコードに適用可能なアプローチによって得られる。

本発明はまた以下のサブステップのみを備える単一反復システムに関する。
デコード信号を供給する、発射時に実行される空間・時間エンコードの逆である空間・時間デコードを行う。等化信号を供給する該デコード信号の等化と、該エンコード行列の共役転置である行列に対応するデコード行列の、少なくとも１つの該エンコード行列を考慮する完全対角エンコード／チャネル／デコード行列につながる行列と該等化信号の乗算による対角化を行う。プリデコードデータを供給する、該信号の発射時に実行されるダイバーシティプリエンコードの逆であるダイバーシティプリデコードを行う。推定シンボルを供給する、該信号を形成するシンボルを該プリデコードデータから推定する。

あるシステムについて、サブステップは受容可能な利得を取得するために実際に十分である。従って、既知の技術よりも高い効率が、全空間・時間ブロックコードに適用可能なアプローチによって得られる。

特定の実施形態において、該空間・時間デコードおよび等化ステップおよび／または該等化および変換ステップは共に実行されてもよい。

好適な特徴によると、該エンコードシンボルは少なくとも２つのアンテナによって発射される。そして受信機は様々な対応する送信チャネルを包括的に考慮する。

本発明はまた、１つのエミッタアンテナのみを具備するシステムに適用可能である。受信アンテナ数もまた可変的であってもよい。

好適には、該等化ステップは、ＭＭＳＥ型等化と、ＥＧＣ型等化と、ＺＦ型等化と、受信信号と受信雑音間の信号対雑音比を表す情報を考慮する等化とを備えるグループに属する技術のうちの１つに従う等化を実行する。

これらの技術は他の用途において既知である。

Ｂｏａｒｉｕによって提案されたような適応フィルタリングではなく等化の実行はより高い効率を付与する点に注目する。

好適な実施形態によると、該シンボル推定ステップは、信頼情報を判定に関連付ける軟判定を実行し、該１つまたは複数の減算ステップは該信頼情報を考慮する。

当然、硬判定の実行も可能である。

等化ステップを対角化ステップに統合することも可能である。この場合、対角信号は、完全エンコード／チャネル／デコード行列および雑音分散行列の合計の逆行列を乗算したデコード信号に等しい。

好適なことに、該受信信号はマルチキャリア信号であり、受信機は対応する処理手段を備える。プリエンコードおよびＯＦＤＭによって、エンコードは空間・時間・周波数エンコードとなる。

ある実施形態において、該空間・時間コードは１と異なるレートを有してもよい。

好都合なことに、該方法は該等化ステップの前または後および／または該反復中に自動利得制御ステップを実行する。

第１の特定の実施形態によると、該受信信号は４個のアンテナによって送信され、該行列は１つの値を有する。

この場合

、干渉を表す

および

であり、
ここで、

は空間・時間エンコードおよび送信チャネルをグルーピングする行列であり、ＳＮＲは信号対雑音比を表す。

別の特定の実施形態によると、該受信信号は８個のアンテナによって送信され、該完全行列は１つの値を有する。

この場合

および

であり、
ここで

は空間・時間コードおよび送信チャネルをグルーピングする行列であり、ＳＮＲは信号対雑音比を表す。

本発明はまた、エンコードおよびデコード方法に関し、これに従ってエンコードは、

などの空間・時間エンコード行列を実行し、またデコードは上記のようなデコードである。

本発明はまた上記の方法を実行するデコード手段を実現する受信機に関する。

本発明の他の特徴および利点は、簡単な例示的かつ非制限的例によって与えられた本発明の好ましい実施形態についての以下の説明および添付の図面からより明確になるであろう。

従って、本発明は、実行がより効率的で簡単な空間・時間コードのデコードの新規アプローチを提案する。このために、特に、エンコード段階で、（スペクトル拡散または線形プリエンコード方法による）ダイバーシティプリエンコードおよび、受信時の反復処理の実行を提案する。本発明によると、デコード、そしてこのプリエンコードに対応するリエンコードが各反復で実行される。これは発射されたシンボルのより正確な推定を付与し、送信による干渉を受信信号からより効率的に排除することをもたらす。

最初の反復は特別なものである。（完全行列が元々対角ではないために）対角化を含んでいるからである。受信信号の等化がこれに先行する。

後続の反復はすべて同一である。推定は要求に応じて必要な場合に干渉の効果を減算することによって精緻化されるからである。

本発明の理解を容易にするために、まず迅速に、Ｊａｆａｒｋｈａｎｉの既知のアプローチ（§１）、次いで４アンテナコード用のプリエンコードを使用しない反復アプローチ（§２）、次いで、それぞれ既知のコード（§３）および新たなコード（§４）である２個の８アンテナコードを示す。次に、それぞれ線形プリエンコード（§５）およびスペクトル拡散エンコード（§６）を使用する本発明のデコードの例を２つ示す。

１．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉのアプローチ
１．１序論
４個のエミッタアンテナおよび１個の受信アンテナを具備しかつレート１のこの空間・時間コードはＨ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉによって［７］で紹介された。

Ｍ個の位相状態によるディジタル変調について、図１は、４個のエミッタアンテナＥ１、Ｅ２、Ｅ３およびＥ４と１個の受信アンテナＲ１とを備える通信スキームを説明している。４個の伝搬チャネル、つまりＥ１−Ｒ１、Ｅ２−Ｒ１、Ｅ３−Ｒ１およびＥ４−Ｒ１は、シンボル間干渉（フラットフェーディング）がなくかつ４個の連続発射インターバルＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３およびＩＴ４中は一定であるとみなされる。

そのそれぞれの複素フェーディング係数はｈ１、ｈ２、ｈ３およびｈ４と称される。ここで、ｈｉ個の値は、これらの各々について独立レイリー法則に従うとされる。

用語ｓ１、ｓ２、ｓ３およびｓ４は、タイムインターバルＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３およびＩＴ４中にそれぞれ発射される複素シンボルを示している。これらの同じタイムインターバル中に受信されたシンボルはｒ１、ｒ２、ｒ３およびｒ４と称される。受信アンテナによって導入された熱雑音はサンプルｎ１、ｎ２、ｎ３およびｎ４によって表される。

１．２発射
Ｊａｆａｒｋｈａｎｉエンコードは、４個のタイムインターバルＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３およびＩＴ４においてかつ異なるエミッタアンテナにおいて、以下の表に示されるシンボルの発射からなる。

１．３受信
図１に従った受信において、以下の信号がアンテナＲ１で得られる。
ＩＴ１中：

ＩＴ２中：

ＩＴ３中：

ＩＴ４中：

等化行列表示は以下のように書かれる。

この場合、

である。

エンコードの全レートは１に等しい。

受信中は、チャネルｈ₁、ｈ₂、ｈ₃およびｈ₄の位相について正確な情報があるとする。そしてデコードは以下のように実行される。
ＩＴ１中：

ＩＴ２中：

ＩＴ３中：

ＩＴ４中：

行列表示によると、デコードは行列Ｈ^Hの適用によって実行され、ここで演算子Ｈは共役転置を示している。

この場合、

および

である。

行列積をとる際に、

を取得し、
この場合、

および

である。

完全エンコード／チャネル／デコード行列と称される

を仮定する。

対角のＡの項は

の法則に従う。ゆえに、ダイバーシティは最大である。しかしながら、干渉項Ｊは直線形検出の性能を次善とする。従って、著者は最尤（ＭＬ）検出を提案する。この検出は実現が面倒で複雑である。

従って、ここに示されたＪａｆａｒｋｈａｎｉのエンコードは４個のエミッタアンテナによって付与されたダイバーシティを利用するために使用可能である。しかしながら、２アンテナＡｌａｍｏｕｔｉエンコード［８］と異なり、干渉項Ｊｒは完全行列に残っている。これらの項はエンコードを次善とし、受信の際に、実現が困難なＭＬ検出アルゴリズムの使用を必要とする。

２．反復アプローチ：４アンテナの例
本発明の態様の１つは、発射された信号のａｐｒｉｏｒｉ情報によって反復して干渉項を相殺することである。これを実行するために、２つのモジュールが図２に示されるように使用される。
初期化（反復１）において、（対角化モジュールと称される）第１のモジュール２１が第１のタイムの発射信号を推定するために使用される。
第２の反復２２₂から最終反復２２_pまで：（干渉除去モジュールと称される）第２のモジュールは、先行の反復によって付与された発射信号のａｐｒｉｏｒｉ情報によって再構築された干渉項を受信信号から除去することを目的としている。

使用された空間・時間デコード２３は上記のものである。

ＭＭＳＥ等化２４中に、信号は係数

を乗じ、ここでＳＮＲは信号対雑音比である。従って行列Ｇはγを乗じる。

２．１第１の反復：行列Ｇ４の対角化
図３に示された第１の反復２１は後続の反復と異なる。信号と行列を乗算することからなるため、全体として行列は対角である。このために、まず行列Ｇは対角化される（３１）。この動作は、Ｇと、係数とは別にＧの余行列である対角行列Φとの行列乗算によって簡単に実行される。

この場合

である。

を得る。

行列Ｇの対角化動作はサンプルｘ_iの線形結合になり、従って実行が極めて簡単である。

ゆえに

を得、この場合

である。

行列Ｇ_diagは対角であるため、線形検出３２が可能である。しかしながら、対角の項は

の法則にもはや従わず、ゆえにダイバーシティはもはや最適に利用されない。

しかしながら、

と称されるシンボルベクトルの推定が得られる。図５の性能曲線において、この推定は対角化なしでなされた推定よりも良好であることに注目する。

シンボルは、（例えば硬判定による復調動作による：考慮されるシンボルに最も近い群のポイントが求められる）ビットのパケットに変換され、

が得られ、ここで

は長さ２^Mのビットのベクトルを表している。

最後に、変調動作が

に対して実行され、シンボルベクトルと「判定された」

を得る。これらのシンボルは次の反復で使用されることになる。

２．２反復ｐ（ｐ＞１）：干渉の除去
そして先行の反復

で判定された複数のデータが使用可能である。反復が図４に示される。

干渉行列Ｊ₄４１１が構築される。

干渉除去４１が以下のように、等化器２４の出力からのＪ₄の乗算４１１の結果を減算すること４１２によって実行される。

がｓの良好な近似であれば、干渉項は行列Ｇにおいて実際に相殺されると思われる。

従って、行列は対角になり、線形検出によるシンボル推定４２は可能である。反復１の場合と同じ等化、復調および検出の動作を実行することによって、

の新たな推定を得る。

２．３結果
図５は、エンコード（スペクトル効率＝２ビット／Ｈｚ）なしの４位相変調（ＱＰＳＫ）について上記説明されたシステムの性能を表す。レイリーチャネルは白（未フィルタリング）とみなされる。

ＳＩＳＯと称された曲線は、エミッタアンテナ１つと受信アンテナ１つを具備するシステムの性能を示す。このシステムは空間ダイバーシティから利益を得ることはない。ゆえに最小限度である。

曲線Ｌｉｎは線形検出されたＪａｆａｒｋｈａｎｉシステム（行列Ｇ）の性能を付与するのに対して、曲線ＭＬは、ＭＬアルゴリズムによって検出された同じシステムのバイナリエラーレートを表す。

ｉｔｅ１およびｉｔｅ２と称された曲線は、システム（反復２以降のシステムカバレージ）の最初の２つの反復の性能を表す。

ｉｔｅ２はＪａｆａｒｋｈａｎｉＭＬと区別がつかないことに注目する。従って、最尤アルゴリズムと同じ性能を得ることは、それほど困難ではなく可能であった。

エンコードを追加すること、つまり単純変調をエンコード変調（畳込みエンコーダ、インタレーサおよび変調）と置き換えることによってシステムを改良することが可能であることにも注目する。受信に際して、インタレーサおよびチャネルでコーダが続く軟判定復調器と硬判定復調器を置き換えれば充分である。ソフト情報を維持することによって、発射されたシンボルは、エンコード変調段階を再度適用することによって再構築される。

３．３／４レートの８エミッタアンテナスキーム
使用されたコードはＨ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉによって［７］で紹介された。８個のエミッタアンテナＥ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４、Ｅ５、Ｅ６、Ｅ７、Ｅ８および１個の受信アンテナＲ１が考慮される。この結果は（シンボル間干渉のない）８個の伝搬チャネル、ｈ１、ｈ２、ｈ３、ｈ４、ｈ５、ｈ６、ｈ７、ｈ８である。

発射される複素シンボルはｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、５およびｓ６と示され、使用可能な８個の発射タイムインターバルＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３、ＩＴ４、ＩＴ５、ＩＴ６、ＩＴ７およびＩＴ８があり、この間寄与ｈｉは一定であるとする。

３．１発射
以下は発射スキームである。

このコードのレートは３／４であることに注目する。

８個のタイムインターバル中に、以下のサンプルが受信される。

この場合１＜ｉ＜８、１＜ｎ＜８であり、Ｓは上記発射スキームに対応するマッピングの行列である。

雑音を見落とすと、等化行列表示は以下のように書かれる。

この場合、

である。

３．２受信
デコードする際に、行列Ｈ^Hが適用され、ＭＭＳＥ等化係数γが続く。

また以下の完全行列が得られる。

この場合、

および

である。

Ａは

の法則（第８番目のダイバーシティ）に従うことに注目する。

４アンテナの場合と同様に、デコードは２つのステップに再分割可能である。

３．２．１対角化
対角化動作は行列Φを適用することによって実行される。

を得る。
ゆえに、線形検出は可能である

、そして判定後に

を得る。

３．２．２干渉の除去
干渉現象は、前のステップで推定されたデータのベクトル

に行列Ｊ₆を乗算することによって再構築される

これらの干渉現象をデコード信号ｘから減算することによって、

を推定する。

３．３結果
図６は、チャネルエンコード（スペクトル効率＝１．５ビット／Ｈｚ）なしの４位相変調（ＱＰＳＫ）に対して３／４レートコードで提案されたシステムの性能を表す。レイリーチャネルは白（未フィルタリング）であり、１６個のシンボルタイムインターバルで一定であるとみなされる。

曲線Ｌｉｎは線形検出コード（粗デコード）の性能を付与するのに対して、曲線ＭＬは、ＭＬアルゴリズムによって検出された同じシステムのバイナリエラーレートを表す。ｉｔｅ１およびｉｔｅ２と称された曲線は提案されたシステムの最初の２つの反復の性能を表すのに対して、最適曲線は干渉（適応フィルタ）の完全な除去からなるシステムの最適限度を付与する。

４．８アンテナの１／２¹／₂レート発射スキーム
ここに表されたコードは文献には存在しない。これは、ＴｉｒｋｋｏｎｅｎＡＢＢＡスキーム［６］に続いてＴａｒｏｋｈのＧ４コード［８］から作成された。８個のエミッタアンテナＥ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４、Ｅ５、Ｅ６、Ｅ７、Ｅ８および１個の受信アンテナが、８個の伝搬チャネル、ｈ１、ｈ２、ｈ３、ｈ４、ｈ５、ｈ６、ｈ７、ｈ８と共に依然として考慮される。

発射される複素シンボルはｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ６、ｓ７およびｓ８と称される。使用可能な１６個の発射タイムインターバルＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３、ＩＴ４、ＩＴ５、ＩＴ６、ＩＴ７およびＩＴ８があり、この間寄与ｈｉは一定であるとされる。

４．１発射
以下は発射スキームである。

このコードのレートは１／２であることに注目する。

１６個のタイムインターバル中に、以下のサンプルが受信される。

この場合１＜ｉ＜８、１＜ｎ＜１６であり、Ｓは以下のスキームに対応するマッピング行列である。

雑音を見落とすと、等化行列表示が以下のように書かれる。

この場合、

である。

４．２受信
エンコード時に、行列Ｈ^Hが適用され、ＭＭＳＥ等化係数γが続く。

、完全行列Ｇは以下のように書かれる。

この場合、

および

である。

Ａは

の法則（８番目のダイバーシティ）に従うことに注目する。

本発明の２つのステップは以下のように実行される。
４．２．１対角化
Ｇを対角化するために使用される行列は

である。

を得る。

ゆえに線形検出は可能である。

、そして判定後に

を得る。

４．２．２干渉の除去
干渉は、前のステップで推定されたデータのベクトル

に行列Ｊ₈を乗算することによって再構築される

この干渉をデコード信号ｘから減算することによって、

を推論する。

４．３結果
図７は、チャネルエンコード（スペクトル効率＝１ビット／Ｈｚ）なしの４位相変調（ＱＰＳＫ）に対して１／２レートコードで提案されたシステムの性能を表す。レイリーチャネルは白（未フィルタリング）であり、かつ１６個のシンボルタイムインターバルでは一定であるとみなされる。

曲線Ｌｉｎは、線形検出コード（粗デコード）の性能を付与する。Ｉｔｅ１およびＩｔｅ２と称された曲線は提案されたシステムの最初の２つの反復の性能を表すのに対して、最適曲線は、干渉（適応フィルタ）の完全な除去から成るシステムの最適限度を付与する。

曲線ＭＬは長すぎるためシミュレートできず、結果に表されていない。（曲線ｉｔｅ２とは明らかに区別がつかない）。レート３／４コードと比較して、ｉｔｅ２の性能はさらに最適値にわずかに近づいていることが分かる。

５．線形プリエンコード技術との関連
Ｖ．ＬｅＮｉｒによって［１０］に紹介されたプリエンコードは同じスペクトル効率のままでありながらダイバーシティの利得を提供し、直交空間・時間コードをも提供する。

５．１オリジナルスキーム
本書は直交空間・時間コードに対して設計されたアプローチを提案しており、これに従って、発射されるシンボルは、ブロック空間・時間エンコード動作によってエンコードされる前に特定の線形プリエンコード行列によってプリエンコードされる。このアプローチは受信時の処理を簡略化する。

５．２本発明のアプローチ
非直交空間・時間コードについて、本書に示されたプリエンコードスキームはコードの非直交性によって作成された干渉ゆえにもはや作用しない。

このようなコードについて、本発明は、空間・時間コードによってかつプリエンコードスキームによっても提供されるダイバーシティの最も効率的な使用による単純なデコードを提供する。図８は、プリエンコードと関連した（非直交）空間・時間エンコードシステムならびに対応する受信機を表している。

ゆえに、発射時に［１０］で提案されたタイプのプリエンコード８１、そしてインタレース８２および空間・時間エンコード８３が提供される。信号はｎ個のエミッタアンテナＥ_iによって、ｎ個の送信チャネルｈ_pを介して受信アンテナＲ₁に発射される（当然複数の受信アンテナが予定可能である）。

受信時に、まず、発射時に実行されたエンコードと対称的な空間・時間デコード８４が実行され、例えばＭＭＳＥ型の等化８５が続く。

ここで説明されたアプローチに従った異なる反復が再度実行される。
反復１では図９に詳細に説明される対角化８６と、後続の反復では図１０に詳細に説明される干渉除去８７₂〜８７_p。である。

図９に示されたように、対角化ステップはここに説明されたような適切な対角化９１をまず備える。発射時に実行されたインタレース動作と対称的なデインタレース動作９２、次いで発射時に実行されたプリエンコード動作と対称的な逆プリデコード動作９３、さらにシンボル推定９４がこれに続く。次いで、発射時に実行されたのと同一の新たなプリエンコード動作９５が推定シンボルに実行され、最終的に発射時に実行されたのと同一のインタレース動作９６が実行される。

対応する信号が、図１０に示されたような第１の干渉除去反復を提供する。これに干渉行列１０１１を乗算し、この結果は、干渉除去１０１の性能に対して等化信号から減算される（１０１２）。軟判定の実行時に、信頼性１０１３についての情報が考慮されてもよい。

そして、各反復において、対角化ステップ中に実行される動作もまた反復される。発射時に実行されるインタレースと対称的なデインタレース１０２、発射時に実行されるプリエンコードと対称的な逆プリデコード１０３、およびシンボル推定１０４である。そして、発射時に実行されたのと同一の新たなプリエンコード１０５が推定信号に実行され、最終的に、発射時に実行されたのと同一のインタレース１０５が実行される。結果

が次の反復に再導入され、あるいは最後の反復について、処理動作の残りについて考慮される。

５．３結果
４アンテナ発射システムのシミュレーション条件が取り上げられる（Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ空間・時間コード、４個のシンボルタイム期間において未フィルタリングで、白かつ一定のレイリーチャネル、チャネルエンコードなしのＱＰＳＫ変調、２ビット／Ｈｚのスペクトル効率）。プリエンコードが長さ６４によって選択され、インタレースはＩＱタイプであり、均一であり、かつ１００００個のシンボルタイムインターバルの長さを有している。

結果は図１１に示される。
Ｌｉｎはプリエンコード６４による線形デコードシステム（粗デコード）の性能を表す。Ｉｔｅ１およびＩｔｅ２は提案されたシステムの最初の２つの反復の性能を表す。干渉およびプリエンコードの最適除去である、プリエンコードによるシステムの最適限度は最終的に最適である、

曲線Ｉｔｅ２は、本発明のアプローチは両タイプのダイバーシティ、プリエンコードおよび空間・時間コードを利用することを示している。結果として得られるダイバーシティは６４^*４＝２５６に等しい。これは、２ビット／Ｈｚのスペクトル効率に対する準ガウスダイバーシティである。ダイバーシティのさらなる利得について、ここに表された２つの８アンテナコードのうちの一方を使用することができる。

６．スペクトル拡散プリエンコードの使用
例えばＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ、ＤＳ−ＣＤＭＡおよび他の技術の使用によって、類似のアプローチがスペクトル拡散プリエンコードと併用されてもよい。

図１２は、このアプローチの一般原理を示している。スペクトル拡散動作１２１は、例えばＣＤＭＡコードによって、１セットｋ人のユーザの発射時に実行される。そして空間・時間コード１２２が適用される。

ｎ個の逆ＦＦＴ動作１２３₁〜１２３_nによって、ｎ個のアンテナＥ₁〜Ｅ_nで発射されるｎ個のＯＦＤＭ変調が実行される。受信アンテナＲ₁は、さらなる雑音ｎが付加される（１２４）ｎ個のチャネルｈ₁〜ｈ_nを介する送信に対応する信号を受信する。

まず、受信時に、ＯＦＤＭ復調がＦＦＴ１２５によって実行される。そして、上記と同様に、空間・時間デコード１２６および等化１２７が実行される。対角化ステップ１２８およびｐ個の干渉除去反復１２９₂〜１２９_pが反復される。

図１３に示された対角化はここに説明されたものと類似しており、プリデコード動作はユーザコードに従ったＣＤＭＡ逆拡散動作１３１からなり、プリエンコード動作はユーザコードに従ったＣＤＭＡ拡散動作１３２からなる。

この逆拡散動作１４１および拡散動作１４２はまた、図１４に示された各干渉除去反復で見られる。

図１３および１４に示された他の動作については再度論じない。これらは図９および１０を参照してここで説明されたものと同一であるからである。

この種のスペクトル拡散プリデコードの場合、エンコード、チャネルおよびデコード動作だけでなく、拡散および逆拡散動作を完全行列に統合することによって同じ処理を様々に実行することができることに注目する。

この場合、対角化および干渉除去に使用された行列Ｇのサイズは空間・時間コードのサイズよりも大きいが、全処理は簡略化される。一般的に、あらゆる場合において、この行列のサイズは、Ｂｏａｒｉｕによって提案されたアプローチとは異なり、空間・時間コードの行列よりも大きくてもよいことに注目すべきである。

図１５は、長さ１６、８人のユーザおよび１に等しい多数のキャリアを有するコードに対するこのアプローチの結果を表している。

ＭＲＣ（最大比合成）フィルタリング技術は、（ＭＭＳＥつまり最小平均二乗誤差型の場合に）等化を実行する本発明のアプローチと結合される。この後者のアプローチはより良好な結果を付与する。

７．チャネルエンコードとの関連
図１６に示された本発明の一実施形態によると、チャネルエンコードによってシンボルをエンコードすることが提案される。そしてこれらのシンボルは空間・時間コードによってエンコードされる。チャネルエンコードは、冗長情報を付加することによってシステム全体の性能を改良する。

発射時に、従って、送信されるビットでの（文献においてこれ自体が既知である）チャネルエンコード動作１６１があり、その後インタレース１６２および変調動作１６３が行われる。そして、得られたシンボルはブロック空間・時間コード１６８によってエンコードされる。信号は、ｎ個のエミッタアンテナＥ_iによって、ｎ個の送信チャネルｈ_pを介して受信アンテナＲ₁に発射される（当然複数の受信アンテナが予定可能である）。

受信時に、まず、発射時に実行されたエンコードと対称的な空間・時間デコード１６４が実行され、例えばＭＭＳＥ型の等化１６５が続く。

上記のアプローチに従った反復が次いで実行される。
反復１である図１７に詳細に説明される対角化１６６と、後続の反復である図１８に詳細に説明される干渉除去１６７₂〜１６７_p。とである。

図１７に示されたように、対角化ステップはまず、上記のような適切な対角化１７１を備える。発射時に実行された変調と対称的な復調動作１７２がこれに続く。この復調は、復調ビットに関する信頼情報を供給するという意味ではソフトであってもよい。

用語「変調」は、１つ以上のバイナリ要素と複素シンボル間の変換としてここでは理解される。復調は逆の動作である。格子エンコード変調が実行されると、この位相の変調または復調は恒等に等しい。

そして、発射時に実行されたのと対称的なデインタレース動作１７３が実行され、発射時に実行されたチャネルエンコード動作と対称的なチャネルデコード動作１７４が続く。このデコードは出力時にエンコードビットについての確率を生成する。デコーダは出力時ならびに入力時にソフト情報を処理することができる。

そして、発射時に実行されたのと同一のインタレース１７５が実行される。次いで、発射時に実行されたのとまたも同一の変調１７６が実行される。この変調は入力時にソフトデータを受け入れることができ、また入力ビットの信頼レベル、つまり重み付けシンボルを考慮するシンボルを出力時に生成することができる。

特定の実施形態によると、復調およびチャネルデコードは結合時に実行可能である。

対応する信号は、図１６に示されるような最初の干渉除去反復を提供する。干渉行列１８１１がこれに乗算され、この結果は、干渉除去１８１の性能について、等化信号から減算される（１８１２）。軟判定が実行されると、信頼度１８１３に関する情報が考慮されてもよい。

そして、各反復において、対角化ステップ中に実行された動作である発射時に実行された変調および対称的な復調１８２もまた反復される。この復調は、復調ビットに関する信頼情報を供給可能であるという意味においてソフトであってもよい。

そして、発射時に実行されたのと対称的なデインタレース１８３が実行される。次いで、発射時に実行されたチャネルエンコードと対称的なチャネルデコード動作１８４が実行される。このデコードは出力時に、エンコードビットに関する確率を生成する。デコーダは入力時および出力時の両方でソフト情報を処理可能である。

そして、発射時に実行されたのと同一のインタレース１８５が実行される。次いで、発射時に実行されたのとまたも同一の変調１８６が実行される。この変調は入力時にソフトデータを受け入れてもよく、また入力ビットの信頼レベル、つまり重み付けシンボルを考慮するシンボルを出力時に生成してもよい。結果

が次の反復に導入され、あるいは、最後の反復については、処理動作の残りについて考慮される。

図１６のチャネルエンコード１６１はターボコードであってもよい。この場合、図１７の機能１７４は、全スキームの各反復に応じて異なってもよい多数のターボデコード反復によるターボデコード動作である。

８．チャネルエンコードおよびプリエンコードとの関連
本発明の別の態様によると、シンボルはチャネルエンコード動作によってエンコードされ、次いでプリエンコードされることが可能である。空間・時間エンコードが次いで実行される。

ゆえに、送信されるビットについてのチャネルエンコード動作１９１（文献においては非常によく知られた動作）が提供され、インタレース１９２および変調動作１９３が続く。そして、得られたシンボルはプリエンコードされ１９４、最終的にインタレースされる１９５。結果として得られたシンボルは最終的にブロック空間・時間コード１９１０によってエンコードされる。信号はｎ個のエミッタアンテナＥ_iによって、ｎ個の送信チャネルｈ_pを介して受信アンテナＲ₁に発射される（当然複数の受信アンテナが予定可能である）。

受信時に、まず、発射時に実行されたエンコードと対称的な空間・時間デコード１９５が実行され、例えばＭＭＳＥ型の等化１９６が続く。

上記のアプローチに従った様々な反復が次いで実行される。
反復１では図２０に詳細に説明される対角化１９７、後続の反復では図２１に詳細に説明される干渉の除去１９８₂〜１９８_p。である。

図２０に示されたように、対角化ステップはまず、上記のような適切な対角化２０１を備える。発射時に実行されたインタレース動作１９５と対称的なデインタレース動作２０２、次いで発射時に実行されたプリエンコード動作と対称的な逆プリデコード動作２０３がこれに続く。

そして、発射時に実行されたのと対称的な復調動作２０４が実行される。この復調は、復調ビットについての信頼情報を供給するという意味においてソフトであってもよい。

そして、発射時（１９２）に実行されたのと対称的なデインタレース動作２０５が実行され、発射時に実行されたチャネルエンコード動作と対称的なチャネルデコード動作２０６が続く。このデコードは出力時にエンコードビットについての確率を生成する。デコーダは、出力時ならびに入力時にソフト情報を処理可能である。そして、発射時（１９２）に実行されたのと同一のインタレース２０７が実行される。次いで、発射時に実行されたのとまたも同一の変調２０８が実行される。この変調は入力時にソフトデータを受け入れることができ、入力ビットの信頼レベル、つまり重み付けシンボルを考慮するシンボルを出力時に生成可能である。そしてこれらのシンボルは発射時のようにプリエンコードされ２０９、発射時のようにインタレースされる２０１０。

対応する信号は、図２１に示されたように、最初の干渉除去反復を提供する。干渉行列２１１１がこれに乗算され、この結果は、干渉除去２１１の性能について、等化信号から減算される（２１１２）。軟判定が実行されると、確率２１１３に関する情報が考慮されてもよい。

そして、各反復において、対角化ステップ中に実行された動作である、発射時（１９５）に実行されたインタレースと対称的なデインタレース２１２、次いで、発射時に実行されたプリエンコードと対称的な逆プリエンコード２１３がまた反復される。

そして、発射時に実行された動作と対称的な復調動作２１４が実行される。この復調は、復調ビットについての信頼情報を供給するという意味においてはソフトであってもよい。そして、発射時（１９２）に実行されたのと対称的なデインタレース動作２１５が実行され、発射時に実行されたチャネルエンコード動作と対称的なチャネルデコード動作２１６が続く。このデコードは出力時にエンコードビットについての確率を生成する。デコーダは出力時ならびに入力時にソフト情報を処理可能である。

そして、発射時（１９２）に実行されたのと同一のインタレース２１７が実行される。次いで、発射時に実行されたのとまたも同一の変調２１８が実行される。この変調は入力時にソフトデータを受け入れることが可能であり、また入力ビットの信頼レベル、つまり重み付けシンボルを考慮するシンボルを出力時に生成可能である。そしてこれらのシンボルは発射時のようプリエンコードされ２１９、発射時のようにインタレースされる２２１０。結果

は次の反復に導入され、あるいは最後の反復については、処理動作の残りについて考慮される。

９．対角化および等化の結合
等化は図２２に示されたように対角化に統合可能である。以前のシステムによると、受信信号はまずデコードされる（空間・時間デコードモジュール２２１）。次いで対角化および等化される（対角化および等化モジュール２２３）。ＭＭＳＥの場合、動作は、デコード信号と行列

を乗算することからなり、ここでＨはエンコードおよび上記定義されたチャネルを表す行列であり、ＳＮＲは信号対雑音比であり、Ｉは単位行列であり、（．）^-1は行列反転動作である。ＺＦの場合、デコード信号に行列

が乗算される。

そして、シンボルは従来の方法によって推定される。

後続の反復は、空間・時間デコード２２１によって供給されたデータに実行されたＭＭＳＥ等化２２を考慮する。反復は図２３に示される。

ゆえに、ＭＭＳＥの場合に行列

を使用する対角化および等化ステップ２３１、そしてシンボル推定ステップ２３２を含む。

セクション５〜８に従ってプリエンコードおよび／またはチャネルエンコードを統合することが常に可能である。

１０．チャネル推定の改良
チャネル推定を反復に導入することが可能である。チャネル推定は、文書に説明された機能に優先して従来的に実行される。複数のデータｈｉは以下の機能（等化、対角化、チャネルデコードなど）のうちのそれほど重要ではない図１９のこの機能１９６に対して必要であるため、空間・時間でコードの前に完全に実行されなければならない。

各反復の最後に推定されるデータが平行して実行される新たなチャネル推定に使用されてもよい動作モードを想定することができる。新たに推定されたデータｈｉは次の反復に使用されてもよい。

図２４のようなモジュール１９６によってループすることも可能である。この場合、各反復は上記のような空間・時間デコード、等化およびモジュールを有する。

１１．本発明の利点
これらの異なる態様によると、本発明は以下のような多数の利点を有する。
（例えばプリエンコードによるスキームに含まれる）反復が実行される際に確率レベルを考慮する再構築、ＩＥＳによるチャネルへの可能な適用、任意の数のアンテナ（４、８、・・・）の使用、空間・時間コードとの併用、ダイバーシティプリエンコードとの関連、等化の実行などである、

本発明の方法の効率は、前記等化ステップの前または後および／または前記反復中に自動利得制御（ＡＧＣ）を実行することによってさらに改良可能である。

付録１：参考文献
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それ自体が既知のＪａｆａｒｋｈａｎｉのエンコードおよびデコード原理を示す。デコードの反復一般構造を示す。図２のスキームの最初の反復を示す。図２のスキームの後続の反復の構造を示す。図１のデコードと比較した反復アプローチの性能を示す。２個の他のコードおよび８個のエミッタアンテナによる反復アプローチの性能を示す。２個の他のコードおよび８個のエミッタアンテナによる反復アプローチの性能を示す。線形ダイバーシティプリエンコードを実行する本発明のアプローチの一般図である。図８の最初の反復を示す。図８の後続の反復を示す。既知のデコード方法と比較した、図８の方法の性能値を示す。スペクトル拡散プリエンコードを実行する本発明の別の実施形態を示す。図１２の最初の反復を示す。図１２の後続の反復を示す。既知のデコード方法と比較した、図１２の方法の性能を示す。チャネルエンコードおよびプリエンコードも実行される本発明の別の実施形態を示す。チャネルエンコードおよびプリエンコードも実行される本発明の別の実施形態を示す。チャネルエンコードおよびプリエンコードも実行される本発明の別の実施形態を示す。チャネルエンコードもまた実行される本発明のさらに別の実施形態を示す。チャネルエンコードもまた実行される本発明のさらに別の実施形態を示す。チャネルエンコードもまた実行される本発明のさらに別の実施形態を示す。対角化および等化が共に実行される本発明の実施形態を示す。対角化および等化が共に実行される本発明の実施形態を示す。チャネル推定を実行する本発明の変形例を示す。

Claims

空間・時間または空間・周波数エンコード行列によって、空間、時間および／または周波数に分布されたシンボルを備える受信信号をデコードするための方法であって、
空間・時間デコードステップおよび少なくとも１つの反復を実行し、
各反復が、
前記信号が発射される際に実行されるダイバーシティプリエンコードの逆である、プリデコードデータを供給するダイバーシティプリデコードを行うステップと、
前記信号を形成するシンボルを前記プリデコードデータから推定し、推定シンボルを供給するステップと、
最後の反復を除いて推定信号を付与するために前記推定シンボルに適用される、発射時に実行された前記ダイバーシティプリエンコードと同一のダイバーシティプリエンコードを行うステップと
を含む、方法。
発射時に実行された空間・時間エンコードの逆である、デコード信号を供給する空間・時間デコードを行うステップと、
前記デコード信号を等化して、等化信号を供給するステップと、
前記エンコード行列の共役転置である行列に対応するデコード行列の少なくとも前記エンコード行列を考慮する完全エンコード／チャネル／デコード行列から得られた対角行列に等化信号の行列を変換するステップと、
前記信号の発射時に実行されたダイバーシティプリエンコードの逆である、プリデコードデータを供給するダイバーシティプリデコードを行うステップと、
前記信号を形成するシンボルを前記プリデコードデータから推定し、推定シンボルを供給するステップと、
推定信号を付与するために前記推定シンボルに適用される、発射時に実行された前記ダイバーシティプリエンコードと同一のダイバーシティプリエンコードを行うステップと、
以下のサブステップを実行する干渉除去ステップの少なくとも１つの反復を行うステップと、
干渉行列を乗算した前記推定信号を前記等化信号から減算して、最適信号を供給するステップと、
前記信号の発射時に実行されたダイバーシティプリエンコードの逆である、プリデコードデータを供給する前記最適信号のダイバーシティプリデコードを行うステップと、
前記最適信号を形成するシンボルをプリデコードデータから推定して、新たな推定シンボルを供給するステップと、
最後の反復を除いて新たな推定信号を付与するために前記新たな推定シンボルに適用される、発射時に実行された前記ダイバーシティプリエンコードと同一のダイバーシティプリエンコードを行うステップと
含む、請求項１に記載の方法。
前記空間・時間デコードおよび等化ステップおよび／または前記等化および変換ステップが共に実行される請求項２に記載の方法。
前記エンコードシンボルが少なくとも２つのアンテナによって発射され、異なる対応する送信チャネルが包括的に考慮される請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
ＭＭＳＥ型等化と、
ＥＧＣ型等化と、
ＺＦ型等化と、
受信信号および受信雑音間の信号対雑音比を表す情報を考慮する等化と
を備える群に属する技術のうちの１つに従って、前記等化ステップが等化を実行する請求項２〜４のいずれかに記載の方法。
前記シンボル推定ステップが信頼情報を判定と関連付ける軟判定を実行し、前記１つまたは複数の減算ステップが前記複数の信頼情報を考慮する請求項２〜５のいずれかに記載の方法。
前記受信信号がマルチキャリア信号である請求項２〜５のいずれかに記載の方法。
前記プリエンコードが、
スペクトル拡散技術と、
線形プリエンコードと
のうちの１つによって得られる請求項１〜７のいずれかに記載の方法。
前記等化ステップの前または後および／または少なくとも１つの前記反復中に自動利得制御ステップを実行する請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
発射時に実行されたチャネルエンコードステップと対称的なチャネルデコードステップを備える請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
前記チャネルデコードステップはターボデコード動作を実行する請求項１０に記載の方法。
発射時に実行されたインタレースに対応する少なくとも１つのデインタレースステップおよび少なくとも１つのリインタレースステップを備える請求項１〜１１のいずれかに記載の方法。
前記少なくとも１つの反復中に推定されたデータを考慮する、チャネル推定を改良するステップを備える請求項１〜１２のいずれかに記載の方法。
前記受信信号が４個のアンテナによって送信され、前記完全行列は、

に等しく、この場合、

、干渉を表す

および

であり、
ここで

は空間・時間エンコードおよび送信チャネルをグルーピングする行列であり、ＳＮＲは信号対雑音比を表している請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
前記受信信号が８個のアンテナによって送信され、前記完全行列は

に等しく、この場合、

および

であり、
ここで

は空間・時間エンコードおよび送信チャネルをグルーピングする行列であり、ＳＮＲは信号対雑音比を表す請求項１〜１４のいずれかに記載の方法。
となるようにエンコードが空間・時間エンコードを実行し、デコードは請求項１４に従ったデコードである、エンコードおよびデコード方法。
空間・時間エンコード行列によって空間および時間および／または周波数に分布されたシンボルを備える受信信号をデコードするための手段を実行する受信機であって、
発射時に実行された空間・時間エンコードの逆である空間・時間デコード手段を備え、さらに、
前記最適信号をダイバーシティプリデコードするための手段であって、前記信号の発射時に実行されたダイバーシティプリエンコードの逆であるプリデコードを実行し、プリデコードデータを供給する、手段と、
前記最適信号を形成するシンボルをプリデコードデータから推定して、新たな推定シンボルを供給するための手段と、
新たな推定信号を付与するために前記新たな推定シンボルに適用された、発射時に実行された前記ダイバーシティプリエンコードと同一のプリエンコードを実行するダイバーシティプリエンコード手段と
を備え、前記手段が各シンボルに対して少なくとも一回は実行される、受信機。
空間・時間または空間・周波数エンコード行列によって空間、時間および／または周波数に分布されたシンボルを備える受信信号をデコードするための方法であって、
少なくとも前記エンコード行列を考慮する完全エンコード／チャネル／デコード行列から得られた、前記エンコード行列の共役転置である行列に対応するデコード行列の対角化を行うステップと、
発射時に実行された変調と対称的な復調を行うステップと、
発射時に実行されたインタレースと対称的なデインタレースを行うステップと、
発射時に実行されたチャネルエンコードと対称的なチャネルデコードを行うステップと、
発射時に実行されたのと同一のリインタレースを行うステップと、
発射時に実行されたのと同一の、推定信号を供給する再変調するステップと、
干渉行列が乗算された前記推定信号を等化信号から減算することを備える干渉除去ステップの少なくとも１つの反復であって、最適信号を供給するステップと
を含む、方法。
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