CN1842986B - 用空间-时间编码矩阵对编码信号解码的接收机和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种用于对一个包括一些通过空间-时间编码矩阵分布在空间和时间上的码元的接收信号进行解码的方法，这种方法包括一个空间-时间解码步骤和至少两个迭代，每个迭代包括以下子步骤：执行与发射信号时执行的分集预解码相对的分集预解码，给出预编码数据；根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出估计码元；对估计码元执行与发射期间执行的分集预编码相同的分集预编码，从而给出一个估计信号。

Description

用空间-时间编码矩阵对编码信号解码的接收机和方法

技术领域

本发明属无线通信技术领域。更准确地说，本发明与在接收机内对通过一个或多个传输信道接收到的信号进行接收特别是解码的技术有关。 

再具体些说，本发明与对用非正交空间-时间编码矩阵编码的数据进行迭代解码的技术有关。 

因此，本发明特别可用于(但不只是可用于)用多个天线(至少两个天线)进行发射和/或接收的传输系统。因此，本发明非常适用于基于MIMO(多输入多输出)和MISO(多输入单输出)系统的具有Nt个(Nt≥2)发射天线、Nr个(Nr≥2)接收天线的非正交空间-时间码的接收机。 

本发明的典型应用领域是无线电通信，特别是第三、第四和以后各代的系统。 

背景技术

对于这样的有超过两个发射天线的系统，码率为1的空间-时间码是非正交的。这是例如使用Tirkkonen[6]和Jafarkhani[7]码(在本专利申请内所引用的参考文献都列在附录1内)的情况。 

这些码的不可避免的非正交性导致接收机实现复杂，需要使用最大似然解码或球形解码。实现这些算法的复杂性随天线数和调制状态数指数增大。因此，对非正交空间-时间码解码的技术具有在采用码率为1的空间-时间码时在接收系统内实现复杂的主要缺点。现有的非迭代技术是基于最大似然(ML)准则。 

就当前的技术进展状态来说，一旦天线数或调制状态数增大，由 于实现的复杂性随着需处理的格构(trellis)状态数指数增大，因此非常复杂，甚至是不可能的。 

在不久前，业已发表了一些与空间-时间码有关的迭代方法： 

在[1]中，Tujkovic介绍了循环格构空间-时间turbo码。接收用MAP(最大后验)解码器迭代实现(正如在turbo码的情况下)； 

在[2]中，S.Jayaweera研究了卷积码与码率为1的空间-时间码的并置。解码用MAP算法迭代实现； 

此外，在[3]中，A.Guillen和G.Caire分析了一些具体的空间-时间码(即自然空间-时间码和线程空间-时间码)的性能。他们用了一个迭代干扰消除器来分离不同的发射天线的影响； 

在[4]中，Bauch用了一个迭代系统以消除由不同的信道引入的码元间干扰。在每次迭代中所用的元使MAP(最大后验)型解码器可以运行。 

这些现有技术的迭代技术可以用于一定类型的空间-时间码，其中大多数都使用实现起来也很复杂的非线性均衡器(或检测器)。可以通过在发射时将卷积信道码(甚至turbo码)与空间-时间码并置来改善性能。 

Boariu和M.Ionescu[5]介绍了一类干扰最小的准正交空间-时间分组码。这些码可以通过一种迭代干扰消除方法解码。 

在[5]中所给出的技术局限于4天线和(4状态)QPSK调制，而且码率要等于1。有许多方案不能有效和以执行良好的方式例如在一个CDMA型系统内实现。此外，适配MRC(最大比例组合)滤波器除了所提出这种码对于其他类型的码性能不好。 

此外，Boariu的方案假设了所用的矩阵大小与空间-时间码相同。 

本发明旨在克服现有技术的不同缺点。 

发明内容

具体地说，本发明的目的是提供一种对空间-时间码解码的技术，这种技术比现有技术更为有效，同时还减小了复杂性。 

因此，本发明的一个目的是提供这种实现一个非正交的空间-时间编码矩阵而不依赖于最大似然准则的技术。 

也就是说，本发明的一个目的是提供一种在一个实现很多天线(4个、8个或更多个天线)和/或具有许多状态的调制的系统内可以以可接受的代价在接收机内切实可行地实现的技术。 

本发明的另一个目的是提供一种技术，这种技术特别是比Boariu所提出的更有效，且不局限于具体的码类型，而可用于所有的分组空间-时间码，无论它们的效率如何。类似，本发明的一个目的是启用一些比空间-时间编码矩阵大的矩阵。 

这些目的以及其他将在下面可更清楚地看到的目的是通过一种对一个包括一些特别是用一个空间-时间或空间-频率编码矩阵分布在空间、时间和/或频率上的码元的接收信号解码和实现一个空间-时间解码步骤和至少一个迭代(有益的是至少两个迭代)的方法来达到的，每个迭代包括下列子步骤： 

执行为在发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解码，给出经预解码的数据； 

根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出估计码元；以及 

对所述估计码元执行与在发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个估计信号。 

因此，本发明的这个方案利用分集预编码优化解码的质量。为此，在每个迭代期间执行相应的预解码、码元估计和对估计码元的预编码。 

所述预编码特别可以用下列方法之一达到： 

扩频技术；以及 

线性预编码。 

因此，本发明可以用于实现OFDM、CDMA、MC-CDMA或类似技术的所有系统，也可以用于实现如在[10]中所揭示的线性预解码的系统。 

按照本发明的一个有益的实施例，这种方法在所述均衡步骤前或 后和/或在至少一个所述迭代期间执行一个自动增益控制步骤。 

本发明的方法可以有益地包括一个与在发射时执行的信道编码步骤对称的信道解码步骤。 

这个信道解码步骤特别可以执行一个turbo解码操作，如果必要的话，在本发明的每个迭代内turbo解码迭代数可变。 

按照一个有益的执行一个信道编码操作的变型，这种方法包括下列步骤： 

执行对角化，从一个考虑了至少所述编码矩阵和一个与所述编码矩阵的共轭转置矩阵相应的解码矩阵的总编码/信道/解码矩阵得到一个对角矩阵； 

执行与发射时执行的调制对称的解调； 

执行与发射时执行的交织对称的去交织； 

执行与发射时执行的信道编码对称的信道解码； 

执行与发射时所执行的相同的重新交织； 

执行与发射时执行的相同的重新调制，给出一个估计信号；以及 

执行至少一个包括从一个经均衡的信号减去所述估计信号乘以一个干扰矩阵的干扰消除步骤的迭代，给出一个最佳化信号。 

这种方法还可以包括执行与在发射时执行的交织相应的至少一个去交织和至少一个重新交织的步骤。 

有益的是，这种解码方法还可以包括考虑在至少一个所述迭代期间所估计的数据改善信道估计的步骤。 

有益的是，这种解码方法包括下列步骤： 

执行为在发射时执行的空间-时间编码的逆操作的空间-时间解码，给出一个经解码的信号； 

对所述经解码的信号执行均衡，给出一个经均衡的信号； 

执行对角化，通过将所述经均衡的信号乘以一个矩阵，得到一个考虑了至少所述编码矩阵和一个与所述编码矩阵的共轭转置矩阵相应的解码矩阵的总对角编码/信道/解码矩阵； 

执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解 码，给出经预解码的数据； 

根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出估计码元； 

对所述估计码元执行与在发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个估计的信号；以及 

执行至少一个执行下列子步骤的干扰消除步骤的迭代： 

从所述经均衡的信号减去所述估计信号乘以一个干扰矩阵，给出一个经最佳化的信号， 

对所述经最佳化的信号执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解码，给出经预解码的数据， 

根据所述经预解码的数据估计形成所述经最佳化的信号的码元，给出新的估计码元，以及 

除最后的迭代外，对所述新的估计码元执行与发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个新的估计信号。 

因此，可以用一个适用于所有空间-时间分组码的方案得到比已知技术高的效率。 

本发明还提出了一种单迭代系统，这种单迭代系统只包括下列子步骤： 

执行为发射时执行的空间-时间编码的逆操作的空间-时间解码，给出一个经解码的信号； 

对所述经解码的信号执行均衡，给出一个经均衡的信号； 

执行对角化，通过将所述经均衡的信号乘以一个矩阵，得到一个考虑了至少所述编码矩阵和一个与所述编码矩阵的共轭转置矩阵相应的解码矩阵的总对角编码/信道/解码矩阵； 

执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解码，给出经预解码的数据；以及 

根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出估计码元。 

对于一些系统来说，这些子步骤对于要得到可接受的增益来说确 实是足够了。因此，可以用一个适用于所有空间-时间分组码的方案得到比已知技术高的效率。 

在一些具体实施例中，所述空间-时间解码和均衡步骤和/或所述均衡和变换步骤可以联合在一起执行。 

按照一个有益的特征，所述编码码元通过至少两个天线发射。于是，接收机综合考虑不同的相应传输信道。 

本发明还可以用于一种只有一个发射天线的系统。接收天线的数目也可以是可变的。 

优选的是，所述均衡步骤按照包括下列技术的组中的一种技术执行均衡： 

MMSE型均衡； 

EGC型均衡； 

ZF型均衡；以及 

考虑表示接收信号与接收噪声之间的信噪比的信息的均衡。 

这些技术在其他应用中是众所周知的。 

要注意的是，执行均衡而不是如Boariu所提出的自适应滤波可以给出更高的效率。 

按照一个有益的实施例，所述码元估计步骤执行将置信度信息与判决关联的软判决，而所述减去步骤考虑所述置信度信息。 

当然，执行硬判决也是可行的。 

也可以将均衡步骤合并入对角化步骤。在这种情况下，经对角化的信号等于经解码的信号乘以总编码/信道/解码矩阵和噪声方差矩阵之和的逆矩阵。 

有益的是，所述接收信号是一个多载波信号，接收机包括相应的处理装置。如果使用预编码和OFDM，编码就成为空间-时间-频率编码。 

在一些实施例中，所述空间-时间码可以具有不同于1的码率。 

有益的是，所述方法在所述均衡步骤前或后和/或在所述迭代期间还执行一个自动增益控制步骤。 

按照第一具体实施例，所述接收信号是用四个天线发射的，而所述总矩阵为： 

$G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中： 

A＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²

$J=2\mathrm{Re}\{h_1{h}_4^{*}-h_2{h}_3^{*}\}$ ，代表干扰， 

和 

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

这里， $H=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& h_2& h_3& h_4\\ {-h}_2^{*}& h_1^{*}& {-h}_4^{*}& h_3^{*}\\ {-h}_3^{*}& {-h}_4^{*}& h_1^{*}& h_2^{*}\\ h_4& {-h}_3& {-h}_2& h_1\end{array}\right]$

为一个将空间-时间编码和传输信道组合在一起的矩阵，而SNR表示信噪比。 

按照另一个具体实施例，所述接收信号是用八个天线发射的，而所述总矩阵为： 

$G=\mathrm{\γ}\·H^H\·H=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& J& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& J& 0& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& 0& J& 0\\ 0& 0& 0& A& 0& 0& 0& J\\ J& 0& 0& 0& A& 0& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& 0& J& 0& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中 

A＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²+|h₅|²+|h₆|²+|h₇|²+|h₈|²

$J=2\mathrm{Im}\{h_1{h}_5^{*}+h_2{h}_6^{*}+h_3{h}_7^{*}+h_4{h}_8^{*}\}$

和 

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+{\left|h_5\right|}^2+{\left|h_6\right|}^2+{\left|h_7\right|}^2+{\left|h_8\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

这里， 

为一个将空间-时间编码和传输信道组合在一起的矩阵，而SNR表示信噪比。 

本发明还提出了一种编码和解码的方法，按照这种方法，编码执行一个如下的空间-时间编码矩阵 

而解码为如以上所揭示的解码。 

本发明还提出了实现执行以上所揭示的方法的解码装置的接收机。 

附图说明

从以下以简单的说明性的而不是限制性的例子的方式给出的对本发明的一个优选实施例的说明和附图中可以更清楚地看到本发明的其他特征和优点，在这些附图中： 

图1介绍了已知的Jafarkhani编码和解码原理； 

图2例示了解码迭代的一般结构； 

图3给出了图2的方案的第一迭代情况； 

图4给出了图2的方案的随后迭代的结构； 

图5例示了这种迭代途径与图1的解码相比较的性能； 

图6和7例示了这种迭代途径在具有两种码和八个发射天线时的性能； 

图8为本发明的执行线性分集预编码的途径的一般原理图； 

图9例示了图8的第一迭代； 

图10例示了图8的随后迭代； 

图11给出了图8的方法与一些已知的解码方法相比较的性能曲线； 

图12例示了本发明的另一个执行扩频预编码的实施例； 

图13和14分别给出了图12中的第一迭代和随后迭代； 

图15给出了图12的方法与一些已知的解码方法相比较的性能曲线； 

图16至18例示了本发明的另一个还执行信道编码和预编码的实施例； 

图19至21例示了本发明的又一个还执行信道编码的实施例； 

图22和23例示了本发明的一个执行联合对角化和均衡的实施例； 

图24给出了本发明的一个执行信道估计的变型。 

具体实施方式

因此，本发明提出了一种新颖的方案，可以更有效和更简单地执行对空间-时间码解码。为此，特别是提出在编码阶段执行分集预编码(扩频或线性预编码方法)和在接收阶段执行迭代处理。按照本发明，在每次迭代执行与这预编码相应的解码和再重新编码。这可以给出对所发射的码元越来越精确的估计，从接收信号中越来越有效地消除传输所产生的干扰。 

第一迭代是一个特别的迭代，包括对角化(因为整个矩阵原来不是对角矩阵)。在这之前是对接收信号进行均衡。 

随后的那些迭代都是完全相同的，按需要通过减去干扰的影响使估计更为精确。 

为了便于理解本发明，首先将简明地介绍一下已知的Jafarkhani方案(§1)，再介绍不使用对4天线码的预编码的迭代途径(§2)，然后介绍两种分别为已知码(§3)和新码(§4)的8天线码。然后，再介绍本发明的两个分别使用线性预编码(§5)和扩频编码(§6)的解码的例子。 

1.Jafarkhani方案 

1.1引言 

这种具有4个发射天线和一个接收天线、码率为1的空间-时间码由H.Jafarkhani在[7]中提出。 

对于有M个相位状态数字调制，图1示出了包括4个发射天线E₁、E₂、E₃和E₄和一个接收天线R₁的通信方案。将4个传播信道E₁-R₁、E₂-R₁、E₃-R₁和E₄-R₁考虑为没有码间干扰(平坦衰落)和在4个相继的发射时间间隔IT1、IT2、IT3和IT4期间不变。 

它们各自的复衰落系数分别为h₁、h₂、h₃和h₄。在这里假设这些h_i 的值各遵从独立的Rayleigh规则。 

项s₁、s₂、s₃和s₄分别为在时间间隔IT1、IT2、IT3和IT4期间发射的复码元。在这些相同的时间间隔期间接收的码元分别为r₁、r₂、r₃ 和r₄。接收天线引入的热噪声表示为样值n₁、n₂、n₃和n₄。 

1.2发射 

Jafarkhani编码包括在4个时间间隔IT1、IT2、IT3和IT4内在不同的发射天线上发射以下表中所给出的码元： 

	IT1	IT2	IT3	IT4
					天线E1	s1	-s2 *	-s3 *	s4
天线E2	s2	s1 *	-s4 *	-s3
					天线E3	s3	-s4 *	s1 *	-s2
天线E4	s4	s3 *	s2 *	s1

(.)^*表示复共轭算符。 

1.3接收 

在接收中，按照图1，在天线R₁上得到以下信号： 

在IT1期间：r₁＝h₁s₁+h₂s₂+h₃s₃+h₄s₄+n₁

在IT2期间： $r_2={-h}_1{s}_2^{*}+h_2{s}_1^{*}-h_3{s}_4^{*}+h_4{s}_3^{*}+n_2$

在IT3期间： $r_3={-h}_1{s}_3^{*}-h_2{s}_4^{*}+h_3{s}_1^{*}+h_4{s}_2^{*}+n_3$

在IT4期间：r₄＝h₁s₄-h₂s₃-h₃s₂+h₄s₁+n₄

等效的矩阵表示为： 

$\tilde{r}=\mathrm{Hs}+n$

其中： 

$\tilde{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ {-r}_2^{*}\\ {-r}_3^{*}\\ r_4\end{array}\right],$ $H=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& h_2& h_3& h_4\\ {-h}_2^{*}& h_1^{*}& {-h}_4^{*}& h_3^{*}\\ {-h}_3^{*}& {-h}_4^{*}& h_1^{*}& h_2^{*}\\ h_4& {-h}_3& {-h}_2& h_1\end{array}\right],$ $s=\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\end{array}\right],$ $n=\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right]$

总编码率等于1。 

假设，在接收期间，确切知道信道h₁、h₂、h₃和h₄的状态。于是执行如下解码： 

在IT1期间： $x_1=h_1^{*}{r}_1+h_2{r}_2^{*}+h_3{r}_3^{*}+h_4^{*}{r}_4$

在IT2期间： $x_2=h_2^{*}{r}_1-h_1{r}_2^{*}+h_4{r}_3^{*}-h_3^{*}{r}_4$

在IT3期间： $x_3=h_3^{*}{r}_1+h_4{r}_2^{*}-h_1{r}_3^{*}-h_2^{*}{r}_4$

在IT4期间： $x_4=h_4^{*}{r}_1-h_3{r}_2^{*}-h_2{r}_3^{*}+h_1^{*}{r}_4$

按照矩阵表示，解码通过应用矩阵H^H实现，其中算符H表示共轭转置运算，有： 

$x=H^H\tilde{r}=H^H\mathrm{Hs}+n^{\′}$

其中 

$n^{\′}=\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}{n}_1+h_2{n}_2^{*}+h_3{n}_3^{*}+h_4^{*}{n}_4\\ h_2^{*}{n}_1-h_1{n}_2^{*}+h_4{n}_3^{*}-h_3^{*}{n}_4\\ n_3^{*}{n}_1+h_4{n}_2^{*}-h_1{n}_3^{*}-h_2^{*}{n}_4\\ h_4^{*}{n}_1-h_3{n}_2^{*}-h_2{n}_3^{*}+h_1^{*}{n}_4\end{array}\right],$

和 

$x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]$

取矩阵积，有： 

$x=\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right]s+n^{\′}$

其中，A＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²，和 $J=2\mathrm{Re}\{h_1{h}_4^{*}-h_2{h}_3^{*}\}$

设 

$G=\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right]$

称之为总编码/信道/解码矩阵。 

对角线上的这些项A遵从x₂ ⁸律。分集因此最大。然而，干扰项J使直接线性检测的性能不够最佳。因此，作者提出最大似然(ML)检测。这种检测实现起来麻烦而复杂。 

以上给出的Jafarkhani的编码因此可以用于4个发射天线的分集。然而，与2天线Alamouti编码[8]不同，在总矩阵中剩有干扰项Jr。这些项使编码不是最佳的，在接收中需要使用实现复杂的ML检测算法。 

2.迭代方案：4天线例 

本发明的一个方面是通过对发射信号的先验知识迭代地消除干扰项。为此，如图2所示用了两个模块： 

在初始化(迭代1)中，用第一模块21(称为对角化模块)首先估计发射信号；以及 

从第二迭代22₂到最后迭代22_p，用第二模块(称为干扰消除模块)从接收信号减去上个迭代给出的用对发射信号的先验知识重构的干扰项。 

所用的空间-时间解码23是以上所给出的空间-时间解码。 

在MMSE均衡24期间，将信号乘以因子 

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$ ，其中SNR为信噪比。因此，矩阵G乘以γ。 

2.1第一迭代：矩阵G₄的对角化 

图3所示的第一迭代21与以后的各个迭代不同。它将信号乘以一个矩阵使得矩阵总体上为对角矩阵。为此，首先将矩阵G对角化(31)。这个操作只是通过将G乘以一个对角化矩阵Φ(它除了一个因子之外是G的伴随矩阵)的矩阵相乘来执行的。即将 

$G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right]$

乘以 

$\mathrm{\Φ}=\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& -J\\ 0& A& J& 0\\ 0& J& A& 0\\ -J& 0& 0& A\end{array}\right]$

得 

$G_{\mathrm{diag}}=\mathrm{\Φ}\·G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}{A}^2-J^2& 0& 0& 0\\ 0& A^2-J^2& 0& 0\\ 0& 0& A^2-J^2& 0\\ 0& 0& 0& A^2-J^2\end{array}\right]$

要注意的是，矩阵G的对角化操作相当于将样本x_i线性组合，因此实现非常简单。 

从而可以得到： 

$x_{\mathrm{diag}}=\mathrm{\Φ}\·x=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}{A}^2-J^2& 0& 0& 0\\ 0& A^2-J^2& 0& 0\\ 0& 0& A^2-J^2& 0\\ 0& 0& 0& A^2-J^2\end{array}\right]s+n^{\′}$

其中n″＝Φn′ 

由于矩阵G_diag是对角矩阵，因此线性检测32是可行的。然而，这些对角项不再遵从x₂ ⁸律，因此分集不再最佳。 

然而，可得到一个对码元向量的估计，为 

${\hat{s}}^{\left(0\right)}=\left[\begin{array}{c}{\hat{s}}_1^{\left(0\right)}\\ {\hat{s}}_2^{\left(0\right)}\\ {\hat{s}}_3^{\left(0\right)}\\ {\hat{s}}_4^{\left(0\right)}\end{array}\right]$

注意，在图5的性能曲线上，这个估计要比没有对角化作出的估计好一些。 

这些码元变换为一些比特分组(例如通过硬判决的解调操作，找出星座的最接近所考虑的码元的点)，从而得到 

${\stackrel{\‾}{b}}^{\left(0\right)}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{b}}_1^{\left(0\right)}\\ {\stackrel{\‾}{b}}_2^{\left(0\right)}\\ {\stackrel{\‾}{b}}_3^{\left(0\right)}\\ {\stackrel{\‾}{b}}_4^{\left(0\right)}\end{array}\right]$

其中， 表示一个长度为2^M的比特向量。 

最后，对 执行调制操作，得到“判决”码元向量 。这些码元将在下一个迭代中使用。 

2.2迭代p(p＞1)：干扰消除 

然后可得到上个迭代 所判决的数据项。图4示出了迭代情况。 

构建一个干扰矩阵J₄411，为： 

$J_4=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& J\\ 0& 0& -J& 0\\ 0& -J& 0& 0\\ J& 0& 0& 0\end{array}\right]$

干扰消除41是通过如下将均衡器24的输出减去 

乘以J₄的结果来实现的，即： 

${\tilde{x}}^{\left(p\right)}=x-J_4{\stackrel{\‾}{s}}^{(p-1)}$

${\tilde{x}}^{\left(p\right)}=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right.0]s+n^{\′}-\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& J\\ 0& 0& -J& 0\\ 0& -J& 0& 0\\ J& 0& 0& 0\end{array}\right]{\stackrel{\‾}{s}}^{(p-1)}$

如果 是s的一个良好近似，就可以切实可行地消除在矩阵G内的那些干扰项。 

因此，矩阵就成为对角矩阵，从而可以用线性检测得到码元估计 42。通过执行与在迭代1的情况下相同的均衡、解调和检测操作，就可以得到一个对s的新的估计 

2.3结果 

图5示出了以上对于没有编码(谱效率＝2bits/Hz)的4状态调制(QPSK)所说明的系统的性能(误码率BER)。这些瑞利信道考虑为白色的(没有经滤波)。 

曲线SISO示出了一个有一个发射天线和一个接收天线的系统的性能。这个系统没有空间分集。因此，它是最小极限。 

曲线Lin给出了线性检测的Jafarkhani系统(矩阵G)的性能，而曲线ML表示同一个系统的用ML算法检测的二进制误码率。 

曲线ite1和ite2表示本发明的系统的最初两个迭代的性能(系统从迭代2后收敛)。 

要注意的是，ite2与Jafarkhani ML就很难区分。因此有可能以较小的复杂性成功地达到与最大似然算法相同的性能。 

还要注意的是，通过增添编码即用经编码的调制(卷积编码器、交织器和调制)代替简单的调制可以改善系统。在接收中，硬判决解调制器足以用软判决解调器后接一个交织器和一个信道解码器来代替。通过保持软信息，所发射的码元可以通过再应用经编码的调制级重构。 

3.码率为3/4的8发射天线方案 

所用的这种码由H.Jafarkhani在[7]中提出。考虑的是8个发射天线E₁、E₂、E₃、E₄、E₅、E₆、E₇、E₈和一个接收天线R₁。这样的结果是有8个传播信道(也没有码间干扰)：h₁、h₂、h₃、h₄、h₅、h₆、h₇、h₈。 

要发射的复码元标为s₁、s₂、s₃、s₄、s₅和s₆有8个发射时间间隔IT1、IT2、IT3、IT4、IT5、IT6、IT7和IT8，假设在这些时间间 隔期间h_i的影响是不变的。 

3.1发射 

发射方案如下表所列 

IT1

IT2

IT3

IT4

IT5

IT6

IT7

IT8

天线E1

s1

-s2 *

s3 *

0

-s4

-s5 *

s6 *

0

天线E2

s2

s1 *

0

-s3 *

-s5

s4 *

0

s6 *

天线E3

s3

0

-s1 *

s2 *

-s6

0

-s4 *

-s5 *

天线E4

0

-s3

-s2

-s1

0

s6

s5

-s4

天线E5

s4

s5 *

-s6 *

0

s1

-s2 *

s3 *

0

天线E6

s5

-s4 *

0

s6 *

s2

s1 *

0

s3 *

天线E7

s6

0

s4 *

-s5 *

s3

0

-s1 *

-s2 *

天线E8

0

s6

s5

s4

0

s3

s2

-s1

(.)^*表示复共轭算符。 

要注意的是，这种码的码率为3/4。 

在这8个时间间隔期间，接收到的样本为： 

$r_n=\underset{i=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i,n}^T\·h_i+n_n$

其中：1＜i＜8，1＜n＜8，而S为与以上发射方案相应的映射矩阵。 

忽略噪声后，等效的矩阵表示为： 

$\tilde{r}=\mathrm{Hs}$

其中 

$H=\left[\begin{array}{cccccc}{h}_1& h_2& h_3& h_4& h_5& h_6\\ 0& 0& {-h}_4& 0& 0& h_8\\ h_2^{*}& {-h}_1^{*}& 0& {-h}_6^{*}& h_5^{*}& 0\\ 0& {-h}_4& 0& 0& h_8& 0\\ {-h}_3^{*}& 0& h_1^{*}& h_7^{*}& 0& {-h}_5^{*}\\ {-h}_4& 0& 0& h_8& 0& 0\\ 0& h_3^{*}& {-h}_2^{*}& 0& {-h}_7^{*}& h_6^{*}\\ h_5& h_6& h_7& {-h}_1& {-h}_2& {-h}_3\\ 0& 0& h_8& 0& 0& h_4\\ h_6^{*}& {-h}_5^{*}& 0& h_2^{*}& {-h}_1^{*}& 0\\ 0& h_8& 0& 0& h_4& 0\\ {-h}_7^{*}& 0& h_5^{*}& {-h}_3^{*}& 0& h_1^{*}\\ {-h}_8& 0& 0& {-h}_4& 0& 0\\ 0& {-h}_7^{*}& h_6^{*}& 0& {-h}_3^{*}& h_2^{*}\end{array}\right],$ $s=\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\\ s_5\\ s_6\end{array}\right]$ 和 $\tilde{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_2^{*}\\ r_3\\ r_3^{*}\\ r_4\\ r_4^{*}\\ r_5\\ r_6\\ r_6^{*}\\ r_7\\ r_7^{*}\\ r_8\\ r_8^{*}\end{array}\right]$

3.2接收 

在解码时，乘以矩阵H^H，再乘以MMSE均衡系数γ，即： 

$x=\mathrm{\γ}\·H^H\·\tilde{r}=\mathrm{\γ}\·H^H\·H\·s$

从而可得到以下总矩阵： 

$G=\mathrm{\γ}\·H^H\·H=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccc}A& 0& 0& -J& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& -J& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& -J\\ J& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中： 

A＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²+|h₅|²+|h₆|²+|h₇|²+|h₈|²

$J=2\mathrm{Im}\{h_1{h}_5^{*}+h_2{h}_6^{*}+h_3{h}_7^{*}+h_4{h}_8^{*}\}$

而 

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+{\left|h_5\right|}^2+{\left|h_6\right|}^2+{\left|h_7\right|}^2+{\left|h_8\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

要注意的是，A遵从x₂ ⁸定律(8阶分集)。 

正如在4天线的情况那样，可以将解码再分成对角化和干扰消除两个子步骤。 

3.2.1对角化 

对角化操作通过应用矩阵Φ 

$\mathrm{\Φ}=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccc}A& 0& 0& J& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& J& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& J\\ -J& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& -J& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& -J& 0& 0& A\end{array}\right]$

执行，可得 

$G_{\mathrm{diag}}=\mathrm{\Φ}\·G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccc}{A}^2+J^2& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& A^2+J^2& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& A^2+J^2& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& A^2+J^2& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& A^2+J^2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& A^2+J^2\end{array}\right]$

因此，线性检测是可行的，可以得到 ，在判决后可得到 

。 

3.2.2干扰消除 

通过将上个步骤估计的数据向量 

乘以矩阵J₆

$J_6=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& -J& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& -J& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& -J\\ J& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& 0\end{array}\right]$

重构干扰现象。 

从经解码的信号x减去这些干扰现象，即可得到 。 

3.3结果 

图6给出了所提出的码率为3/4的4状态调制(QPSK)没有信道编码(谱效率＝1.5bits/Hz)的系统的性能。这些瑞利信道考虑为白色的(没有经滤波)，在16个码元时间间隔上保持不变。 

曲线Lin给出了线性检测的码(粗解码)的性能，而曲线ML表示同一个系统用ML算法检测的二进制误码率。曲线ite1和ite2表示所提出的系统的最初两个迭代的性能，而最佳曲线(optimum)给出了这 个系统在有完全消除干扰(适配滤波器)时的最佳极限。 

4.8天线1/2码率发射方案 

下面所介绍的码在文献中是没有的。它是根据遵从Tirkkonen的ABBA方案[6]的Tarokn的G4码[8]产生的。所考虑的仍然是8个发射天线E₁、E₂、E₃、E₄、E₅、E₆、E₇、E₈和一个接收天线R₁，从而有八个传播信道h₁、h₂、h₃、h₄、h₅、h₆、h₇、h₈。 

要发射的复码元为s₁、s₂、s₃、s₄、s₅、s₆、s₇和s₈。有16个发射时间间隔可用，IT1、......、IT16，假设在这些时间间隔期间影响h_i是不变的。 

4.1发射 

发射方案如下表所列： 

IT1

IT2

IT3

IT4

IT5

IT6

IT7

IT8

IT9

IT10

IT11

IT12

IT13

IT14

IT15

IT16

天线   E1

s1

-s2

-s3

-s4

s1 *

-s2 *

-s3 *

-s4 *

s5

-s6

-s7

-s8

s5 *

-s6 *

-s7 *

-s8 *

天线   E2

s2

s1

s4

-s3

s2 *

s1 *

s4 *

-s3 *

s6

s5

s8

-s7

s6 *

s5 *

s8 *

-s7 *

天线   E3

s3

-s4

s1

s2

s3 *

-s4 *

s1 *

s2 *

s7

-s8

s5

s6

s7 *

-s8 *

s5 *

s6 *

天线   E4

s4

s3

-s2

s1

s4 *

s3 *

-s2 *

s1 *

s8

s7

-s6

s5

s8 *

s7 *

-s6 *

s5 *

天线   E5

s5

-s6

-s7

-s8

s5 *

-s6 *

-s7 *

-s8 *

s1

-s2

-s3

-s4

s1 *

-s2 *

-s3 *

-s4 *

天线  E6

s6

s5

s8

-s7

s6 *

s5 *

s8 *

-s7 *

s2

s1

s4

-s3

s2 *

s1 *

s4 *

-s3 *

天线  E7

s7

-s8

s5

s6

s7 *

-s8 *

s5 *

s6 *

s3

-s4

s1

s2

s3 *

-s4 *

s1 *

s2 *

天线  E8

s8

s7

-s6

s5

s8 *

s7 *

-s6 *

s5 *

s4

s3

-s2

s1

s4 *

s3 *

-s2 *

s1 *

(.)^*表示复共轭算符。 

要注意的是，这种码的码率为1/2。 

在这16个时间间隔期间，接收到的样本为： 

$r_n=\underset{i=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i,n}\·h_i+n_n$

其中：1≤i≤8，1≤n≤16，而S为与以下方案相应的映射矩阵。 

忽略噪声后，等效的矩阵表示为： 

$\tilde{r}=\mathrm{Hs}$

其中 

$s=\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\\ s_5\\ s_6\\ s_7\\ s_8\end{array}\right]$ 和 $\tilde{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\\ r_4\\ r_1^{*}\\ r_2^{*}\\ r_3^{*}\\ r_4^{*}\\ r_5\\ r_6\\ r_7\\ r_8\\ r_5^{*}\\ r_6^{*}\\ r_7^{*}\\ r_8^{*}\end{array}\right]$

4.2接收 

在解码时，乘以矩阵H^H，再乘以MMSE均衡系数γ，即： 

$x=\mathrm{\γ}\·H^H\·\tilde{r}=\mathrm{\γ}\·H^{H}H\·s$

总矩阵G可写为： 

$G=\mathrm{\γ}\·H^H\·H=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& J& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& J& 0& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& 0& J& 0\\ 0& 0& 0& A& 0& 0& 0& J\\ J& 0& 0& 0& A& 0& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& 0& J& 0& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中： 

A＝2·(|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²+|h₅|²+|h₆|²+|h₇|²+|h₈|²) 

$J=2\mathrm{Re}\{h_1{h}_5^{*}+h_2{h}_6^{*}+h_3{h}_7^{*}+h_4{h}_8^{*}\}$

而 

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{2}\·\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+{\left|h_5\right|}^2+{\left|h_6\right|}^2+{\left|h_7\right|}^2+{\left|h_8\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

要注意的是，A遵从x₂ ⁸律(8阶分集)。 

本发明的两个步骤执行如下。 

4.2.1对角化 

用来将G对角化的矩阵为： 

$\mathrm{\Φ}=\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& -J& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& -J& 0& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& 0& -J& 0\\ 0& 0& 0& A& 0& 0& 0& -J\\ -J& 0& 0& 0& A& 0& 0& 0\\ 0& -J& 0& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& 0& -J& 0& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& 0& -J& 0& 0& 0& A\end{array}\right]$

从而可得 

$G_{\mathrm{diag}}=\mathrm{\Φ}\·G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccccc}{A}^2-J^2& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& A^2-J^2& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& A^2-J^2& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& A^2-J^2& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& A^2-J^2& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& A^2-J^2& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& A^2-J^2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& A^2-J^2\end{array}\right]$

因此，线性检测是可行的。于是可得到 ，在判决后可得到 

4.2.2干扰消除 

通过将上个步骤估计的数据向量 乘以矩阵J₈

$J_8=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccccc}0& 0& 0& 0& J& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& J& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& J& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& J\\ J& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& J& 0& 0& 0& 0\end{array}\right]$

重构干扰。 

通过从经解码的信号x减去干扰，就可得出 

4.3结果 

图7给出了所提出的码率为1/2的4状态调制(QPSK)没有信道编码(谱效率＝1bIT/Hz)的系统的性能。这些瑞利信道考虑为白色的(没有经滤波)，在16个码元时间间隔上保持不变。 

曲线Lin给出了线性检测的码(粗解码)的性能。曲线ite1和ite2表示所提出的系统的最初两个迭代的性能，而最佳曲线给出了这个系统在有完全干扰消除(适配滤波器)时的最佳极限。 

在结果中没有给出曲线ML，它太长了以至于不能模拟(它会与曲线ite2很难区分)。可以看到，与码率为3/4的码相比较，ite2的性能还稍接近最佳值一些。 

5.与线性预编码技术配合 

V.Le Nir在[10]中所提出的预编码可以用来在保持相同的谱效率的同时增加分集增益，对于正交空间-时间码也是这样。 

5.1原始方案 

该文件提出了一个为正交空间-时间码设计的方案，按照这个方案，要发射的码元先用一个特定的线性预编码矩阵预编码后再用分组空间-时间编码操作编码。这个途径简化了接收时的处理。 

5.2本发明的方案 

对于非正交空间-时间码，在这个文件内给出的预编码方案由于该码的非正交性产生的干扰而不再起作用。 

对于这样的码，本发明通过最有效地利用空间-时间码以及预编码方案所提供的分集提供简单的解码。图8示出了与预编码配合的(非正交)空间-时间编码系统以及相应的接收机。 

因此在发射时进行在[10]中所提出的这种类型的预编码81，然后再进行交织82和空间-时间编码83。信号用n个发射天线E_i通过n个传输信道h_p发射给一个接收天线R₁(当然，也可以是部署几个接收天线)。 

在接收时，首先执行与在发射时执行的编码对称的空间-时间解码84，继之以均衡85，例如为MMSE型的均衡。 

再执行按照以上所说明的途径设计的不同迭代： 

迭代1图9详细示出的对角化86；以及 

随后的迭代图10详细示出的干扰消除87₂至87p。 

如图9所示，对角化步骤包括首先执行如以上所说明的适当对角化91。然后是执行与在发射时执行的交织操作对称的去交织操作，接着是执行与在发射时执行的预编码操作对称的预解码操作92，再执行码元估计93。然后，对所估计的码元执行与在发射时所执行的相同的新的预编码操作94，最后执行与在发射时所执行的相同的交织操作。 

相应的信号馈给如图10所示的第一干扰消除迭代。从经均衡的信号减去所馈的信号乘以干扰矩阵1011的结果(1012)，实现干扰消除101。在实现软判定的情况下，可以考虑可靠性信息1013。 

然后，在每个迭代中，重复在对角化步骤期间也执行的操作：与在发射时执行的交织对称的去交织，与在发射时执行的预编码对称的预解码102，再是码元估计103。然后对所估计的信号执行与在发射时 所执行的相同的新的预编码104，最后执行与在发射时所执行的相同的交织。结果S^(p-1)再输入下一个迭代，或者在最后一个迭代的情况下供其余处理操作考虑。 

5.3结果 

采用4天线发射系统的模拟条件(Jafarkhani空间-时间码，不加滤波的白色和在四个码元时间周期内不变的Rayleigh信道，没有信道编码的QPSK调制，2bits/Hz的谱效率)。预编码选为长度64，交织为IQ型，是均匀的，长度为10000个码元时间间隔。 

图11示出了这些结果。 

Lin表示具有预编码64的线性解码系统(粗解码)的性能。Ite1和Ite2表示所提出的系统的最初两个迭代的性能。最后，Optimum为具有预编码(最佳干扰消除和预编码)的系统的最佳极限。 

曲线Ite2示出了本发明的方案利用两种分集(预编码和空间-时间码)的情况。得出的分集等于64*4＝256。这为谱效率为2bits/Hz的准高斯分集。为了进一步提高分集增益，可以使用以上给出的两个8天线码。 

6.使用扩频预编码 

一个类似的途径可以通过使用例如CDMA、MC-CDMA、WCDMA、DS-CDMA及其他技术配合扩频预编码使用。 

图12例示了这个途径的一般原理。在发射时例如用CDMA码对一组k个用户执行扩频操作121。然后施加空间-时间码122。 

通过n个逆FFT操作123₁至123n，执行n个OFDM调制后，在n个天线E₁至E_n上发射。接收天线R₁接收与通过n个信道h₁至h_n传输相应的信号，加有加性噪声n(124)。 

在接收时，首先，通过FFT 125执行OFDM解调。然后，以与已 说明的相同的方式执行空间-时间解码126和均衡127。然后重复对角化步骤128和p个干扰消除迭代129₂至129p。 

图13所示的对角化与以上所说明的类似，但预解码操作包括按照用户码执行的CDMA去扩频操作131，而预编码操作包括按照用户码执行的CDMA扩频操作132。 

在每个干扰消除迭代中也出现去扩频操作141和扩频操作142，如图14所示。 

图13和14中所示的其他操作不再说明，它们与以上结合图9和10所说明的完全相同。 

还要注意的是，在这种类型的扩频预解码的情况下，通过不仅可以将编码、信道和解码而且还可以将扩频和去扩频操作综合入总矩阵内，不同地实现同样的处理。 

在这种情况下，对角化和干扰消除所用的矩阵G就要比空间-时间码的大，但整个处理得到简化。必须指出的是，通常，在任何场合，这个矩阵可以比空间-时间码大，与Boariu所提出的方案中的不同。 

图15给出了这个途径对于长度为16的码、8个用户和一个载波的结果。 

可以将MRC(最大比值合并)滤波技术与本发明的途径结合在一起实现均衡(在这种情况下为MMSE或最小均方误差型均衡)。这后一个方案给出好得多的结果。 

7.与信道编码配合 

按照本发明的一个如图16所示的实施例，所提出的是用信道编码对码元编码。然后，再将这些码元用空间-时间码编码。信道编码由于增添了冗余信息因此改善了整个系统的性能。 

因此，在发射时，需要对要发射的比特执行信道编码操作161(参见文献)，再执行交织162和调制操作163。然后，将所得到的码元用分组空间-时间码168编码。信号用n个发射天线E_i通过n个传输信道h_p 发射给一个接收天线R₁(当然，也可以是部署几个接收天线)。 

在接收时，首先执行与在发射时执行的空间-时间编码对称的空间-时间解码164，继之以均衡165，例如为MMSE型的均衡。 

然后，执行符合以上所说明的方案的迭代： 

-迭代1：对角化166，详细示于图17；以及 

-随后的迭代：干扰消除167₂至167p，详细示于图18。 

如图17所示，对角化步骤包括首先进行如以上所说明的适当的对角化171。接着执行与在发射时执行的调制对称的解调操作172。这个解调在它提供经解调的比特的置信度信息的意义上可以是软解调。 

所谓“调制”在这里应理解为一个或多个二进制码元与一个复码元之间的变换。解调为逆操作。在实现点阵编码的调制时，调制或解调的相位完全相同。 

然后，执行与在发射时执行的交织对称的去交织操作173，再执行与在发射时执行的信道编码操作对称的信道解码操作174。这解码在输出端产生有关编码比特的概率。解码器可以处理在输入端和在输出端上的软信息。 

然后，执行与在发射时执行的相同的交织175。接着，执行也与在发射时所执行的相同的调制176。这调制可以接收在输入端上的软数据，在输出端上产生考虑了输入比特(即经加权的码元)的置信度的码元。 

按照一个特定的实施例，解调和信道解码可以结合在一起执行。 

相应的信号馈给如图18中所示的第一干扰消除迭代。从经均衡的信号减去所馈的信号乘以干扰矩阵1811的结果(1812)，实现干扰消除181。如果执行的是软判决，就可以考虑置信度的信息。 

然后，在每个迭代中，重复在对角化步骤期间也执行的与在发射时执行的调制对称的解调操作182。这解调在它可以给出经解调的比特的置信度信息的意义上可以是软解调。 

然后，执行与发射时执行的交织对称的去交织183。接着，执行与在发射时执行的信道编码对称的信道解码操作184。这解码在输出端 产生有关编码比特的概率。解码器可以处理在输入端和在输出端上的软信息。 

然后，执行与在发射时所执行的相同的交织185。接着，执行也与在发射时所执行的相同的调制186。这调制可以在输入端接收软数据，和可以在输出端产生考虑了输入比特即经加权的码元的置信度的码元。结果 

再输入下一个迭代，或者在最后一个迭代的情况下供其余处理操作考虑。 

图16的信道编码161可以是turbo码。在这种情况下，图17的功能174为turbo解码操作，turbo解码迭代数可以不同，取决于总方案的每个迭代。 

8.与信道编码和预编码配合 

按照本发明的另一个方面，码元可以用信道编码操作编码后预编码。然后，再执行空间-时间编码。 

因此，在发射时对要发射的比特执行信道编码操作191(在文献中有很好说明)，再执行交织192和调制操作193。然后，对所得到的码元预编码194和最终交织195。最后，用分组空间-时间码1910对得出的码元编码。信号用n个发射天线E_i通过n个传输信道h_p发射给一个接收天线R₁(当然，也可以是部署几个接收天线)。 

在接收时，首先执行与在发射时执行的空间-时间编码对称的空间-时间解码196，再执行均衡197，例如为MMSE型的均衡。 

然后，执行符合以上所说明的方案的不同迭代： 

-迭代1：对角化197，详细示于图20；以及 

-随后的迭代：干扰消除198₂至198_p，详细示于图21。 

如图20所示，对角化步骤包括首先进行如以上所说明的适当的对角化201。接着执行与在发射时执行的交织操作195对称的去交织操作202，再执行与发射时执行的预编码操作对称的预解码操作203。 

然后，执行与在发射时执行的调制对称的解调操作204。这个解 调在它可以给出经解调的比特的置信度信息的意义上可以是软解调。 

然后，执行与在发射时执行的交织(192)对称的去交织操作205，再执行与在发射时执行的信道编码操作对称的信道解码操作206。这解码在输出端产生有关编码比特的概率。解码器可以处理在输入端和在输出端上的软信息。然后，执行与在发射时所执行的(192)相同的交织207。然后，执行也与在发射时所执行的相同的调制208。这调制可以接收在输入端上的软数据，在输出端上产生考虑了输入比特(即经加权的码元)的置信度的码元。然后，对这些码元执行与在发射时所执行的相同的预编码209和交织2010。 

相应的信号馈给如图21所示的第一干扰消除迭代。从经均衡的信号减去所馈的信号乘以干扰矩阵2111的结果(2112)，实现干扰消除211。如果执行的是软判决，就可以考虑置信度信息2113。 

然后，在每个迭代中，重复在对角化步骤期间也执行的与在发射时执行的交织(195)对称的去交织212和与在发射时执行的预编码对称的预解码213的操作。 

然后，执行与在发射时执行的操作对称的解调操作214。这个解调在它可以给出经解调的比特的置信度信息的意义上可以是软解调。接着，执行与在发射时执行的操作(192)对称的去交织操作215，再执行与在发射时执行的信道编码操作对称的信道解码操作216。这解码在输出端产生有关编码比特的概率。解码器可以处理在输入端和在输出端上的软信息。 

然后，执行与在发射时所执行的(192)相同的交织217。接着，执行也与在发射时所执行的相同的调制218。这调制可以在输入端上接收软数据，在输出端上可以产生考虑了输入比特(即经加权的码元)的置信度的码元。然后，对这些码元执行与在发射时所执行的相同的预编码219和交织2110。结果 再输入下一个迭代，或者在最后一个迭代的情况下供其余处理操作考虑。 

9.联合对角化和均衡 

可以将均衡并入对角化，如图22所示。按照前面的系统，首先对接收信号解码(空间-时间解码模块221)，再予以对角化和均衡(对角化和均衡模块223)。在MMSE的情况下，这操作包括将经解码的信号乘以矩阵 ${(H^{H}H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}$ ，其中H为表示以上所给出的编码和信道的矩阵，SNR为信噪比，I为单位矩阵，而(.)^-1为矩阵求逆运算。在ZF的情况下，将经解码的信号乘以矩阵(H^HH)^-1。 

然后，用经典方法估计码元。 

随后的这些迭代考虑的是对由空间-时间解码221得出的数据执行MMSE均衡222的结果。迭代由图23示出。 

因此，在MMSE的情况下包括用矩阵 ${(H^{H}H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}$ 执行对角化和均衡的步骤231和执行码元估计的步骤232。 

综合符合章节5至8的预编码和/或信道编码始终是可行的。 

10.信道估计的改善 

可以将信道估计引入迭代。经典的是，信道估计在本文件中所说明的这些功能的上游执行。假设它在空间-时间解码前完美实现，因为这些数据项h_i对于图19的这个作为随后这些功能(均衡、对角化、信道解码等)之前的功能196是必需的。 

可以设想一种操作模式，在每次迭代结束时所估计的数据可用于并行执行的新的信道估计。新估计的数据h_i可以用于下一个迭代。 

也可以如在图24中那样与模块196闭路。在这种情况下，每个迭代具有空间-时间解码、均衡和一个如以上所说明的模块。 

11.本发明的优点 

按照这些不同的方面，本发明具有许多优点，诸如： 

重构考虑随迭代(例如包括在带预编码的方案内的)执行的置信度； 

可应用于带有IES的信道； 

可使用任意多个天线(4，8，...)； 

可与任何空间-时间码配合使用； 

与分集预编码配合； 

实现均衡，等等。 

可以通过在所述均衡步骤前或后和/或在所述迭代期间实现自动增益控制(AGC)进一步改善本发明的方法的效率。 

附录1：参考文献 

1.Tujkovic D.，″Recursive Space-Time Treillis Codes for Turbo codedModulation″，IEEE GLOBECOM，2000，p.1010-1015，vol.2. 

2.Jayaweera S.K.，Poor H.V.，″Turbo(iterative)decoding of a unitary space-time code with a convolutional code″，IEEE VTC Spring 2002，p.1020-1024，vol.2. 

3.Guillen i Fabregas A.，Caire G.，″Analysis and design of natural andthreaded space-time codes with iterative decoding″，Conference on Signals，Systems and Computers，2002，p.279-283，Vol.1. 

4.G.Bauch，N.Al-Dahir，″Reduced-complexity Space-Time Turbo-Equalization for Frequency-Selective MIMO Channels″，IEEE journal onSelected areas in communications，2002. 

5.Boariu A.，Ionescu M.，″A class of nonorthogonal rate-one space-timeblock codes with controlled interference″，IEEE trans.on wireless comm.，mar.2003，pp.270-276，vol.2. 

6.Tirkkonen O.，Boariu A.et Hottinen A.，″Minimal non-orthonality rate 1space-time block code for 3+tx antennas，in proceedings of IEEEISSTA′00，sept.2000，New Jersey，USA. 

7.Jafarkhani H.，″A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code″，IEEEWCNC，2000，p.1457-1458 vol.1. 

8.Alamouti S.M.，″A Simple Transmitter Diversity Scheme for WirelessCommunications″，IEEE JSAC，oct 1998，p.1457-1458. 

9.Tarokh V.，Jafarkhani H.et Calderbanck R.″Space-time block coding forwireless communications：pefformance results″，IEEE JSAC，mar.1999，pp.451-460，vol.17. 

10.V.Le Nir et M.Hélard，“Reduced-complexity space-time block codingand decoding schemes with block linear precoding”，Electronics Letters，10th July 2003，Vol.39，N° 14. 

Claims (16)

1.一种用于对一个接收信号进行解码的方法，所述接收信号包括一些通过空间-时间编码矩阵分布在空间和时间上的码元，所述方法包括下列步骤：

执行空间-时间解码，给出经解码的信号；

对所述经解码的信号执行均衡，给出经均衡的信号；

对形成所述信号的码元进行第一估计，给出估计信号；

所述方法的特征是所述方法实现执行干扰消除步骤的至少一个迭代，所述干扰消除步骤实现下列子步骤：

对于第一迭代，将所述第一估计给出的估计信号乘以一个干扰矩阵，或者如果存在随后的迭代，那么对于随后的迭代，将上一次迭代的分集预编码给出的新的估计信号乘以一个干扰矩阵，将得到的结果从所述经均衡的信号中减去，以给出一个经最佳化的信号，

对所述经最佳化的信号的分集预解码，其为在所述信号的发射时执行的分集预编码的逆操作，给出经预解码的数据；

根据所述经预解码的数据估计形成所述经最佳化的信号的码元，给出新的估计的码元；以及

对所述新的估计的码元执行与在发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个新的估计的信号；

所述方法的特征还在于所述第一估计包括下列步骤：

对角化，将经均衡的信号的矩阵变换成一个对角矩阵，该对角矩阵的得出考虑了至少所述编码矩阵和一个与所述编码矩阵的共轭转置矩阵相应的解码矩阵的总编码-信道-解码矩阵；

执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解码，并且给出经预解码的数据；

根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出所述估计的码元；

对所述估计的码元执行与在发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个估计的信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征是：

所述空间-时间解码和均衡步骤被联合执行，或

所述均衡和对角化步骤被联合执行，或

所述空间-时间解码和均衡以及对角化步骤被联合执行。

3.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述分布的码元是通过至少两个天线发射的，而不同的相应传输信道被予以综合考虑。

4.按照权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述均衡步骤按照包括下列技术的组中的一种技术执行均衡：

MMSE型均衡；

EGC型均衡；

ZF型均衡；以及

考虑表示接收的信号与接收噪声之间的信噪比的信息的均衡。

5.按照权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述每个码元估计步骤执行将置信度信息与判决关联的软判决，而所述减去步骤考虑所述置信度信息。

6.按照权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述接收的信号是一个多载波信号。

7.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述预编码利用下列方法之一执行：

扩频技术；以及

线性预编码。

8.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是在所述均衡步骤前或后执行一个自动增益控制步骤，或在至少一个所述迭代期间执行一个自动增益控制步骤。

9.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述方法还包括一个与在发射时执行的信道编码步骤对称的信道解码步骤。

10.根据权利要求9所述的解码方法，其特征是所述信道解码步骤执行turbo解码操作。

11.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述方法还包括与在发射时执行的交织相应的至少一个去交织步骤和至少一个重新交织步骤。

12.根据权利要求1至2中任一项所述的解码方法，其特征是所述方法还包括考虑在至少一个所述迭代期间估计的信号来改善信道估计的步骤。

13.根据权利要求1所述的解码方法，其特征是所述接收的信号是通过四个天线发射的，而所述总编码-信道-解码矩阵为：

$G=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& J\\ 0& A& -J& 0\\ 0& -J& A& 0\\ J& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中：

A＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²

$J=2\mathrm{Re}\{h_1{h}_4^{*}-h_2{h}_3^{*}\},$ 代表干扰，

和

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

这里， $H=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& h_2& h_3& h_4\\ -h_2^{*}& h_1^{*}& -h_4^{*}& h_3^{*}\\ -h_3^{*}& -h_4^{*}& h_1^{*}& h_2^{*}\\ h_4& -h_3& -h_2& h_1\end{array}\right]$

为一个将空间-时间编码和传输信道组合在一起的矩阵，

SNR代表信噪比，

以及，h_i是复系数，代表所述发射天线之一i和接收天线之一之间的传输信道的衰落，1≤i≤4。

14.根据权利要求1所述的解码方法，其特征在于所述接收的信号是通过八个天线发射的，而所述总编码-信道-解码矩阵为：

$G=\mathrm{\γ}\·H^H\·H=\mathrm{\γ}\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& J& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& J& 0& 0\\ 0& 0& A& 0& 0& 0& J& 0\\ 0& 0& 0& A& 0& 0& 0& J\\ J& 0& 0& 0& A& 0& 0& 0\\ 0& J& 0& 0& 0& A& 0& 0\\ 0& 0& J& 0& 0& 0& A& 0\\ 0& 0& 0& J& 0& 0& 0& A\end{array}\right]$

其中

A＝2(|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²+|h₅|²+|h₆|²+|h₇|²+|h₈|²)

$J=2\mathrm{Re}\{h_1{h}_5^{*}+h_2{h}_6^{*}+h_3{h}_7^{*}+h_4{h}_8^{*}\}$

和

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{2}\·\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2+{\left|h_5\right|}^2+{\left|h_6\right|}^2+{\left|h_7\right|}^2+{\left|h_8\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{SNR}}}$

这里，

为一个将空间-时间编码和传输信道组合在一起的矩阵，

H^H对应于矩阵H的共轭转置的矩阵，

SNR代表信噪比，

以及，h_i是复系数，代表所述发射天线之一i和接收天线之一之间的传输信道的衰落，1≤i≤8。

15.一种编码和解码的方法，其特征在于所述编码方法利用矩阵H执行空间-时间编码，使得

并且所述解码方法为按照权利要求14所述的解码的方法。

16.一种实现用于对一个接收信号进行解码的装置的接收机，所述接收信号包括一些通过一个空间-时间编码矩阵分布在空间和时间上的码元，其特征是所述接收机包括：

执行空间-时间解码的装置，给出经解码的信号；

对所述经解码的信号执行均衡的装置，给出经均衡的信号；

估计形成所述信号的码元的第一估计装置，给出估计信号；

对于第一迭代，将所述第一估计给出的估计信号乘以一个干扰矩阵，或者如果存在随后的迭代，那么对于随后的迭代，将上一次迭代的分集预编码给出的新的估计信号乘以一个干扰矩阵，将得到的结果从所述经均衡的信号中减去，给出一个经最佳化的信号的装置，

所述经最佳化的信号的分集预解码装置，用于执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的预解码，给出经预解码的数据；

第二估计装置，用来根据经预解码的数据估计形成所述最佳化的信号的码元，给出新的估计码元；

分集预编码装置，用来对所述新的估计码元执行与发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个新的估计信号，

所述执行空间-时间解码的装置、执行均衡的装置、以及第一估计装置处理每个接收到的码元一次，进行减去的装置、分集预解码装置、第二估计装置以及分集预编码装置处理每个接收到的码元至少一次；

其特征还在于所述第一估计装置包括：

对角化装置，用于将经均衡的信号的矩阵变换成一个对角矩阵，该对角矩阵的得出考虑了至少所述编码矩阵和一个与所述编码矩阵的共轭转置矩阵相应的解码矩阵的总编码-信道-解码矩阵；

执行为发射所述信号时执行的分集预编码的逆操作的分集预解码，给出经预解码的数据的装置；

根据所述经预解码的数据估计形成所述信号的码元，给出所述估计的码元的装置；

分集预编码装置，对所述估计的码元执行与在发射时执行的所述分集预编码相同的分集预编码，给出一个估计的信号。

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