JP2007300337A - Mobile receiver - Google Patents
Mobile receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007300337A JP2007300337A JP2006125912A JP2006125912A JP2007300337A JP 2007300337 A JP2007300337 A JP 2007300337A JP 2006125912 A JP2006125912 A JP 2006125912A JP 2006125912 A JP2006125912 A JP 2006125912A JP 2007300337 A JP2007300337 A JP 2007300337A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- unit
- directivity
- frequency
- calculation unit
- convergence condition
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 31
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 86
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 31
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 9
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 abstract description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 abstract 2
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 18
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 18
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 13
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 5
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
Description
本発明は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送分野の受信技術に関し、特に、デジタル放送や無線LAN(Local Area Network)等の電波を受信する際に発生するマルチパスフェージングの影響や干渉波の影響を除去するためのアダプティブアレーアンテナ技術及びダイバーシティ合成技術を用いた移動受信装置に関する。 The present invention relates to a reception technique in the field of digital broadcasting and digital transmission that employs an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system, and more particularly, multipath generated when receiving radio waves such as digital broadcasting and wireless LAN (Local Area Network). The present invention relates to a mobile receiver using adaptive array antenna technology and diversity combining technology for removing the effects of fading and interference waves.
従来のアダプティブアレーアンテナ技術として、非特許文献1及び2に記載されたものがある。これらの文献には、単一キャリアのPSK(Phase Shift Keying)や多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等のデジタル伝送方式において、MMSEアルゴリズム、LMSアルゴリズムまたはRLSアルゴリズムを用いたアダプティブアレーアンテナ及び伝送路等化器について詳細に述べられている。
Non-Patent
また、OFDM信号を受信する際の移動受信用のアダプティブアレーアンテナ技術として、非特許文献3及び4、並びに特許文献1に記載されたものがある。具体的には、非特許文献3の技術は、OFDMシンボルにおける先頭のガード区間と後方のガード区間とが同一であることに着目し、MMSEアダプティブアレーによって到来波を分離受信することにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、非特許文献4の技術は、大地に対して静止した地点における受信信号を、アレーアンテナを用いた空間内挿処理によって推定することにより、移動体の移動速度をキャンセルし、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、特許文献1の技術は、受信信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に最大比合成に基づく合成を行うことにより、マルチパス耐性を強化させるものであり、帯域分割によるアダプティブアレーの指向性重み係数の更新速度を小さくすることができ、計算負荷を軽減することができる。
Non-patent Documents 3 and 4 and
また、アダプティブアレーアンテナ以外の移動受信用信号処理技術として、非特許文献5及び6に記載されたものが報告されている。具体的には、非特許文献5の技術は、複数のアンテナで受信した信号をキャリア毎にダイバーシティ合成する方式を用いるものであり、各受信アンテナの出力を集めると同時に、時間変動を小さくするようにデジタル信号処理を行うことにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、非特許文献6の技術は、移動体の進行方向の前後に固定指向性アンテナを配置し、ドップラー周波数を推定した後、AFC(Auto Frequency Controll)にて周波数ズレを補償し、前述の非特許文献5のダイバーシティ合成方式と組み合わせるものであり、これにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。 Non-patent documents 5 and 6 have been reported as mobile reception signal processing techniques other than adaptive array antennas. Specifically, the technique of Non-Patent Document 5 uses a method of combining diversity signals received by a plurality of antennas for each carrier, and collects the output of each receiving antenna and simultaneously reduces time fluctuation. By performing digital signal processing, it is possible to compensate for deterioration in reception quality due to mobile reception. In the technique of Non-Patent Document 6, fixed directional antennas are arranged before and after the moving direction of the moving body, and after estimating the Doppler frequency, the frequency deviation is compensated by AFC (Auto Frequency Control), and the above-mentioned non- This is combined with the diversity combining method disclosed in Patent Document 5, and thus it is possible to compensate for deterioration in reception quality due to mobile reception.
前述の非特許文献3、4及び特許文献1において、アダプティブアレーによる適応指向性制御を移動受信へ適用することが有効であることは既に証明されている。また、非特許文献5及び6において、ダイバーシティ合成(非特許文献5)や固定指向性とダイバーシティ合成との組み合わせ(非特許文献6)を移動受信へ適用することが有効であることも既に証明されている。しかしながら、高速で移動する移動受信装置に対してはこれらの技術を用いたとしても、受信特性を改善するのには不十分であるという問題があった。
In the aforementioned Non-Patent Documents 3 and 4 and
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、地上デジタル放送の移動受信装置において、適応指向性制御とダイバーシティ合成とを組み合わせることにより多重ドップラーシフトを補償し、受信特性をさらに改善することを目的とする。 Accordingly, the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and in a mobile receiver for digital terrestrial broadcasting, multiple Doppler shifts are compensated by combining adaptive directivity control and diversity combining, and reception characteristics are further improved. The goal is to improve.
上記課題を解決する手段として、複数のアンテナで構成され、複数の到来波を受信するアレーアンテナ部と、前記受信した複数の到来波から、指向性重み係数を変化させて1つの到来波を抽出し、該抽出した到来波に対して、移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響による周波数のズレを是正する指向性制御部と、前記周波数のズレが是正された各到来波に対し、FFT(Fast Fourier Transform)を行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してFFT後の信号に乗算後同相合成を行うダイバーシティ合成部とを具備することを特徴とする移動受信装置によって実現する。これにより、到来波を適応的に指向性を制御してドップラーシフトを補償する技術と、最大比合成を行う技術とを組み合わせることができ、この組み合わせにより受信特性を改善することができる。 As means for solving the above problems, an array antenna unit configured by a plurality of antennas for receiving a plurality of incoming waves, and extracting one incoming wave from the received plurality of received waves by changing a directivity weighting factor. A directivity control unit that corrects a frequency shift due to the influence of the Doppler shift that occurs in a mobile reception environment with respect to the extracted incoming wave, and an FFT ( This is realized by a mobile receiver characterized by comprising a diversity combining unit that performs transmission channel estimation by performing Fast Fourier Transform), calculates a weighting factor, and performs in-phase combining after multiplying the signal after FFT. As a result, it is possible to combine a technique for adaptively controlling the directivity of an incoming wave to compensate for a Doppler shift and a technique for performing maximum ratio combining, and this combination can improve reception characteristics.
また、本発明による移動受信装置は、前記指向性制御部が、受信した到来波に対して、共通ローカル信号を用いて直交復調を行う直交復調部と、前記直交復調部からの出力を入力して前記移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、前記ドップラー周波数を用いて、指向性重み係数を更新するための収束条件を算出する収束条件算出部と、前記算出された収束条件に基づいて指向性重み係数を更新し、複数の到来波から1つの到来波を抽出し、該到来波に対して周波数ズレを是正する適応指向性算出部とを有することを特徴とする。 In the mobile receiver according to the present invention, the directivity control unit inputs an orthogonal demodulation unit that performs orthogonal demodulation on a received incoming wave using a common local signal, and an output from the orthogonal demodulation unit. A Doppler frequency calculation unit that calculates a Doppler frequency associated with the influence of Doppler shift that occurs in the mobile reception environment, and a convergence condition calculation unit that calculates a convergence condition for updating a directivity weighting coefficient using the Doppler frequency. And an adaptive directivity calculation unit that updates a directivity weighting factor based on the calculated convergence condition, extracts one incoming wave from a plurality of incoming waves, and corrects a frequency shift with respect to the incoming wave. It is characterized by having.
また、本発明による移動受信装置は、前記指向性制御部が、さらに、直交復調部で用いる共通ローカル信号について、その局部発振周波数誤差を算出する周波数誤差算出部を有し、前記直交復調部が、周波数誤差算出部により算出された局部発振周波数誤差を用いて共通ローカル信号を補正し、該補正した共通ローカル信号を用いて直交復調を行うことを特徴とする。 In the mobile reception device according to the present invention, the directivity control unit further includes a frequency error calculation unit that calculates a local oscillation frequency error of the common local signal used in the orthogonal demodulation unit, and the orthogonal demodulation unit The common local signal is corrected using the local oscillation frequency error calculated by the frequency error calculating unit, and orthogonal demodulation is performed using the corrected common local signal.
また、本発明による移動受信装置は、前記ドップラー周波数算出部が、当該移動受信装置の進行方向に対する0度方向の指向性重み係数を用いて0度方向のドップラー周波数を算出し、前記進行方向に対する180度方向の指向性重み係数を用いて180度方向のドップラー周波数を算出し、前記収束条件算出部が、前記算出されたドップラー周波数を用いて、指向性重み係数を更新するための収束条件を算出することを特徴とする。 In the mobile reception device according to the present invention, the Doppler frequency calculation unit calculates a Doppler frequency in the 0 degree direction using a directivity weighting factor in the 0 degree direction with respect to the traveling direction of the mobile reception device. A 180 degree direction Doppler frequency is calculated using a 180 degree direction directivity weight coefficient, and the convergence condition calculation unit uses the calculated Doppler frequency to calculate a convergence condition for updating the directivity weight coefficient. It is characterized by calculating.
また、本発明による移動受信装置は、前記収束条件算出部が、アレーアンテナ部で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の範囲の帯域の抽出フィルタによって、周波数軸をスキャンしながら、電力のピークを選択し、該ピークを中心とする前記ドップラー周波数の範囲を除いて次の電力のピークを選択する処理を行い、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレに相当するシフト値を収束条件として算出することを特徴とする。 In the mobile receiver according to the present invention, the convergence condition calculating unit scans the frequency axis with an extraction filter in a band of a Doppler frequency range corresponding to the half-value width of the directivity pattern generated by the array antenna unit. The power peak is selected and the next power peak is selected except for the Doppler frequency range centered on the peak, and the shift value corresponding to the frequency shift due to the Doppler shift is converged. It is calculated as a condition.
また、本発明による移動受信装置は、前記収束条件算出部が、抽出フィルタにより電力のピークを選択する処理を行い、電力の大きい順のシフト値を求め、該求めたシフト値について、そのうちの1つのピークの波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出することを特徴とする。 In the mobile receiver according to the present invention, the convergence condition calculation unit performs a process of selecting a power peak using an extraction filter, obtains a shift value in descending order of power, and determines one of the obtained shift values. A convergence condition is calculated in which one peak wave is a desired wave and the rest are unnecessary waves.
以上のように、本発明の移動受信装置によれば、指向性制御部の多重ドップラーシフト補償技術とダイバーシティ合成部の最大比合成技術とを組み合わせることにより、多重ドップラーシフトを補償し、受信特性をさらに改善することができる。これにより、地上デジタル放送の高速移動受信が可能となる。 As described above, according to the mobile receiver of the present invention, the multiple Doppler shift compensation technology of the directivity control unit and the maximum ratio synthesis technology of the diversity combining unit are combined to compensate for the multiple Doppler shift and to improve the reception characteristics. Further improvements can be made. This enables high-speed mobile reception of terrestrial digital broadcasting.
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
まず、本発明の実施の形態による移動受信装置のシステム構成について、図1を用いて説明する。この移動受信装置1は、アレーアンテナ部100、RF(Radio Frequency)−IF(Intermediate Frequency)周波数変換部200、多重ドップラーシフトを補償する指向性制御部300、及び最大比合成を行うダイバーシティ合成部400の4つの処理部から構成される。
The best mode for carrying out the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
First, the system configuration of the mobile receiver according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The
アレーアンテナ部100は、各種形状(線形アレー、長方形アレー、円形アレー等)で配置されるA個のアンテナにより構成され、複数の到来波を受信する。RF−IF周波数変換部200は、アレーアンテナ部100を介してA個の受信信号を入力し、当該受信信号に対してそれぞれ無線用周波数(RF)を中間周波数(IF)に変換する。
The
指向性制御部300は、RF−IF周波数変換部200により変換されたA個の信号を入力し、当該入力に対して到来波に応じてL個の信号を出力する。この場合、指向性重み係数を変化させることによって、複数の到来波から1つの到来波を抽出し、その到来波に対してAFCを行い、ドップラー周波数が0Hzとなるようにドップラーシフトを補償する。尚、指向性制御部300は、指向性重み係数を、伝送路の状況変化に応じて時々刻々と変化させる。
The
また、ダイバーシティ合成部400は、指向性制御部300からL個の信号を入力し、当該入力信号毎にFFT後に伝送路推定を行い、各入力の合成信号のC/N(Carrier to Noise ratio)が最大になるように最大比合成を行う。
Further,
ここで、OFDM変調信号とガード区間との関係を図2に示す。OFDM変調信号は、ガード区間と有効シンボル区間とから成る。ガード区間として、有効シンボル区間の末尾と同じ波形の信号が有効シンボル区間の先頭に付加されることにより、ガード区間長以内の遅延時間で到来する波によるシンボル間干渉を防ぐことができ、受信品質の劣化を抑えている。 Here, the relationship between the OFDM modulation signal and the guard interval is shown in FIG. The OFDM modulation signal is composed of a guard interval and an effective symbol interval. As a guard interval, a signal having the same waveform as the end of the effective symbol interval is added to the beginning of the effective symbol interval, thereby preventing intersymbol interference caused by waves arriving with a delay time within the guard interval length. Degradation is suppressed.
以下、本来のガード区間のことをHGI(Head Guard Interval)といい、有効シンボル区間の末尾のガード区間をTGI(Tail Guard Interval)という。 Hereinafter, the original guard interval is referred to as HGI (Head Guard Interval), and the last guard interval of the effective symbol interval is referred to as TGI (Tail Guard Interval).
〔指向性制御部(実施例1)〕
以下、図1に示した指向性制御部300について詳細に説明する。この指向性制御部300は、HGIとTGIとが本来同一の信号であることを利用して、これら2つの区間信号の差が最小になるように、後述する指向性重み係数算出部342を動作させる。仮に、同期がとれている方の到来波を所望波とすると、所望波のみが受信され、不要波が受信されていない状態では、2つの信号は完全に同一になる。よって、これら2つの区間信号の差が最小になるように指向性重み係数を決定することにより、指向性制御部300により出力される合成信号を所望波のみの信号とすることができる。
[Directivity control unit (Example 1)]
Hereinafter, the
指向性制御部300の第1の例(実施例1)の構成を図3に示す。この指向性制御部300は、直交復調部310、ドップラー周波数算出部320、収束条件算出部330及び適応指向性算出部340を備えている。直交復調部310は、RF−IF周波数変換部200からA個の信号を入力し、各信号について直交復調を行う。ドップラー周波数算出部320は、移動体である移動受信装置1の進行方向に対して0度方向の指向性パターンと180度方向の指向性パターンとを用いて、ドップラー周波数を算出する。収束条件算出部330は、ドップラー周波数算出部320により算出されたドップラー周波数を用いて、1波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出する。適応指向性算出部340は、収束条件算出部330により算出された収束条件に従い、最適な指向性重み係数を算出して複数の到来波から1つの到来波を抽出し、その到来波の周波数ズレをもとに戻し、ドップラーシフトを補償する。これにより、指向性制御部300は、ドップラーシフトを補償した信号(所望波のみの信号)をダイバーシティ合成部400に出力する。
The configuration of the first example (Example 1) of the
〔直交復調部〕
直交復調部310は、共通ローカル信号発生部311、分配部312、BPF(Band Path Filter)313−1〜A、復調部314−1〜A及びLPF(Low Path Filter)315−1〜Aを備えている。直交復調部310は、RF−IF周波数変換部200により変換された各信号を入力する。これらの信号は、BPF313−1〜Aを通過し、共通ローカル信号発生部311により発生し分配部312により分配された共通ローカル信号を用いて、復調部314−1〜Aにより直交復調が行われる。これにより、直交復調部310は、設置されたアレーアンテナ部100のアンテナ本数分(A個)の複素ベースバンドIQ信号(以降、ベースバンドIQ信号という。)を得ることができる。そして、ベースバンドIQ信号は、LPF315−1〜Aにより帯域制限が行なわれ、A/D変換される(図示省略)。尚、前述の共通ローカル信号発生部311により発生する共通ローカル信号は、当該移動受信装置1のシステムクロックとは独立した信号であってもよい。
(Quadrature demodulator)
The
そして、A個のベースバンドIQ信号は、ドップラー周波数算出部320、収束条件算出部330及び適応指向性算出部340に送られる。また、ドップラー周波数算出部320では、後述する差分成分算出部325がドップラー周波数(図3の(a))を算出し、収束条件算出部330では、後述する収束条件計算部334が適応指向性算出部340で用いる収束条件を算出し、適応指向性算出部340では、その収束条件に基づいて適応的に指向性を制御してAFCした後、ダイバーシティ合成部400に信号が送られる。
Then, the A baseband IQ signals are sent to the Doppler
〔ドップラー周波数算出部〕
ドップラー周波数算出部320は、0度方向指向性重み係数部321−1、180度方向指向性重み係数部321−2、複素乗算部322−1−1〜2−A、アレー合成部323−1,2、ドップラー周波数推定部324−1,2及び差分成分算出部325を備えている。このドップラー周波数算出部320では、0度方向指向性重み係数部321−1及び180度方向指向性重み係数部321−2が移動体である移動受信装置1の進行方向に対してそれぞれ0度方向及び180度方向に指向性パターン(指向性重み係数)を生成し、到来波を分離受信した後に、図4に示すドップラー周波数推定部324がドップラー周波数を推定する。尚、このドップラー周波数には局部発振周波数誤差によって生じる周波数ズレが含まれている。
[Doppler frequency calculator]
The Doppler
複素乗算部322−1−1〜Aは、0度方向指向性重み係数部321−1により生成された0度方向指向性重み係数とベースバンドIQ信号とをそれぞれ複素乗算し、アレー合成部323−1は、これらの信号を合成する。同様に、複素乗算部322−2−1〜Aは、180度方向指向性重み係数部321−2により生成された180度方向指向性重み係数とベースバンドIQ信号とをそれぞれ乗算し、アレー合成部323−2は、これらの信号を合成する。
Complex multipliers 322-1 to 32-1 to A perform complex multiplication on the 0-degree directional weighting factor generated by 0-degree directional weighting factor unit 321-1 and the baseband IQ signal, respectively, and
ドップラー周波数推定部324−1,2は、図4に示すように、有効シンボル長遅延部324−11−1,2、乗算部324−12−1,2、移動平均部324−13−1,2及びドップラー周波数計算部324−14を備えている。ドップラー周波数推定部324−1,2が、アレー合成部323−1,2により合成されたベースバンドIQ信号を入力すると、有効シンボル長遅延部324−11−1は、そのベースバンドIQ信号のうちのI軸データを有効シンボル期間だけ遅延させ、有効シンボル長遅延部324−11−2は、そのベースバンドIQ信号のうちのQ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させる。そして、乗算部324−12−1は、I軸データと遅延させたI軸データとを乗算し、移動平均部324−13−1は、その乗算後の信号により、I軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたI軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Sii(i)をドップラー周波数計算部324−14に出力する。同様に、乗算部324−12−2は、I軸データと遅延させたQ軸データとを乗算し、移動平均部324−13−2は、その乗算後の信号により、I軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたQ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Siq(i)をドップラー周波数計算部324−14に出力する。 As shown in FIG. 4, the Doppler frequency estimation units 324-1 and 324-2 have effective symbol length delay units 324-11-1 and 2, multiplication units 324-12-1 and 2, moving average units 324-13-1, 2 and Doppler frequency calculation unit 324-14. When the Doppler frequency estimation units 324-1 and 324-2 receive the baseband IQ signals synthesized by the array synthesis units 323-1 and 323-2, the effective symbol length delay units 324-11-1 The effective symbol length delay unit 324-11-2 delays the Q-axis data of the baseband IQ signal by the effective symbol period. Multiplying section 324-12-1 multiplies the I-axis data and the delayed I-axis data, and moving average section 324-13-1 uses the multiplied signal to determine the I-axis data and the effective symbol period. For the correlation with the I-axis data delayed by a certain amount, the moving average of the guard period is calculated, and the moving average Sii (i) is output to the Doppler frequency calculation unit 324-14. Similarly, the multiplication unit 324-12-2 multiplies the I-axis data and the delayed Q-axis data, and the moving average unit 324-13-2 determines the I-axis data and the effective symbol based on the signal after the multiplication. For the correlation with the Q-axis data delayed by the period, the moving average of the guard period is calculated, and the moving average Siq (i) is output to the Doppler frequency calculation unit 324-14.
ドップラー周波数計算部324−14は、iシンボル(1OFDMシンボル)毎に、以下の式を用いてドップラー周波数を計算する。
このようにして、ドップラー周波数推定部324−1が0度方向の(+)ドップラー周波数を推定し、ドップラー周波数推定部324−2が180度方向の(−)ドップラー周波数を推定する。そして、差分成分算出部325は、ドップラー周波数推定部324−1により推定された(+)ドップラー周波数、及びドップラー周波数推定部324−2により推定された(−)ドップラー周波数を入力し、(±)ドップラー周波数の差分をとって絶対値を算出する。これにより、収束条件算出部330が収束条件を算出するために使用するドップラー周波数(図3の(a))が決定される。
The Doppler frequency calculation unit 324-14 calculates the Doppler frequency for each i symbol (1 OFDM symbol) using the following equation.
In this way, the Doppler frequency estimation unit 324-1 estimates the (+) Doppler frequency in the 0 degree direction, and the Doppler frequency estimation unit 324-2 estimates the (−) Doppler frequency in the 180 degree direction. Then, the difference
〔収束条件算出部〕
収束条件算出部330は、無指向性重み係数部331、複素乗算部332−1〜A、アレー合成部333及び収束条件計算部334を備えている。この収束条件算出部330は、無指向性重み係数とベースバンドIQ信号との複素演算によって生成された合成信号に対して、所定のフィルタ処理を行い、収束条件を算出し、当該収束条件をダイバーシティ合成部400に出力する。以下、具体的に説明する。
[Convergence condition calculation unit]
The convergence
複素乗算部332−1〜Aは、無指向性重み係数部331からの無指向性重み係数と、直交復調部310からのベースバンドIQ信号とをそれぞれ複素乗算し、アレー合成部333は、これらの信号を合成する。収束条件計算部334は、アレー合成部333から合成信号を、ドップラー周波数算出部320からドップラー周波数をそれぞれ入力し、図5に示すフィルタ処理を行う。図5は、収束条件計算部334によるフィルタ処理を説明するための図である。収束条件計算部334は、アレーアンテナ部100で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅W[Hz]となる狭帯域パワーセンサーにより、fd1からfd2までの周波数の間をスキャンしながら、電力及びオフセット周波数を記録する。fd1はドップラー周波数推定部324−1によって推定された(+)ドップラー周波数であり、fd2はドップラー周波数推定部324−2によって推定された(−)ドップラー周波数である。具体的には、収束条件計算部334は、fd1からfd2までの間のスキャンにおいて、1個目の電力ピークを選択した場合、その1個目のピークの周波数を中心として帯域幅W[Hz]を除き、次の2個目のピークを探す。このようにして、ピークとなる信号の電力及びそのオフセット周波数をそれぞれ記録する。
The complex multipliers 332-1 to 332 -A complex multiply the omnidirectional weight coefficient from the omnidirectional
ここで、指向性パターンの半値幅とドップラー周波数の帯域幅との関係について説明する。図6は、移動体である移動受信装置1の進行方向とアンテナの指向性との関係を示す図である。進行方向を0度とし、アンテナの指向性の中心の角度をθとする。θは時計回りに0度から360度とする。θ=0度のとき、最大ドップラー周波数はFdとなり、θ=180度のとき、最大ドップラー周波数は−Fdとなる。尚、ここではドップラー周波数推定部324−1,2により得られたfd1及びfd2の絶対値の大きい方をFdとする。図6に示す円は、アンテナの指向性の半値幅となるレベルの円であり、指向性パターンとこの円との交点から、半値幅を得るための角度θ1とθ2を得ることができる。指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅W[Hz]は次式によって得ることができる。
fdaは、θをθ1からθ2まで変えたときに得られる最小のドップラー周波数であり、fdbは、θをθ1からθ2まで変えたときに得られる最大のドップラー周波数である。すなわち、収束条件計算部334は、ドップラー周波数算出部320から入力したドップラー周波数からFdを得て、前述の(2)式により、指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅W[Hz]を算出する。
Here, the relationship between the half-value width of the directivity pattern and the bandwidth of the Doppler frequency will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between the traveling direction of the
fda is the minimum Doppler frequency obtained when θ is changed from θ1 to θ2, and fdb is the maximum Doppler frequency obtained when θ is changed from θ1 to θ2. That is, the convergence
そして、収束条件計算部334は、ピークとなる信号の電力及びそのオフセット周波数を記録した後、電力が大きい方から順に適応指向性算出部340の入力数分(L個)だけ周波数オフセットの値を抽出し、L個のうちの1波を所望波とし、残りの(L−1)個の波を不要波とする収束条件を決定する。図5を例にすると、fd1からfd2までの間のスキャンにおいて、それぞれのピークにおける電力及びオフセット周波数を記録した後に、電力が大きい方からL個のP1〜PLの信号を抽出し、P1を所望波及びP2〜PLを不要波とする収束条件として「fd1方向に指向性のピークができ、残り(P2,・・・,PL)はヌルとするような指向性パターンを生成する」を作成する。同様に、P2〜PLをそれぞれ所望波とし残りを不要波とする収束条件を作成する。このようにして、収束条件は、適応指向性算出部340の入力数分(L個)だけ作成される。
The convergence
収束条件算出部330においてL個分の収束条件が算出されると、次に適応指向性算出部340において、各々の収束条件に基づいて重み係数を更新し、複数の到来波を分離受信してAFCにてドップラーシフト補償を行う。
When the convergence
〔適応指向性算出部〕
適応指向性算出部340は、HGI抽出部341−1−1〜L−A、指向性重み係数算出部342−1〜L、複素乗算部343−1−1〜L−A、アレー合成部344−1〜L、TGI抽出部345−1〜L及びAFC回路346−1〜Lを備えている。HGI抽出部341−1−1〜L−Aは、直交復調部310からの各ベースバンドIQ信号に対し、HGIエクストラクション(Extraction)処理、すなわちOFDM変調信号からHGIを抽出する処理を行う。具体的には、図2の信号と図2の信号を有効シンボル長分遅延させた信号とのガード区間分の移動平均を求めて相関出力のピークを検出し(シンボルの境界がピークになる)、そのピークにより有効シンボル区間長からガード区間長を抜き出す。HGI抽出部341−1−1〜L−Aは、HGIを抽出した各ベースバンドIQ信号Xn(t)を指向性重み係数算出部342−1〜Lにそれぞれ出力する。
[Adaptive directivity calculation unit]
The adaptive
一方、TGI抽出部345−1〜Lは、複素乗算部343−1−1〜L−A及びアレー合成部344−1〜Lにより得られた重み合成信号に対し、TGIエクストラクション(Extraction)処理、すなわちOFDM変調信号からTGIを抽出する処理を行う。具体的には、HGIエクストラクション処理と同様に、相関出力のピークを検出し、そのピークにより有効シンボル区間長からガード区間長を抜き出す。TGI抽出部345−1〜Lは、TGIを抽出した重み合成信号yn(t)を指向性重み係数算出部342−1〜Lにそれぞれ出力する。 On the other hand, the TGI extraction units 345-1 to 345 -L perform TGI extraction processing on the weighted synthesized signals obtained by the complex multiplication units 343-1-1 to LA and the array synthesis units 344-1 to 344 -L. That is, processing for extracting the TGI from the OFDM modulated signal is performed. Specifically, as in the HGI extraction process, the correlation output peak is detected, and the guard interval length is extracted from the effective symbol interval length based on the peak. The TGI extraction units 345-1 to 345-1 output the weighted composite signals y n (t) obtained by extracting the TGIs to the directivity weight coefficient calculation units 342-1 to 342 -L, respectively.
ガード区間信号及び重み係数のベクトル表記を以下のように定義すると、
アレーの合成出力は以下のようになる。
但し、上添字T,Hはそれぞれ転置、共役転置を表す。また、下添字n,kはそれぞれダイバーシティ合成部400への入力番号(詳細については後述する)、キャリア番号を表す。
If the vector notation of the guard interval signal and the weighting coefficient is defined as follows,
The combined output of the array is as follows:
However, the superscripts T and H represent transposition and conjugate transposition, respectively. Further, the subscripts n and k represent an input number (details will be described later) and a carrier number to the
上述の2つの区間の誤差信号をen(t)とすれば、最小化すべき評価関数は次式で表される。参照番号rn(t)はyn(t)で代用するのが一般的である。
但し、E[・]は期待値演算である。最適重み係数ベクトルは、
で与えられ、相関行列Rnxx及び相関ベクトルrnxrは次式で表される。
指向性重み係数算出部342−1〜Lは、収束条件算出部330から入力した収束条件を満たすように、(7)式を繰り返して計算する。具体的には、指向性重み係数算出部342−1〜Lは、入力信号の1シンボル区間のサンプル値を1000とすると、HGI及びTGIを用いたMMSEアダプティブアルゴリズムにより、(7)式を繰り返して1000回の計算を行い指向性重み係数を更新する。この処理により、(6)式のE(平均自乗誤差の期待値)が小さくなり、1シンボル区間の計算が終了した後には、所望波にメインビームを向け、不要波にヌルを向ける指向性パターンを作成することが可能な最適な指向性重み係数を得ることができる。例えば、図7に示すように、経験上得られる閾値を知っていれば、繰り返し回数Rで指向性重み係数の更新を停止することができる。そして、複素乗算部343−1−1〜L−Aは、指向性重み係数算出部342−1〜Lから最適な指向性重み係数を入力し、当該最適な重み係数と直交復調部310からのベースバンドIQ信号とを複素乗算し、アレー合成部344−1〜Lは、複素乗算した信号を合成し、合成信号をAFC回路346−1〜Lにそれぞれ出力する。
Assuming that the error signal in the above two sections is e n (t), the evaluation function to be minimized is expressed by the following equation. Reference numbers r n (t) is a common practice to substitute y n (t).
However, E [•] is an expected value calculation. The optimal weight coefficient vector is
The correlation matrix R nxx and the correlation vector r nxr are expressed by the following equations.
The directivity weight coefficient calculators 342-1 to 342-1 to L repeatedly calculate equation (7) so that the convergence condition input from the
以上の処理より、複数の到来波から各到来波を分離することができる。すなわち、AFC回路346−1〜Lに入力される信号が、複数の到来波から分離されたそれぞれの到来波の信号となる。尚、ビームの指向性を鋭くするほど各到来波を分離できるのでアンテナ本数は多いほど良い。 With the above processing, each incoming wave can be separated from a plurality of incoming waves. That is, the signals input to the AFC circuits 346-1 to 346-1 L become the signals of the respective incoming waves separated from the plurality of incoming waves. In addition, since each incoming wave can be separated as the beam directivity becomes sharper, the number of antennas is better.
次に、AFC回路346−1〜Lは、分離された到来波の信号をそれぞれ入力し、ドップラーシフトによって生じた周波数ズレを元に戻す。尚、AFCの詳細な処理については、前述した非特許文献6にも記載されている。 Next, the AFC circuits 346-1 to 346-1 L respectively input the separated incoming wave signals, and restore the frequency shift caused by the Doppler shift. The detailed processing of AFC is also described in Non-Patent Document 6 described above.
図8は、AFCによるドップラーシフトの補償について説明する図である。図8において、多重ドップラーシフトは、各到来波P1〜Pnがそれぞれの到来角とドップラーシフトとを有して合成されたものである。複素乗算部343−1−1〜L−A及びアレー合成部344−1〜Lにより、入力信号Xnと指向性重み係数Wnとの複素乗算によってPn波のみが抽出される。Pn波が抽出された後に、AFC回路346−1〜Lは、ドップラーシフトによる周波数ズレ(+Fd)をAFCによって0Hzにオフセットする(抽出したPn波のオフセット周波数を0にするようにオフセットする)。この処理によりドップラーシフトを補償することができ、P1〜Pnまで同様な処理を行うことにより、多重ドップラーシフトを補償することができる。 FIG. 8 is a diagram for explaining compensation for Doppler shift by AFC. In FIG. 8, the multiple Doppler shift is a combination of the incoming waves P 1 to P n having their respective arrival angles and Doppler shifts. The complex multipliers 343-1-1 to LA and the array synthesizers 344-1 to 34 -L extract only the P n wave by complex multiplication of the input signal X n and the directivity weight coefficient W n . After the P n wave is extracted, the AFC circuits 346-1 to 346-1 -L offset the frequency shift (+ Fd) due to the Doppler shift to 0 Hz by AFC (offset the offset frequency of the extracted P n wave to 0). ). By this process, the Doppler shift can be compensated, and by performing the same process from P 1 to P n , the multiple Doppler shift can be compensated.
以上のように、移動受信装置1に備えた実施例1の指向性制御部300によれば、適応指向性算出部340が、OFDM変調信号のHGIとTGIとの区間信号の差が最小になるように、指向性重み係数を決定して到来波の信号(所望波のみの信号)を分離し、その信号についてオフセット周波数が0になるようにオフセットするようにした。これにより、ドップラーシフトを補償することができる。
As described above, according to the
〔ダイバーシティ合成部〕
次に、キャリア毎にダイバーシティ合成を行うダイバーシティ合成部400について説明する。図9は、Lブランチからなるダイバーシティ合成部400の構成を示す図である。このダイバーシティ合成部400は、FFT部401、SP抽出部402、シンボルフィルタ403、キャリアフィルタ404、重み係数計算部405及び複素乗算部406をブランチ毎に備え、さらに、同相合成部407及びデマッピング部408を備えている。FFT部401はOFDM信号をFFTし、SP抽出部402はSPを抽出し、シンボルフィルタ403は時間方向の内挿処理(シンボルフィルタ)を行う。そして、キャリアフィルタ404は、周波数方向の内挿処理(キャリアフィルタ)を行い、キャリア毎の伝送路特性Hlを求める。重み係数計算部405は、以下の式により重み係数(Wl)を算出する。複素乗算部406は、FFT部401によりFFTされた信号と重み係数(Wl)を複素乗算する。このような一連の処理をブランチ毎に行う。
但し、lはブランチ番号、iはシンボル番号、kはキャリア番号、Lはブランチ総数、Hl *は伝送路特性Hlの共役複素数を表す。
そして、同相合成部407は、複素乗算部406により複素乗算された信号につき、各ブランチの信号を同相合成する。そして、デマッピング部408は、この同相合成された信号をデマッピングする。
[Diversity synthesis department]
Next, the
Here, l is a branch number, i is a symbol number, k is a carrier number, L is the total number of branches, and H l * is a conjugate complex number of the transmission path characteristic H l .
Then, the in-
マルチパスフェージング影響下では、シンボルフィルタ403の内挿処理の違いにより、移動受信特性やマルチパス耐性が異なる。以下、シンボルフィルタ403による内挿処理について、4シンボル等化及び1シンボル等化の2種類の伝送路推定方式を説明する。4シンボル等化は、図10(a)に示すように、時間的に4シンボル離れたSPを使用して直線内挿する方式である。この方式によれば、時変動の影響を受けやすい。しかし、周波数方向に3キャリア毎に内挿されたSPを使用して伝送路推定が行われるため、マルチパス環境下では、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けにくい。一方、1シンボル等化は、図10(b)に示すように、時間方向の内挿は行わず、周波数方向の内挿処理のみを行う方式である。この方式によれば、時変動の影響に強い(影響を受けにくい)。しかし、周波数方向の12キャリア毎のSPのみを使用して伝送路推定が行われるため、マルチパス環境下では、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けやすい。
Under the influence of multipath fading, mobile reception characteristics and multipath tolerance differ depending on the interpolation processing of the
このように、シンボルフィルタ403は、長い遅延時間のマルチパスに対しては、4シンボル等化の内挿処理を行い、短い遅延時間のマルチパスに対しては、1シンボル等化の内挿処理を行うことが望ましい。これについては、特開2005−45664号公報に記載されている。
In this manner, the
以上のように、移動受信装置1に備えたダイバーシティ合成部400によれば、入力信号毎にFFT後に伝送路推定を行って重み係数を算出することにより、各入力の合成信号のC/N(Carrier to Noise ratio)が最大になるように最大比合成を行うようにした。これにより、前述した指向性制御部300による多重ドップラーシフト補償技術と、当該ダイバーシティ合成部400による最大比合成技術とを組み合わせることにより、多重ドップラーシフトを補償すると共に、受信特性をさらに改善することが可能となる。
As described above, according to the
〔指向性制御部(実施例2)〕
以下、図1に示した指向性制御部300の第2の例(実施例2)について、図11を用いて詳細に説明する。この実施例2の指向性制御部300と図3に示した実施例1の指向性制御部300とを比較すると、実施例2の指向性制御部300及び実施例1の指向性制御部300は、直交復調部310、ドップラー周波数算出部320、収束条件算出部330及び適応指向性算出部340を備えている点で同じである。しかし、実施例2の指向性制御部300は、これらの構成に加えて周波数誤差算出部350を備えている点で相違する。すなわち、図11に示す実施例2の指向性制御部300は、入力したA個の信号に対して直交復調を行う直交復調部310、移動体である移動受信装置1の進行方向に対して0度方向の指向性パターンと180度方向の指向性パターンとを用いて、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部320、ドップラー周波数を用いてダイバーシティ合成部400に出力するL個の信号のうち1波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出する収束条件算出部330、収束条件に従って最適な指向性重み係数を算出し、到来波の周波数ズレをもとに戻し、ドップラーシフトを補償する適応指向性算出部340、及び、送信局からの送信周波数と共通ローカルの局部発振周波数との差(局部発振周波数誤差によって生じる周波数ズレ)を算出して共通ローカル信号を補正する周波数誤差算出部350を備えている。
[Directivity control unit (Example 2)]
Hereinafter, a second example (Example 2) of the
図11を参照して、周波数誤差算出部350は、直交復調部310により直交復調されたベースバンドIQ信号(アレーアンテナ部100のアンテナ1本の受信信号)を入力し、当該入力信号における送信局からの送信周波数と共通ローカルの局部発振周波数との差を算出し、その差を補正値として直交復調部310の共通ローカル信号発生部311に出力する。
Referring to FIG. 11, frequency
図12は、図11に示した周波数誤差算出部350の構成を示す図である。この周波数誤差算出部350は、有効シンボル長遅延部351−1,2、乗算部352−1,2、移動平均部353−1,2、共通ローカル周波数計算部354及び減算部355を備え、直交復調部310の共通ローカル信号発生部311により発生する共通ローカル信号の局部発振周波数誤差を補償するための補正値を生成する。
FIG. 12 is a diagram showing the configuration of the frequency
有効シンボル長遅延部351−1は、入力したベースバンドIQ信号のうちのI軸データを有効シンボル期間だけ遅延させ、有効シンボル長遅延部351−2は、入力したベースバンドIQ信号のうちのQ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させる。そして、乗算部352−1は、I軸データと遅延させたI軸データとを乗算し、移動平均部353−1は、その乗算後の信号により、I軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたI軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Sii(i)を共通ローカル周波数計算部354に出力する。同様に、乗算部352−2は、I軸データと遅延させたQ軸データとを乗算し、移動平均部353−2は、その乗算後の信号により、I軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたQ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Siq(i)を共通ローカル周波数計算部354に出力する。
The effective symbol length delay unit 351-1 delays the I-axis data in the input baseband IQ signal by the effective symbol period, and the effective symbol length delay unit 351-2 delays the Q in the input baseband IQ signal. Delay axis data by valid symbol period. The multiplier 352-1 multiplies the I-axis data by the delayed I-axis data, and the moving average unit 353-1 delays the I-axis data and the effective symbol period by the multiplied signal. For the correlation with the I-axis data, the moving average of the guard period is calculated, and the moving average Sii (i) is output to the common
共通ローカル周波数計算部354は、iシンボル(1OFDMシンボル)毎に、以下の式を用いて共通ローカル信号の周波数(f1)を計算する。
そして、減算部355は、その共通ローカル信号の周波数(f1)と送信周波数(f0)との差分をとり、共通ローカル信号の補正値(=f0−f1)を決定する。直交復調部310の共通ローカル信号発生部311は、周波数誤差算出部350から補正値を入力し、共通ローカル信号を補正する。
The common local
Then, the
以上のように、移動受信装置1に備えた実施例2の指向性制御部300によれば、周波数誤差算出部350が、共通ローカル信号の局部発振周波数誤差による周波数ズレを補償するための補正値を算出し、直交復調部310が、その補正値により補正した共通ローカル信号を発生し、直交変換を行いベースバンドIQ信号を出力するようにした。これにより、実施例1の指向性制御部300に比べて、受信特性を一層改善することが可能となる。
As described above, according to the
1 移動受信装置
100 アレーアンテナ部
200 RF−IF周波数変換部
300 指向性制御部
310 直交復調部
311 共通ローカル信号発生部
312 分配部
313 BPF
314 復調部
315 LPF
320 ドップラー周波数算出部
321 指向性重み係数部
322 複素乗算部
323 アレー合成部
324 ドップラー周波数推定部
324−11 有効シンボル長遅延部
324−12 乗算部
324−13 移動平均部
324−14 ドップラー周波数計算部
325 差分成分算出部
330 収束条件算出部
331 無指向性重み係数部
332 複素乗算部
333 アレー合成部
334 収束条件計算部
340 適応指向性算出部
341 HGI抽出部
342 指向性重み係数算出部
343 複素乗算部
344 アレー合成部
345 TGI抽出部
346 AFC回路
350 周波数誤差算出部
351 有効シンボル長遅延部
352 乗算部
353 移動平均部
354 共通ローカル周波数計算部
355 減算部
400 ダイバーシティ合成部
401 FFT部
402 SP抽出部
403 シンボルフィルタ
404 キャリアフィルタ
405 重み係数計算部
406 複素乗算部
407 同相合成部
408 デマッピング部
DESCRIPTION OF
314
320 Doppler frequency calculation unit 321 Directivity weight coefficient unit 322
Claims (6)
前記受信した複数の到来波から、指向性重み係数を変化させて1つの到来波を抽出し、該抽出した到来波に対して、移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響による周波数のズレを是正する指向性制御部と、
前記周波数のズレが是正された各到来波に対し、FFTを行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してFFT後の信号に乗算後同相合成を行うダイバーシティ合成部とを具備することを特徴とする移動受信装置。 An array antenna unit configured with a plurality of antennas and receiving a plurality of incoming waves;
One arriving wave is extracted from a plurality of received arriving waves by changing the directivity weighting coefficient, and frequency deviation due to the influence of Doppler shift occurring in the mobile reception environment is corrected with respect to the extracted arriving waves. A directivity control unit,
A diversity combining unit that performs FFT on each incoming wave in which the frequency deviation is corrected, performs transmission path estimation, calculates a weighting coefficient, and multiplies the signal after FFT to perform in-phase combining; A mobile reception device characterized.
前記指向性制御部は、
受信した到来波に対して、共通ローカル信号を用いて直交復調を行う直交復調部と、
前記直交復調部からの出力を入力して前記移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、
前記ドップラー周波数を用いて、指向性重み係数を更新するための収束条件を算出する収束条件算出部と、
前記算出された収束条件に基づいて指向性重み係数を更新し、複数の到来波から1つの到来波を抽出し、該到来波に対して周波数ズレを是正する適応指向性算出部とを有することを特徴とする移動受信装置。 The mobile receiver according to claim 1, wherein
The directivity control unit is
An orthogonal demodulation unit that performs orthogonal demodulation using a common local signal on the received incoming wave;
A Doppler frequency calculation unit that inputs an output from the quadrature demodulation unit and calculates a Doppler frequency associated with an influence of a Doppler shift that occurs in the mobile reception environment;
Using the Doppler frequency, a convergence condition calculation unit for calculating a convergence condition for updating the directivity weighting factor;
An adaptive directivity calculation unit that updates a directivity weighting factor based on the calculated convergence condition, extracts one incoming wave from a plurality of incoming waves, and corrects a frequency shift with respect to the incoming wave; A mobile receiver characterized by the above.
前記指向性制御部は、さらに、直交復調部が用いる共通ローカル信号について、その局部発振周波数誤差を算出する周波数誤差算出部を有し、
前記直交復調部は、周波数誤差算出部により算出された局部発振周波数誤差を用いて共通ローカル信号を補正し、該補正した共通ローカル信号を用いて直交復調を行うことを特徴とする移動受信装置。 The mobile receiver according to claim 2, wherein
The directivity control unit further includes a frequency error calculation unit that calculates a local oscillation frequency error of the common local signal used by the orthogonal demodulation unit,
The mobile receiver according to claim 1, wherein the orthogonal demodulator corrects a common local signal using the local oscillation frequency error calculated by the frequency error calculator, and performs orthogonal demodulation using the corrected common local signal.
前記ドップラー周波数算出部は、当該移動受信装置の進行方向に対する0度方向の指向性重み係数を用いて0度方向のドップラー周波数を算出し、前記進行方向に対する180度方向の指向性重み係数を用いて180度方向のドップラー周波数を算出し、
前記収束条件算出部は、前記算出されたドップラー周波数を用いて、指向性重み係数を更新するための収束条件を算出することを特徴とする移動受信装置。 The mobile receiver according to claim 2 or 3,
The Doppler frequency calculation unit calculates a Doppler frequency in the 0 degree direction using a directivity weight coefficient in the 0 degree direction with respect to the traveling direction of the mobile receiver, and uses a directivity weight coefficient in the 180 degree direction with respect to the traveling direction. To calculate the Doppler frequency in the 180 degree direction,
The mobile reception apparatus, wherein the convergence condition calculation unit calculates a convergence condition for updating a directivity weighting factor using the calculated Doppler frequency.
前記収束条件算出部は、アレーアンテナ部で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の範囲の帯域の抽出フィルタによって、周波数軸をスキャンしながら、電力のピークを選択し、該ピークを中心とする前記ドップラー周波数の範囲を除いて次の電力のピークを選択する処理を行い、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレに相当するシフト値を収束条件として算出することを特徴とする移動受信装置。 In the mobile receiver as described in any one of Claim 2 to 4,
The convergence condition calculation unit selects a power peak while scanning the frequency axis with an extraction filter in a band of a Doppler frequency range corresponding to the half-value width of the directivity pattern generated by the array antenna unit. A shift value corresponding to a frequency shift due to the influence of the Doppler shift is calculated as a convergence condition. Receiver device.
前記収束条件算出部は、抽出フィルタにより電力のピークを選択する処理を行い、電力の大きい順のシフト値を求め、該求めたシフト値について、そのうちの1つのピークの波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出することを特徴とする移動受信装置。 The mobile receiver according to claim 5, wherein
The convergence condition calculation unit performs a process of selecting a power peak using an extraction filter, obtains a shift value in descending order of power, and uses the peak wave of one of the obtained shift values as a desired wave. A mobile reception apparatus that calculates a convergence condition for an unnecessary wave.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006125912A JP4714636B2 (en) | 2006-04-28 | 2006-04-28 | Mobile receiver and method of operating the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006125912A JP4714636B2 (en) | 2006-04-28 | 2006-04-28 | Mobile receiver and method of operating the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007300337A true JP2007300337A (en) | 2007-11-15 |
JP4714636B2 JP4714636B2 (en) | 2011-06-29 |
Family
ID=38769470
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006125912A Active JP4714636B2 (en) | 2006-04-28 | 2006-04-28 | Mobile receiver and method of operating the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4714636B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102281090A (en) * | 2010-06-13 | 2011-12-14 | 财团法人工业技术研究院 | Estimation device and method for signal incoming angle and communication system thereof |
US11867792B2 (en) | 2020-02-11 | 2024-01-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus with object velocity detection in radar system |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005236678A (en) * | 2004-02-19 | 2005-09-02 | Toyota Motor Corp | Receiver for mobile object |
JP2006157663A (en) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Toshiba Corp | Ofdm receiver for mobile |
-
2006
- 2006-04-28 JP JP2006125912A patent/JP4714636B2/en active Active
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005236678A (en) * | 2004-02-19 | 2005-09-02 | Toyota Motor Corp | Receiver for mobile object |
JP2006157663A (en) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Toshiba Corp | Ofdm receiver for mobile |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102281090A (en) * | 2010-06-13 | 2011-12-14 | 财团法人工业技术研究院 | Estimation device and method for signal incoming angle and communication system thereof |
CN102281090B (en) * | 2010-06-13 | 2013-12-04 | 财团法人工业技术研究院 | Estimation device and method for signal incoming angle and communication system thereof |
US11867792B2 (en) | 2020-02-11 | 2024-01-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus with object velocity detection in radar system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4714636B2 (en) | 2011-06-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3782330B2 (en) | OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus | |
EP1971061B1 (en) | Wireless communication device | |
JP3737264B2 (en) | Diversity receiver | |
JP4405491B2 (en) | OFDM signal receiving method and receiver | |
JP4456497B2 (en) | Receiving device and relay device | |
JP4091854B2 (en) | Array antenna control method and apparatus, and array antenna control program | |
JP4869142B2 (en) | Adaptive antenna | |
JP4531579B2 (en) | Transmitting apparatus and receiving apparatus | |
JP4829849B2 (en) | OFDM signal combining receiver and repeater | |
JP4572601B2 (en) | Wireless communication apparatus, wireless communication method, and computer program | |
JP4688761B2 (en) | OFDM signal combining receiver and repeater | |
JP5178632B2 (en) | OFDM array receiver | |
JP4714636B2 (en) | Mobile receiver and method of operating the same | |
JP3857009B2 (en) | Multi-carrier radio receiver and multi-carrier radio transmitter | |
JP4255916B2 (en) | Multi-carrier signal demodulation circuit and multi-carrier signal demodulation method | |
JP4115466B2 (en) | OFDM receiver | |
JP4854529B2 (en) | OFDM receiver | |
JP3846356B2 (en) | Orthogonal frequency division multiplexing receiver and reception method | |
JP4719102B2 (en) | Propagation path estimation device and path diversity reception device | |
JP4637067B2 (en) | Mobile receiver | |
JP5175253B2 (en) | Single carrier receiver | |
JP4365829B2 (en) | Signal receiving apparatus, signal receiving method, and signal receiving program | |
JP4287308B2 (en) | Frequency offset estimation method and apparatus, and receiving apparatus using the same | |
JP2008160357A (en) | Ofdm receiver for vehicle | |
JP4762186B2 (en) | OFDM receiver |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090116 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101112 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101221 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110218 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110308 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110328 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4714636 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |