JP2007255915A - Pulse radar transmitter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、自動車、航空機や船舶に搭載され、又は陸上に設置されてパルス状の電波を放射し、ターゲットで反射した反射波を捉えて対象物との相対距離及び相対速度を求めるパルスレーダ装置やパルス圧縮レーダ装置においてレーダ波を送信する、パルスレーダ送信機に関する。より詳しくは、このようなパルスレーダ送信機において送出信号を増幅するために用いられる増幅器の制御に関する。 The present invention is a pulse radar device that is mounted on an automobile, an aircraft, a ship, or is installed on land to emit a pulsed radio wave and capture a reflected wave reflected by a target to obtain a relative distance and a relative velocity with respect to an object. The present invention also relates to a pulse radar transmitter that transmits radar waves in a pulse compression radar apparatus. More specifically, the present invention relates to control of an amplifier used for amplifying a transmission signal in such a pulse radar transmitter.
現在レーダとして用いられているものの多くはパルスレーダである。一般にパルスレーダは距離の遠いターゲットを検出し、ターゲットまでの距離を測定することができる。図１は、従来のパルスレーダ装置１におけるパルスレーダ送信機２の概略構成を示すブロック図である。
パルスレーダ送信機２は、発振器１１において高周波信号（ＣＷ）を発生させ、この高周波信号をスイッチ２２へ入力し、制御部３に設けられた制御回路１６が所望のパルス幅に対応する間隔でスイッチ２２を開閉することによって、連続する高周波信号をパルス状のパルス信号に成形する。
Many of those currently used as radar are pulse radars. In general, a pulse radar can detect a target at a long distance and measure the distance to the target. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a
The
成形されたパルス信号は、アンテナ１４によって送出される前に、直列に多段接続された複数の増幅器５０ａ〜５０ｎによって増幅される。このとき、各増幅器５０ａ〜５０ｎには、パルス部分を入力している期間（すなわち入力信号に信号レベルがある期間）の間だけ電源が供給され、パルス部分とパルス部分の間の信号レベルがない期間には各増幅器５０ａ〜５０ｎへの電源の供給を停止することによって消費電力を節約している。
このため各増幅器５０ａ〜５０ｎにそれぞれ電源を供給するドライバ回路６０ａ〜６０ｎは、各増幅器がパルス部分を入力する期間に前後に１００ｎｓ程度のマージンを持たせた期間だけ、安定化電源回路９０から供給される電源電圧を各増幅器５０ａ〜５０ｎに供給する。この様子を図２に示す。
なお以下の説明において、各増幅器５０ａ〜５０ｎを総称する場合には増幅器５０と記すことがあり、ドライバ回路６０ａ〜６０ｎを総称する場合にはドライバ回路６０と記すことがある。
The shaped pulse signal is amplified by a plurality of
Therefore, the driver circuits 60a to 60n that supply power to the
In the following description, the
図２は、スイッチ２２の開閉並びに増幅器５０への電源供給及び停止（オンオフ動作）によるパルス成形の様子の説明図である。図示の信号ａ及び信号ｂは、図１のａ部分及びｂ部分に現れる信号であり、それぞれスイッチ２２を開閉する制御回路１６からの制御信号、及びドライバ回路６０ａ〜６０ｎによる増幅器５０ａ〜５０ｎへの電源供給を開始及び停止する制御回路１６からの制御信号を示す。
また、図２に示す信号Ａ及び信号Ｂは図１のＡ部分及びＢ部分に現れる信号であり、それぞれ高周波の連続波をスイッチ２２によりパルス成形した信号、及びパルス成形された信号を増幅器５０によって増幅した後の信号を示す。
FIG. 2 is an explanatory view of the state of pulse shaping by opening / closing the
Signals A and B shown in FIG. 2 are signals appearing in the parts A and B of FIG. 1, and a signal obtained by pulse-forming a high-frequency continuous wave by the
図示する通り、制御回路１６からの制御信号ａにより、スイッチ２２は所定の繰り返し周期Ｔで所望のパルス幅Ｗの間だけ閉じ、その他の期間において開放される。これによってスイッチ２２は発振器１１で発生した高周波信号を信号Ａに示すようなパルス状に成形する。
一方で、制御回路１６からの制御信号ｂによって、ドライバ回路６０は、成形されたパルス信号に同期するタイミングで、かつこのパルス信号の前後に所定のマージンを持たせた時間だけ増幅器５０へ電源を供給することによって、成形されたパルス信号を信号Ｂに示すような所定の送信電力値Ｐの信号に増幅する。
As shown in the figure, the control signal a from the
On the other hand, according to the control signal b from the
また、パルスレーダ送信機２では、パルスレーダの方式及び用途によって、送信するパルス信号の種類を切り替える。例えば測定範囲を広げ遠距離までパルス信号を送出する必要がある場合には大きい出力電力のパルス信号を用い、また測定範囲が狭くパルス信号の送出距離が近距離までで足りる場合には小さい出力電力のパルス信号を用いる。
また、高い分解能を必要とする場合にはパルス幅が短いパルス信号を用い、そうでない場合にはパルス幅が長いパルス信号を用いる。
The
If high resolution is required, a pulse signal with a short pulse width is used, and if not, a pulse signal with a long pulse width is used.
したがって、パルスレーダ送信機２が送信するパルス信号を分類すると、高出力及び長パルスのパルス信号と、高出力及び短パルスのパルス信号と、低出力及び長パルスのパルス信号と、低出力及び短パルスのパルス信号とに分類される。
この分類分けを図３に示す。送信機２を、それぞれ第１モードで使用する場合には高出力及び長パルスのパルス信号が、第２モードで使用する場合には高出力及び短パルスのパルス信号が、それぞれ第３モードで使用する場合には低出力及び長パルスのパルス信号が、第４モードで使用する場合には低出力及び短パルスのパルス信号が送信される。
Therefore, when the pulse signals transmitted by the
This classification is shown in FIG. When the
送信パルス信号のパルス幅Ｗの長短の切り換えは、制御回路１６が、スイッチ２２を開閉する制御信号ａ、及び増幅器５０ａ〜５０ｎへの電源の供給及び停止を制御する制御信号ｂの、各々パルス幅を変更することによって行う。
送信パルス信号の出力電力の切り換えは、図１に示す可変減衰器２１により行う。制御回路１６は、可変減衰器２１の減衰量を調整することによって発振器１１で発生した高周波信号を所定量だけ減衰させることによって、所定の信号レベルに調整する。
The switching of the pulse width W of the transmission pulse signal is performed by changing the pulse widths of the control signal a for the
The output power of the transmission pulse signal is switched by the variable attenuator 21 shown in FIG. The
上記の従来のパルスレーダ送信機には、以下に説明するいくつかの欠点がある。
第１に、パルスレーダ送信機２がパルス信号を高出力で送信するか低出力で送信するかによって、増幅器５０ａ〜５０ｎの動作領域が変わるという問題がある。
図４に一般的な増幅器の入出力電力特性を示す。一般にレーダ装置では、出力電力を安定化させかつ増幅器の増幅効率を高めるために、増幅器を飽和領域Ａ１（非線形動作領域）で使用する場合が多い。しかし、上記の通り送信パルス信号の出力電力の切り換えを増幅器の前段の減衰器２１で行うと、低出力時に入力レベルが低下して増幅器が線形領域Ａ２内で動作する。
The conventional pulse radar transmitter described above has several drawbacks described below.
First, there is a problem that the operation area of the
FIG. 4 shows input / output power characteristics of a general amplifier. In general, a radar apparatus often uses an amplifier in a saturation region A1 (nonlinear operation region) in order to stabilize output power and increase the amplification efficiency of the amplifier. However, when the output power of the transmission pulse signal is switched by the attenuator 21 at the front stage of the amplifier as described above, the input level is lowered at the time of low output, and the amplifier operates in the linear region A2.
このため、まず低出力時においてパルス高さの変動が大きくなるという問題がある。この様子を図５の（Ａ）及び図５の（Ｂ）を参照して説明する。すなわち高出力時においては増幅器が飽和動作を行うために、発振器１１の出力レベルの変動や増幅器自体の温度変動による出力波形への影響が緩和されていたところ、低出力時には線形動作を行うためこのようなパルス高さの変動が大きくなる。
For this reason, there is a problem that the fluctuation of the pulse height becomes large at the time of low output. This will be described with reference to FIGS. 5A and 5B. That is, since the amplifier performs a saturation operation at a high output, the influence on the output waveform due to the fluctuation of the output level of the
またレーダ装置の装置特性を変えないためには、送信パルスの位相変動を抑えることが望ましい。しかし従来のパルスレータ送信機では、高出力時と低出力時で増幅器の動作領域が異なることにより、増幅器による位相ずれ量に差が生じ位相変動が生じていた。
さらに、高出力時は飽和動作のため効率が高いが、低出力時は線形動作のため効率が低下するといった問題があった。
In order not to change the device characteristics of the radar device, it is desirable to suppress the phase variation of the transmission pulse. However, in the conventional pulse modulator transmitter, the operational region of the amplifier is different between the high output and the low output, thereby causing a difference in the phase shift amount due to the amplifier and causing phase fluctuation.
Further, there is a problem that the efficiency is high because of the saturation operation at the time of high output, but the efficiency is lowered because of the linear operation at the time of low output.
第２に、送信機の動作モードによって増幅器へ供給される電源電圧が変動するため、送信パルス信号の出力電力値の設定が煩雑になるという問題があった。この理由を図６及び図７を参照して説明する。
図６は、レーダ送信機のような高周波回路に用いられる増幅器５０の構成例を示す図である。図示するとおり増幅器５０は、増幅素子としての電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」と記す）５１を備える。ＦＥＴ５１のゲート端子は、直流成分除去用のキャパシタＣ１を介して入力端子に接続され、また直流ゲートバイアス電圧ＶＧＧが高周波信号帯では十分高いインピーダンスのチョークインダクタＬ１を介して印加される。
一方でソース端子は接地され、ドレイン端子には高周波信号帯では十分高いインピーダンスのチョークインダクタＬ２を介して電源電圧ＶＤＤが印加される。そして、ドレインソース間電圧ＶＤＳからキャパシタＣ２によって直流成分を除去した増幅信号を、出力信号として取り出す。
ここで、ドレイン端子から取り出す増幅信号に、直流成分として電源電圧ＶＤＤを含み、電圧ＶＤＤを中心として振動する交流信号（高周波信号）となるため、ドレイン端子に印加される電源電圧ＶＤＤは「ドレインバイアス電圧」と呼ばれることがある。
Second, since the power supply voltage supplied to the amplifier varies depending on the operation mode of the transmitter, there is a problem that the setting of the output power value of the transmission pulse signal becomes complicated. The reason for this will be described with reference to FIGS.
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of an
On the other hand, the source terminal is grounded, and the power supply voltage V DD is applied to the drain terminal via the choke inductor L2 having a sufficiently high impedance in the high frequency signal band. Then, the amplified signal to remove the DC component by the capacitor C2 from the drain-source voltage V DS, taken out as an output signal.
Here, since the amplified signal extracted from the drain terminal includes the power supply voltage V DD as a DC component and becomes an AC signal (high frequency signal) that oscillates around the voltage V DD , the power supply voltage V DD applied to the drain terminal is Sometimes called “drain bias voltage”.
図７は、増幅器５０にドレインバイアス電圧を供給するドライバ回路６０の構成図である。ドライバ回路６０は、電源を供給する安定化電源回路９０と増幅器５０のドレイン端子との間を開閉するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳ−ＦＥＴ」と記す）６２と、図２に示した制御回路１６からのパルス信号ｂに従ってＭＯＳ−ＦＥＴ６２を駆動するドライバＩＣ６１と、安定化電源回路９０から供給される電源電圧を平滑するための平滑用コンデンサＣ３と、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを所定の電圧値に調整するための抵抗Ｒ１とを備えて構成される。
FIG. 7 is a configuration diagram of a
まず、ドレインバイアス電圧ＶＤＤの変動は、送信パルス信号のパルス幅の違いによって生じる。動作モードに応じて送信パルス信号のパルス幅Ｗは変化するが、繰り返し周期Ｔには変化がないためＭＯＳ−ＦＥＴ６２のソース端子に流れ込むパルス電流のデューティー比が変化する。
すると、安定化電源回路９０から流れる直流電流値ＩＤＣに変化が生じるため、安定化電源回路９０とＭＯＳ−ＦＥＴ６２との間に存在する抵抗成分ｒに生じる電圧降下のためにＭＯＳ−ＦＥＴ６２のドレイン端子の電位が変わり、その結果としてドライバ回路６０のドレインバイアス電圧ＶＤＤの変動を招く。
First, the fluctuation of the drain bias voltage V DD is caused by the difference in the pulse width of the transmission pulse signal. Although the pulse width W of the transmission pulse signal changes according to the operation mode, the duty cycle of the pulse current flowing into the source terminal of the MOS-
Then, since a change occurs in the direct current value I DC flowing from the stabilized
また、ドレインバイアス電圧ＶＤＤは、電圧値調整用の抵抗Ｒ１を流れる増幅器５０の消費電流Ｉｐの変化によっても変動する。特に、多段接続された増幅器５０ａ〜５０ｎの最終段に使用される高出力の増幅器５０ｎでは、出力電力の相違による消費電流の変化が大きい。このためパルスレータ送信機２が高出力時で動作する際（動作モード１及び２のとき）のドレインバイアス電圧ＶＤＤが、低出力時（動作モード３及び４のとき）におけるそれよりもかなり低くなるため、高出力時と低出力時とでパルスレータ送信機２の出力電力差を大きくとることに関して障害となっていた。
Further, the drain bias voltage V DD also fluctuates due to a change in the consumption current Ip of the
上記問題点に鑑み、本発明は、送信パルスの波形変動やレーダ装置の装置特性の変動を伴うことなく、送信パルス信号のパルス幅や出力電力を良好に変更することが可能なパルスレーダ送信機を提供することを目的とする。 In view of the above problems, the present invention provides a pulse radar transmitter capable of satisfactorily changing the pulse width and output power of a transmission pulse signal without accompanying fluctuations in the waveform of the transmission pulse and fluctuations in the characteristics of the radar apparatus. The purpose is to provide.
上記目的を達成するために、本発明では、送信パルス信号を増幅するために設けられた多段接続された増幅器から成る増幅器群の各段のうち、少なくとも最終段を複数の増幅器を並列に接続して構成し、並列接続された複数の増幅器の一部を送信パルス信号の送信レベルに応じて停止させる。また、送信パルス信号の送信レベルに応じて、増幅器に供給する電源電圧を可変制御する。
並列接続された複数の増幅器の一部を停止させて、または増幅器に供給する電源電圧を可変制御させて送信パルス信号の送信レベル（すなわち出力電力）を変更することによって、増幅器を飽和領域で動作させたまま送信パルス信号の送信レベルを変更することが可能になるので、増幅器の動作領域が変わることにより生じる上記問題点が解消される。また、送信レベルを下げるときに最終段の増幅器の一部を停止することによって、可変減衰器を使用する従来の送信機と比べて消費電力が小さくなる。
In order to achieve the above object, according to the present invention, at least the final stage of each stage of an amplifier group including amplifiers connected in multiple stages provided to amplify a transmission pulse signal is connected in parallel. A part of the plurality of amplifiers connected in parallel is stopped according to the transmission level of the transmission pulse signal. The power supply voltage supplied to the amplifier is variably controlled according to the transmission level of the transmission pulse signal.
Operate the amplifier in the saturation region by changing the transmission level (ie, output power) of the transmission pulse signal by stopping some of the multiple amplifiers connected in parallel or by variably controlling the power supply voltage supplied to the amplifier Since it is possible to change the transmission level of the transmission pulse signal without changing the above, the above-mentioned problem caused by changing the operation area of the amplifier is solved. Further, by stopping a part of the final stage amplifier when the transmission level is lowered, power consumption is reduced as compared with a conventional transmitter using a variable attenuator.
すなわち、本発明によるパルスレーダ送信機は、多段接続された増幅器から成る増幅器群によって送出するべき送信パルス信号を増幅するパルスレーダ送信機であって、増幅器群の各段の少なくとも最終段を複数の増幅器を並列に接続して構成し、並列接続された複数の増幅器のうちの一部を送信パルス信号の送信レベルに応じて停止させる切替回路と、少なくとも送信レベルに応じて増幅器に供給する電源電圧を可変制御する電圧変更回路と、を備えて構成される。 That is, the pulse radar transmitter according to the present invention is a pulse radar transmitter that amplifies a transmission pulse signal to be transmitted by an amplifier group composed of amplifiers connected in multiple stages, and at least the last stage of each stage of the amplifier group includes a plurality of stages. A switching circuit configured by connecting amplifiers in parallel and stopping a part of the plurality of amplifiers connected in parallel according to the transmission level of the transmission pulse signal, and a power supply voltage supplied to the amplifier according to at least the transmission level And a voltage changing circuit for variably controlling the above.
ここで、電圧変更回路を、並列接続された複数の増幅器のうち切替回路により停止された増幅器以外へ供給する電源電圧を低減するように構成してよい。このように並列接続された複数の増幅器の一部を停止し、残りの増幅器へ供給する電源電圧を低減することにより、高い送信レベルで信号を送信する場合と低い送信レベルで信号を送信する場合との間の送信レベル差を広げることが可能となる。 Here, the voltage changing circuit may be configured to reduce the power supply voltage supplied to the amplifiers other than the amplifier stopped by the switching circuit among the plurality of amplifiers connected in parallel. When transmitting signals at a high transmission level and signals at a low transmission level by stopping a part of a plurality of amplifiers connected in parallel in this way and reducing the power supply voltage supplied to the remaining amplifiers It becomes possible to widen the transmission level difference between the two.
増幅器を電界効果トランジスタで実現することとしてよい。この場合、そのゲート端子に信号を入力し、ソース端子を接地し、ドレイン端子には負荷インダクタンスを介してドレインバイアス電圧を印加する。そしてドレインバイアス電圧をオン及びオフするによって増幅器を作動及び停止させる。パルスレーダ送信機には、ドレインバイアス電圧をオン及びオフするための駆動回路を設けてよい。また、電圧変更回路はドレインバイアス電圧を変更することとしてよい。 The amplifier may be realized by a field effect transistor. In this case, a signal is input to the gate terminal, the source terminal is grounded, and a drain bias voltage is applied to the drain terminal via a load inductance. The amplifier is activated and deactivated by turning on and off the drain bias voltage. The pulse radar transmitter may be provided with a drive circuit for turning on and off the drain bias voltage. The voltage changing circuit may change the drain bias voltage.
この駆動回路は、送信パルスに同期してドレインバイアス電圧を間欠制御するＭＯＳ型電界効果トランジスタを備えて構成してよい。本構成により高速に大電流をオンオフ切替が可能となる。また増幅器を間欠動作させることによって消費電力を節約する。
一方で、増幅器群のうち最終段以外の段では、増幅器の消費電力がもともと小さいので、これらの段ではドレインバイアス電圧の間欠制御を行わなくともよい。これにより駆動回路数を節減することが可能となる。
The drive circuit may include a MOS field effect transistor that intermittently controls the drain bias voltage in synchronization with the transmission pulse. With this configuration, a large current can be switched on and off at high speed. Further, power consumption is saved by intermittently operating the amplifier.
On the other hand, in the amplifier group other than the final stage, the power consumption of the amplifier is originally small, and therefore it is not necessary to perform intermittent control of the drain bias voltage in these stages. As a result, the number of drive circuits can be reduced.
電圧変更回路は、一方の端子が定電圧電源に各々接続される異なる抵抗値の複数の抵抗と、複数の抵抗の他方の端子をドレイン端子との間をそれぞれ開閉する複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタと、を備えて構成してよい。このように構成すれば、高速及び大電流の電源電圧の切替が可能となる。
そしてパルスレーダ送信機は、送信パルス信号の送信レベルまたはパルス幅に応じて、複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタのうちのいずれを駆動するかを選択する選択信号を生成する制御回路を備える。
パルス幅に応じて定電圧電源とドレイン端子との間に接続される抵抗を切り替えることによって、パルス幅に応じたデューティー比の変化によるドレインバイアス電圧の変動を防止することが可能となる。
The voltage change circuit includes a plurality of MOS field effect transistors each having one terminal connected to a constant voltage power supply and having a plurality of different resistance values and the other terminal of the plurality of resistors opened and closed between a drain terminal. And may be configured. With this configuration, it is possible to switch between high-speed and large-current power supply voltages.
The pulse radar transmitter includes a control circuit that generates a selection signal for selecting which of the plurality of MOS field effect transistors to be driven according to the transmission level or pulse width of the transmission pulse signal.
By switching the resistor connected between the constant voltage power source and the drain terminal according to the pulse width, it becomes possible to prevent the drain bias voltage from changing due to the change of the duty ratio according to the pulse width.
本発明により、送信パルスの波形変動やレーダ装置の装置特性の変動を伴うことなく、送信パルス信号のパルス幅や出力電力を良好に変更することが可能なパルスレーダ送信機が提供される。 The present invention provides a pulse radar transmitter capable of satisfactorily changing the pulse width and output power of a transmission pulse signal without causing fluctuations in the waveform of the transmission pulse and fluctuations in the characteristics of the radar apparatus.
以下、本発明の好適な実施例を説明する前に、本発明の基本原理を説明する。図８は本発明によるパルスレーダ送信機の基本構成図である。
パルスレーダ装置１において、レーダ波を送信するパルスレーダ送信機２は、発振器１１において高周波信号（ＣＷ）を発生させ、この高周波信号をスイッチ２２へ入力する。所望のパルス幅に対応する間隔でスイッチ２２を開閉することによって、連続する高周波信号をパルス状の送信パルス信号に成形する。
スイッチ２２は制御部３に設けられた制御回路１６からの制御信号に従って開閉動作を行う。このとき制御回路１６は、スイッチ２２を閉じる時間を変更することによって、送信パルス信号のパルス幅を切り替える。
Before describing the preferred embodiments of the present invention, the basic principle of the present invention will be described below. FIG. 8 is a basic configuration diagram of a pulse radar transmitter according to the present invention.
In the
The
成形された送信パルス信号はアンテナ１４によって送出される前に、直列に多段接続された複数の増幅器５０ａ〜５０ｍ、５０ｎによって増幅される。
各増幅器５０ａ〜５０ｍ、５０ｎにそれぞれ電源を供給するドライバ回路６０ａ〜６０ｍ、６０ｎは、各増幅器５０に送信パルス信号のパルス部分が入力される間（すなわち入力信号に信号レベルがある期間）だけ、各増幅器５０ａ〜５０ｍ、５０ｎに電源電圧を供給する。実際にはパルス部分の前後に所定の余裕（例えば１００ｎｓ程度）を持たせた期間だけ電源電圧を供給する。
このように各増幅器５０へ電源を供給することによって、パルス部分とパルス部分の間の信号レベルがない期間に電源供給を停止して消費電力を節約すると共に、各増幅器５０の立ち上がり／立ち下がりに生じる出力信号のダレを防止する。
The shaped transmission pulse signal is amplified by a plurality of
The driver circuits 60a to 60m and 60n that supply power to the
By supplying power to each
各ドライバ回路６０は、各増幅器５０へ電源を供給及び停止するタイミングを、制御回路１６からの制御信号に従って決定する。制御回路１６は、スイッチ２２の開閉タイミングに同期してスイッチ２２を閉じる期間の前後に余裕を持たせた期間だけ各ドライバ回路６０が電源電圧を供給するように、電源の供給及び停止タイミングを決定する。
各ドライバ回路６０は、制御回路１６により指示されたタイミングで、後述する電圧変更回路３０を経由して安定化電源回路９０から供給される電源を各増幅器５０へ供給する。
Each
Each
パルスレーダ送信機２が送信するパルス信号を分類すると、図９に示すようになる。すわなち、第１モードで送信機２を使用する場合には高い出力電力及び長パルスのパルス信号を、第２モードで使用する場合には高出力電力及び短パルスのパルス信号を、それぞれ第３モードで使用する場合には低出力電力及び長パルスのパルス信号を、第４モードで使用する場合には低出力電力及び短パルスのパルス信号を送信する。
The pulse signals transmitted by the
図８に戻り、本発明では多段接続された増幅器群５０ａ〜５０ｍ、５０ｎのうちの最終段を、並列接続した増幅器５０ｍ及び５０ｎで構成する。そして、低い出力電力で送信パルス信号を送信する場合には、並列接続した最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのうち一方への電源供給を停止する。このために、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎへそれぞれ電源を供給するドライバ回路６０ｍ及び６０ｎと、制御回路１６との間に切替回路７０を備える。
制御回路１６は、パルスレーダ送信機２が動作する動作モードに応じて、送信出力電力を表す出力電力指示信号を生成しこれを切替回路７０に出力する。制御回路１６は、パルスレーダ送信機２の動作モードを表す動作モード指示信号を生成して、動作モード指示信号に応じて出力電力指示信号を生成してよく、動作モード指示信号を出力電力指示信号として使用してもよい。
Returning to FIG. 8, in the present invention, the final stage of the
The
切替回路７０は、パルス信号を低い出力電力で送信することを示す出力電力指示信号に応答して、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのいずれか一方への電源供給を停止する。例えば、切替回路７０は、ドライバ回路６０ｍ及び６０ｎのうちいずれか一方に対して、制御回路１６からの制御信号を遮断することによって、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのいずれか一方への電源供給を停止することとしてよい。
図９に示す例では、パルス信号を低い出力電力で送信するモード３及び４において、増幅器５０ｎへの電源供給を停止する。
In response to the output power instruction signal indicating that the pulse signal is transmitted with low output power, the switching
In the example shown in FIG. 9, the power supply to the amplifier 50n is stopped in
本発明では、送信パルス信号の出力電力を下げる手段として、並列接続した増幅器のうち一方への電源供給を停止する手法を採るため、増幅器への入力電力を下げる必要がない。このため、従来のように送信パルス信号の出力電力を変えても、動作領域を変えることなく増幅器を使用することが可能である。
そこで本発明では、増幅器５０を、図１０に示す非線形領域Ａ１内に動作領域を留めたまま使用する。好適には出力レベルがＰ２ｄＢ〜Ｐ５ｄＢとなる領域において増幅器５０を使用する。このように増幅器５０の動作領域を非線形領域Ａ１内に留めたまま使用することによって、出力レベルの相違によるパルスレーダ送信機２の装置特性の変化を小さくして、安定したレーダ波を送信する。
In the present invention, as a means for reducing the output power of the transmission pulse signal, a method of stopping the power supply to one of the amplifiers connected in parallel is employed, so there is no need to reduce the input power to the amplifier. For this reason, it is possible to use an amplifier without changing the operation region even if the output power of the transmission pulse signal is changed as in the prior art.
Therefore, in the present invention, the
上述の通り、パルス信号を低い出力電力で送信するモード３及び４では、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのうちの一方の増幅器５０ｍの電源供給が停止するが、さらに本発明では図９に示すように残りの他の増幅器５０ｎに対して供給される電源電圧を低減する。このためパルスレーダ送信機２は、図８に示すように、動作モードに応じて各増幅器５０へ供給される電源の電圧を変更する電圧変更回路３０を備える。
As described above, in
図１１は、安定化電源回路９０との間に電圧変更回路３０が挿入された場合の各ドライバ回路６０の構成図である。ここで、各ドライバ回路６０が電源を供給する各増幅器５０は、図６を参照して説明した上記の増幅器と同様に構成されるものとして以下説明する。
ドライバ回路６０は、電源を供給する安定化電源回路９０と増幅器５０のドレイン端子との間を開閉するＭＯＳ−ＦＥＴ６２と、電源供給タイミング及び停止タイミングを指示する制御回路１６からの制御信号に従ってＭＯＳ−ＦＥＴ６２を駆動するドライバＩＣ６１と、安定化電源回路９０から供給される電源電圧を平滑するための平滑用コンデンサＣ３と、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを所定の電圧値に調整するための抵抗Ｒ１とを備えて構成される。
FIG. 11 is a configuration diagram of each
The
図示するように、電圧変更回路３０は、ドライバ回路６０と安定化電源回路９０との間に設けられる。そして、パルスレーダ送信機２の動作モードを表す動作モード指示信号を制御回路１６から入力して、動作モードに応じて、例えばドライバ回路６０と安定化電源回路９０との間の抵抗値を変更することによって、ドライバ回路６０が出力するドレインバイアス電圧ＶＤＤを変更する。
図６に示すように、増幅器５０は、増幅素子であるＦＥＴ５１のドレイン端子にインダクタンス負荷Ｌを介してドレインバイアス電圧ＶＤＤを印加し、接地されたソース端子とドレイン端子との間のドレインソース間電圧ＶＤＳを出力信号として取り出す。
電圧変更回路３０は、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを変更することによってドレインソース間に現れる出力信号の電圧振幅を変化させて、増幅器５０の出力電力を変更する。
As illustrated, the
As shown in FIG. 6, the
The
図１２の（Ａ）〜図１２の（Ｄ）を参照して、電圧変更回路３０によるドレインバイアス電圧ＶＤＤの調整例を示す。
図７を参照して上記説明した通り、ドレインバイアス電圧ＶＤＤは、電圧値調整用の抵抗Ｒ１を流れる増幅器５０の消費電流Ｉｐの変化によって変動しパルスレータ送信機２が高出力時で動作する際（動作モード１及び２のとき）のドレインバイアス電圧ＶＤＤが、低出力時（動作モード３及び４のとき）におけるそれよりもかなり低くなる。この様子を図１２の（Ａ）に示す。このため、高出力時と低出力時におけるパルスレータ送信機２の出力電力差を大きくとることに関して障害となっていた。
そこで電圧変更回路３０は、パルスレータ送信機２がパルス信号を送信する出力電力が高出力であるか低出力であるかに応じて、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを変更する。たとえば電圧変更回路３０は、高出力であるか低出力であるかに応じて、ドライバ回路６０と安定化電源回路９０との間の抵抗値を変えることによって、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを変更する。
このようにして、図１２の（Ｂ）に示すように低出力時に供給されるドレインバイアス電圧ＶＤＤを高出力時におけるそれよりも低くする。送信パルス信号を低出力で送信する場合の出力電力を低くし、高出力時と低出力時における出力電力差を大きくとることが可能となる。
An adjustment example of the drain bias voltage V DD by the
As described above with reference to FIG. 7, the drain bias voltage V DD fluctuates due to a change in the consumption current Ip of the
Therefore, the
In this way, as shown in FIG. 12B, the drain bias voltage V DD supplied at the time of low output is made lower than that at the time of high output. When the transmission pulse signal is transmitted at a low output, the output power can be reduced, and the difference in output power between the high output and the low output can be increased.
また電圧変更回路３０は、従来、図１２の（Ｃ）に示すように送信パルス信号のパルス幅の違いによるデューティー比変化のために変動していたドレインバイアス電圧ＶＤＤを、図１２の（Ｄ）に示すように一定に保つために使用してよい。
このため電圧変更回路３０は、パルスレータ送信機２が送信するパルス信号のパルス幅に応じて、例えばドライバ回路６０と安定化電源回路９０との間の抵抗値を変えることによって、パルス幅の変動にかかわらずドレインバイアス電圧ＶＤＤを一定に保ってもよい。
Further, the
For this reason, the
このようにパルス信号を低い出力電力で送信するモード３及び４において、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのうちの一方の電源供給を停止すると共に、他方に対して供給される電源電圧を低減することによって、図１３に示すように、高電力時（モード１及び２）と低出力時（モード３及び４）との間における、飽和動作時における出力電力の差ΔＬを大きくすることが可能となる。
Thus, in
図１４に、本発明の実施例によるパルスレーダ装置の概略構成図を示す。
パルスレーダ装置１は、ターゲットに向けてパルスレーダ波を送出するとともに、ターゲットから反射した反射波を受信するアンテナ１４と、パルスレーダ波を生じるパルス信号をアンテナ１４に供給する送信機２と、アンテナ１４が受信した受信波を所定の中間周波数まで復調する受信機４と、送信機２が生成したパルス信号をアンテナ１４に供給するとともにアンテナ１４が受信した受信信号を受信機４に供給するサーキュレータ１３を備える。
また、パルスレーダ装置１は、送信機２により生成されるパルス信号の元となる高周波の連続波信号、及び受信機４が受信波を周波数変換する際に使用する局部交流信号Ｌｏを発生させる電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１と、ＶＣＯ１１が発生させたこれら高周波信号及び局部交流信号Ｌｏをそれぞれ送信機２及び受信機４に分配する分配器１２と、オペレータがパルスレーダ装置１に動作モードを指定する操作パネル１５と、設定された動作モードに応じた制御信号を生成して送信機２の各部へ出力することにより送信機２によるパルス波の生成動作を制御する制御回路１６と、受信機４により所定の中間周波数まで復調された受信信号を処理してターゲットまでの相対距離及び相対速度などの検出結果を導出する信号処理回路１７と、導出された検出結果を表示する表示器１８とを備える。
FIG. 14 shows a schematic configuration diagram of a pulse radar apparatus according to an embodiment of the present invention.
The
In addition, the
受信機４は、アンテナ１４による受信電波ＲＦを増幅する低雑音増幅器４１と、ＶＣＯ１１が発生させた局部交流信号Ｌｏによって受信電波ＲＦを、信号処理回路が扱える周波数帯の中間周波数信号ＩＦへ変換する周波数変換器４３と、中間周波数増幅器４５と、各帯域濾過フィルタ４２及び４４とを備えて構成される。
The
送信機２は、図８を参照して説明した本発明によるパルスレーダ送信機の基本構成と同様の構成を有する。したがって同じ構成要素には同じ参照番号を付すこととし、これら同じ参照番号を有する構成要素同士は、以下に詳細に説明するもののほか、同様の機能を有する。
以上、本実施例によるパルスレーダ装置１の概略構成を説明したが、本発明の特徴は送信機２の構成及び動作にあり、以下、送信機２の構成及び各構成要素の動作を説明する。
The
The schematic configuration of the
いま、送信機２の動作モードの種類及び各モードにおいて生成されるパルス信号の種類は、図３及び図９を参照して説明した通りであるとする。オペレータが操作パネル１５から送信機２の動作モードを指定すると、制御回路１６は、送信機２が指定されたモードに対応した送信パルス信号を生成するように、送信機２の各部に対する各制御信号を生成する。
Now, it is assumed that the types of operation modes of the
図１５は、パルスレーダ装置１の各部分ａ〜ｋに現れる信号ａ〜ｋのタイムチャートである。
制御回路１６は、制御信号ａをＶＣＯ１１に出力することにより、レーダ装置１が送信状態であるか受信状態であるかに応じて、送信機２により生成されるパルス信号の元となる周波数ｆ１の連続波信号、及び受信機４が受信波を周波数変換する際に使用する周波数ｆ２の局部交流信号Ｌｏの何れを発生するかを指定する。ＶＣＯ１１は、制御信号ａに応答して、図示ｂに示す信号のようにその発振信号の周波数を切り替える。ＶＣＯ１１が発信した信号は分配器１２を介してスイッチ２２に入力される。
FIG. 15 is a time chart of the signals a to k appearing in the respective parts a to k of the
The
制御回路１６は、所定の繰り返し周期Ｔでスイッチ２２を間欠動作させて、指定された動作モードに対応するパルス幅Ｗの間だけスイッチ２２を閉じることによって、ＶＣＯ１１が発信した高周波の連続波信号をパルス状の送信パルス信号ｄに成形する。
成形されたパルス信号は、アンテナ１４によって送出される前に、直列に多段接続された複数の増幅器５０ａ、５０ｂ、５０ｍ及び５０ｎによって増幅される。ここで多段構成された増幅器群５０のうち最終段は、２つの増幅器５０ｍ及び５０ｎを並列に接続して構成している。
The
Before the shaped pulse signal is transmitted by the
制御回路１６は、スイッチ２２を間欠動作させてパルス信号ｄを成形したタイミングと同期して、かつスイッチ２２を閉じた期間の前後に１００ｎｓ程度のマージンを持たせた幅のパルス幅を有するパルス状の制御信号ｅを、各ドライバ回路６０に向けて出力する。
また制御回路１６は、指定された動作モードに応じて、送信機２の出力電力のモードが高出力モードであるのか低出力モードであるのかを示す出力電力指示信号ｆを、切替回路７０に出力する。図１５に示す信号ｆの例では、パルス信号ｄの１つ目のパルスＰＬ１が高出力で送信されるべきであることを示し、２つ目のパルスＰＬ２が低出力で出力されるべきであることを示す。
The
Further, the
制御回路１６から制御信号ｅを受信した前段のドライバ回路６０ａ及び６０ｂは、制御信号ｅに含まれるパルスの期間だけ、電圧変更回路３０から供給される電源電圧を、増幅器５０ａ及び５０ｂへそれぞれ供給する（図１５の信号ｇ）。
このとき電圧変更回路３０は、制御回路１６から現在の動作モードを示す動作モード指示信号を受信して、この動作モードに応じて各ドライバ回路６０が各増幅器５０に供給する電圧を変更する。この点については後に詳述する。
図１５に示す電源電圧ｇの例では、低出力モード時は、高出力モード時に比べて電圧差ΔＶだけ低い電源電圧がドライバ回路６０ａ及び６０ｂから供給され、高出力時と低出力時との間で送信機２の出力電力に差を設けている。
The previous driver circuits 60a and 60b that have received the control signal e from the
At this time, the
In the example of the power supply voltage g shown in FIG. 15, in the low output mode, a power supply voltage lower than the high output mode by a voltage difference ΔV is supplied from the driver circuits 60a and 60b. Thus, a difference is provided in the output power of the
各ドライバ回路６０による電源開始及び停止タイミングを定める上記のタイミング制御信号ｅは切替回路７０にも入力される。また、切替回路７０には出力電力指示信号ｆも入力される。
図１６に切替回路７０の構成例を示す。切替回路７０は、並列接続される最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎに対してそれぞれ電源電圧を供給するドライバ回路６０ｍ及び６０ｎに接続され、タイミング制御信号ｅを出力する２つの出力端子Ｔ１及びＴ２を備える。そして、その一方の端子にはタイミング制御信号ｅをそのまま出力し、その他方にはタイミング制御信号ｅと出力電力指示信号ｆとの間の論理積信号を出力する。そのために切替回路７０は、タイミング制御信号ｅと出力電力指示信号ｆを生成するＮＡＮＤ素子７１を備える。
The timing control signal e for determining the power supply start and stop timing by each
FIG. 16 shows a configuration example of the switching
したがって、例えば図示の例では、ドライバ回路６０ｍ及び６０ｎのうちの、ドライバ回路６０ｍには、送信機２が高出力モードであるか低出力モードであるかに関係なく（すなわち動作モードに関係なく）、図１５に示す信号ｈのようにタイミング制御信号ｅが供給される。
他方のドライバ回路６０ｎには、図１５に示す信号ｉのように高出力モードのときにだけタイミング制御信号ｅが供給され、低出力モードのときにはタイミング制御信号ｅが供給されない。
Therefore, for example, in the illustrated example, of the driver circuits 60m and 60n, the driver circuit 60m is not related to whether the
The other driver circuit 60n is supplied with the timing control signal e only in the high output mode as in the signal i shown in FIG. 15, and is not supplied with the timing control signal e in the low output mode.
この結果、図１５において信号ｊに示すように、送信機２が高出力モードであるか低出力モードであるかに関係なく増幅器５０ｍに電源電圧が供給され、図１５において信号ｋに示すように、他方の増幅器５０ｎには高出力モードのときにだけ電源電圧が供給され、低出力モードのときには供給されず動作を停止する。
なお、図１６に示すように切替回路７０にスイッチ７２を設けて、低出力モードのときにタイミング制御信号ｅを遮断するドライバ回路を、ドライバ回路６０ｍ及び６０ｎのいずれかから自由に選択できるように構成してもよい。
As a result, as shown by signal j in FIG. 15, the power supply voltage is supplied to the
As shown in FIG. 16, a
また図１５の信号ｊに示すように、切替回路７０により低出力モードの動作が停止されない増幅器５０ｍに供給される電源電圧もまた、電圧変更回路３０によって、低出力モード時と高出力モード時とで切り替えられる。図１５に示すの例では、低出力モード時は、高出力モード時に比べて電圧差ΔＶだけ低い電源電圧がドライバ回路６０ｍから供給され、高出力時と低出力時との間で送信機２の出力電力に差を設けている。
このように多段増幅器の最終段を、並列接続された２つの増幅器５０ｍ及び５０ｎで構成し、低出力モード時において、これら増幅器５０ｍ及び５０ｎの一方の増幅器５０ｎを切替回路７０によって停止し、残りの増幅器５０ｎの供給電圧を電圧変更回路３０によって低減することによって、低出力モード時と高出力モード時とで、送信機２が生成する送信パルス信号の出力電力差を拡大することが可能となる。
Further, as shown by a signal j in FIG. 15, the power supply voltage supplied to the
In this way, the final stage of the multistage amplifier is composed of two
図１７は、ドライバ回路６０の構成例を示すブロック図である。ここで、各ドライバ回路６０が電源を供給する各増幅器５０は、図６を参照して説明した上記の増幅器と同様に構成されるものとして以下説明する。
ドライバ回路６０は、電圧切替回路３０と増幅器５０のドレイン端子との間を開閉するＭＯＳ−ＦＥＴ６２と、ＭＯＳ−ＦＥＴ６２を駆動するドライバＩＣ６１と、安定化電源回路９０から供給される電源電圧を平滑するための平滑用コンデンサＣ３と、ドレインバイアス電圧ＶＤＤを所定の電圧値に調整するための抵抗Ｒ１とを備えて構成される。
FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration example of the
The
前段増幅器５０ａ及び５０ｂに電源電圧を供給するドライバ回路６０ａ及び６０ｂの場合には、ドライバＩＣ６１は制御回路１６から入力する制御信号ｅにしたがって、ＭＯＳ−ＦＥＴ６２を駆動し、それぞれ増幅器５０ａ及び５０ｂのオンオフ動作を行う。
最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎに電源電圧を供給するドライバ回路６０ｍ及び６０ｎの場合には、ドライバＩＣ６１は切替回路７０からそれぞれ入力する制御信号ｈ及びｉにしたがってＭＯＳ−ＦＥＴ６２を駆動し、それぞれ増幅器５０ｍ及び５０ｎのオンオフ動作を行う。
In the case of driver circuits 60a and 60b that supply power supply voltages to the
In the case of driver circuits 60m and 60n that supply power supply voltages to the
各増幅器５０のドレイン端子に印加するドレインバイアス電圧ＶＤＤを調整するための抵抗Ｒ１の値は、各段の増幅器５０の増幅率に応じて設定される。
図１４に示す各ドライバ回路６０と各増幅器５０との接続例、及び図１７に示す各ドライバ回路６０の構成例では、各段の増幅器５０にそれぞれドライバ回路６０を設けて、各段の増幅率に応じてそれぞれの抵抗Ｒ１を変えて設定することとしている。
これに代えて又はこれに加えて、図１８に示すように、多段増幅器のいくつかの段において、それぞれの段の増幅器５０ａ〜５０ｃに共通のドライバ回路６０を設け、各段の増幅器５０ａ〜５０ｃを接続抵抗値を変えて、共通のドライバ回路６０の出力端子に接続してもよい。
The value of the resistor R1 for adjusting the drain bias voltage V DD applied to the drain terminal of each
In the connection example between each
Alternatively or in addition to this, as shown in FIG. 18, in some stages of the multistage amplifier, a
図１９は、電圧変更回路３０の構成例を示すブロック図である。電圧変更回路３０は、定電圧電源回路９０と各ドライバ回路６０との間に設けられ、一方の端子が定電圧電源回路９０に各々接続される異なる抵抗値の複数の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を備える。
さらに、電圧変更回路３０は、これら抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の他方の端子とドライバ回路６０との各々の間を開閉する複数のＭＯＳ−ＦＥＴ３５〜３８を備える。各抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の他方の端子が各ＭＯＳ−ＦＥＴ３５〜３８のソース端子にそれぞれ接続され、各ＭＯＳ−ＦＥＴ３５〜３８のドレイン端子の各々は、各ドライバ回路６０の入力端子に接続される。
FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration example of the
Furthermore, the
各ＭＯＳ−ＦＥＴ３５〜３８のゲート端子は、それぞれドライバＩＣ３１〜３４を介して制御回路１６に各々接続される。制御回路１６は、送信機２が動作モード１〜４のいずれのモードに設定されているかにしたがって各ＭＯＳ−ＦＥＴ３５〜３８のいずれか１つを駆動することにより、各抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４のうちいずれか１つを選択して定電圧電源回路９０と各ドライバ回路６０との間に接続する。
The gate terminals of the MOS-
ここで、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の値は、各モード１〜４におけるパルス幅や送信パルスの出力強度の切り替えに伴って生じる消費電力変化に起因する、ドライバ回路６０における電圧降下量を考慮してそれぞれ異なる値に設定される。
したがって送信機２が送信するパルス信号のパルス幅の長短の切り替えに起因して、各ドライバ回路６０に生じる電圧降下量がパルス信号のデューティー比の変化のために変動しても、電圧変更回路３０は、この切替に応じて定電圧電源回路９０と各ドライバ回路６０との間の抵抗値を切替えることによって、各ドライバ回路６０がそれぞれの増幅器５０に供給するドレインバイアス電圧ＶＤＤを一定に保つ。
Here, the values of the resistors R31 to R34 are respectively considered in consideration of the voltage drop amount in the
Therefore, even if the amount of voltage drop generated in each
また送信パルスの出力強度の高低の切り替えに起因する各ドライバ回路６０に流れる消費電力の変化のために、各ドライバ回路６０に生じる電圧降下量が高出力時に大きくなり低出力時に小さくなっても、電圧変更回路３０は、この切替に応じて定電圧電源回路９０と各ドライバ回路６０との間の抵抗値を切替えることによって、各ドライバ回路６０が供給するドレインバイアス電圧ＶＤＤが、高出力時に比べて低出力時に小さくなるように調整する。
Even if the amount of voltage drop generated in each
なお本実施例では、多段増幅器の最終段において並列接続される増幅器５０ｍ及び５０ｎの入力端及び出力端には、それぞれアイソレータ２６及び２７並びにアイソレータ２８及び２９が設けられる。これらアイソレータ２６〜２９を設けることによって、パルス信号を低い出力電力で送信するモード３及び４において、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎのうちの一方の電源供給を停止しても、そのインピーダンス変化の影響が送信機２の他の部分へ及ぶことを防止する。
In this embodiment,
また、各増幅器５０は温度変化に伴って利得が変動するため、本実施例では送信パルス信号を形成する信号経路のいずれかに温度補償用の可変減衰器２３を設ける。さらに温度センサ９１を送信機２に設け、制御回路１６は温度センサ９１による検出温度に応じて可変減衰器２３の減衰量を可変制御し、温度変化に伴う各増幅器５０の利得の変動分を補償する。
図１４に示す構成例では可変減衰器２３を多段増幅器の前段に設ける。また、温度センサ９１による検出温度の変化と多段増幅器の利得変化を予め試験等で求めておき、この利得変化を補償する減衰量と検出温度との関係を図２０に示すように決定しておく。そして、制御回路１６は、決定した検出温度と減衰量との関係に従って、温度センサ９１の検出信号に応じて多段増幅器へ入力する入力信号のレベルの減衰量を変更することによって、多段増幅器から出力される出力信号のレベルを一定に保つ。
Further, since the gain of each
In the configuration example shown in FIG. 14, the
なお上記実施例では、簡単のため多段接続された増幅器から成る増幅器群５０ａ〜５０ｎのうち、最終段のみを複数の増幅器５０ｍ及び５０ｎを並列接続して構成した例を示して説明したが、他の段においても同様に複数の増幅器を並列接続して構成し、上記説明した最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎと同様に制御してもよい。
また上記実施例では、簡単のため２つの増幅器５０ｍ及び５０ｎを並列接続して、その一方を、送信パルス信号の出力電力に応じて切替回路７０により停止させる構成例を示したが、同時に並列接続される増幅器の数を３個以上として、送信パルス信号の出力電力に応じてその一部を停止させるように構成してもよい。このとき電圧変更回路は、同時に３個以上並列接続される増幅器のうち、停止した一部の増幅器以外の増幅器に供給する前記電源電圧を可変制御する。
In the above embodiment, for the sake of simplicity, among the
In the above embodiment, for simplicity, two
また本実施例では、最終段の増幅器５０ｍ及び５０ｎ以外の前段の増幅器５０ａ及び５０ｂについてもドライバ回路６０ａ及び６０ｂを設け、送信パルス信号に同期して間欠制御することとしたが、これら前段の増幅器５０ａ及び５０ｂでは消費電力が少ないため、ドライバ回路６０ａ及び／又は６０ｂを省いて、常にドレインバイアス電圧ＶＤＤを印加してもよい。また前段の増幅器５０ａ及び／又は５０ｂについては、電圧器変更回路３０によるドレインバイアス電圧ＶＤＤを可変制御することなく、常に定電圧電源回路９０からの電源を供給してもよい。
In the present embodiment, the driver circuits 60a and 60b are also provided for the
以上、本発明を特にその好ましい実施の形態を参照して詳細に説明したが、本発明の容易な理解のために、本発明の具体的な形態を以下に付記する。 Although the present invention has been described in detail with reference to the preferred embodiments, specific embodiments of the present invention will be added below for easy understanding of the present invention.
（付記１）
多段接続された増幅器から成る増幅器群によって、送出するべき送信パルス信号を増幅するパルスレーダ送信機において、
前記増幅器群の各段の少なくとも最終段を、複数の前記増幅器を並列に接続して構成し、
並列接続された前記複数の増幅器のうちの一部を、前記送信パルス信号の送信レベルに応じて停止させる切替回路と、
少なくとも前記送信レベルに応じて、前記増幅器に供給する前記電源電圧を可変制御する電圧変更回路と、
を備えることを特徴とするパルスレーダ送信機。（１）
(Appendix 1)
In a pulse radar transmitter that amplifies a transmission pulse signal to be transmitted by an amplifier group consisting of amplifiers connected in multiple stages,
At least the final stage of each stage of the amplifier group is configured by connecting a plurality of the amplifiers in parallel,
A switching circuit for stopping a part of the plurality of amplifiers connected in parallel according to the transmission level of the transmission pulse signal;
A voltage changing circuit that variably controls the power supply voltage supplied to the amplifier according to at least the transmission level;
A pulse radar transmitter comprising: (1)
（付記２）
前記電圧変更回路は、前記並列接続された複数の増幅器のうち前記切替回路により停止された増幅器以外へ供給する前記電源電圧を低減することを特徴とする付記１に記載のパルスレーダ送信機。
(Appendix 2)
2. The pulse radar transmitter according to
（付記３）
前記増幅器として、ゲート端子に信号が入力され、ソース端子が接地され、負荷インダクタンスを介して前記電源電圧としてのドレインバイアス電圧が印加されるドレイン端子から増幅信号が取り出される電界効果トランジスタを備え、
前記ドレインバイアス電圧をオン及びオフするによって前記増幅器を作動及び停止させる駆動回路を、さらに備えることを特徴とする付記１又は２に記載のパルスレーダ送信機。（２）
(Appendix 3)
The amplifier includes a field effect transistor in which a signal is input to a gate terminal, a source terminal is grounded, and an amplified signal is extracted from a drain terminal to which a drain bias voltage as the power supply voltage is applied via a load inductance,
The pulse radar transmitter according to
（付記４）
前記駆動回路は、前記送信パルスに同期して前記ドレインバイアス電圧を間欠制御するＭＯＳ型電界効果トランジスタを備えることを特徴とする付記３に記載のパルスレーダ送信機。（３）
(Appendix 4)
The pulse radar transmitter according to
（付記５）
前記増幅器群のうち前記最終段以外の段のいずれかにおいて、前記送信パルスに同期した前記ドレインバイアス電圧を間欠制御を行わないことを特徴とする付記３に記載のパルスレーダ送信機。
(Appendix 5)
The pulse radar transmitter according to
（付記６）
前記電圧変更回路は、前記ドレインバイアス電圧を変更することを特徴とする付記３に記載のパルスレーダ送信機。（４）
(Appendix 6)
The pulse radar transmitter according to
（付記７）
前記電圧変更回路は、
一方の端子が定電圧電源に各々接続される異なる抵抗値の複数の抵抗と、
前記複数の抵抗の他方の端子を前記ドレイン端子との間をそれぞれ開閉する複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタと、
を備えることを特徴とする付記６に記載のパルスレーダ送信機。
(Appendix 7)
The voltage changing circuit is:
A plurality of resistors having different resistance values, one terminal of which is connected to a constant voltage power source,
A plurality of MOS field-effect transistors that open and close the other terminal of the plurality of resistors with the drain terminal;
The pulse radar transmitter according to appendix 6, characterized by comprising:
（付記８）
前記送信パルス信号の送信レベルに応じて、前記複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタのうちのいずれを駆動するかを選択する選択信号を生成する制御回路を、さらに備えることを特徴とする付記７に記載のパルスレーダ送信機。
(Appendix 8)
The control circuit according to claim 7, further comprising a control circuit that generates a selection signal for selecting which one of the plurality of MOS field effect transistors to be driven according to a transmission level of the transmission pulse signal. Pulse radar transmitter.
（付記９）
前記送信パルス信号のパルス幅に応じて、前記複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタのうちのいずれを駆動するかを選択する選択信号を生成する制御回路を、さらに備えることを特徴とする付記７に記載のパルスレーダ送信機。
(Appendix 9)
The control circuit according to claim 7, further comprising: a control circuit that generates a selection signal for selecting which of the plurality of MOS field effect transistors is driven according to a pulse width of the transmission pulse signal. Pulse radar transmitter.
（付記１０）
前記増幅器群のうち前記最終段以外の段のいずれかにおいて、前記増幅器を飽和領域で作動させることを特徴とする付記１〜７のいずれか一項に記載のパルスレーダ送信機。（５）
(Appendix 10)
The pulse radar transmitter according to any one of
本発明は、自動車、航空機や船舶に搭載され、又は陸上に設置されてパルス状の電波を放射し、対象物で反射した反射波を捉えて対象物との相対距離及び相対速度を求めるパルスレーダやパルス圧縮レーダにおいて、パルス状のレーダ波を送信するパルスレーダ送信機に利用可能である。 The present invention is a pulse radar that is mounted on an automobile, an aircraft, a ship, or installed on land to emit a pulsed radio wave, capture a reflected wave reflected by the object, and obtain a relative distance and a relative speed from the object. In a pulse compression radar, it can be used for a pulse radar transmitter that transmits a pulsed radar wave.
１ パルスレーダ装置
２ パルスレーダ送信機
３ 制御部
４ 受信機
１４ アンテナ
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記増幅器群の各段の少なくとも最終段を、複数の前記増幅器を並列に接続して構成し、
並列接続された前記複数の増幅器のうちの一部を、前記送信パルス信号の送信レベルに応じて停止させる切替回路と、
少なくとも前記送信レベルに応じて、前記増幅器に供給する前記電源電圧を可変制御する電圧変更回路と、
を備えることを特徴とするパルスレーダ送信機。 In a pulse radar transmitter that amplifies a transmission pulse signal to be transmitted by an amplifier group consisting of amplifiers connected in multiple stages,
At least the final stage of each stage of the amplifier group is configured by connecting a plurality of the amplifiers in parallel,
A switching circuit for stopping a part of the plurality of amplifiers connected in parallel according to the transmission level of the transmission pulse signal;
A voltage changing circuit that variably controls the power supply voltage supplied to the amplifier according to at least the transmission level;
A pulse radar transmitter comprising:
前記ドレインバイアス電圧をオン及びオフするによって前記増幅器を作動及び停止させる駆動回路を、さらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ送信機。 The amplifier includes a field effect transistor in which a signal is input to a gate terminal, a source terminal is grounded, and an amplified signal is extracted from a drain terminal to which a drain bias voltage as the power supply voltage is applied via a choke inductance,
The pulse radar transmitter according to claim 1, further comprising a drive circuit that activates and deactivates the amplifier by turning on and off the drain bias voltage.
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