JP2007243725A - Active type filter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アクティブ型フィルタに関するものである。 The present invention relates to an active filter.
従来、フィルタの形式としては、インダクタなどのパッシブ素子のみで構成されるパッシブ型フィルタや、インダクタに加えてオペアンプなどのアクティブ素子を備えるアクティブ型フィルタが知られている（例えば、特許文献１参照）。このアクティブ型フィルタでは、アクティブ素子の作用によってインダクタのインダクタンス、すなわちインピーダンスを大きくすることができるので、インダクタを小型にすることによって小型のフィルタを実現することが可能となる。
ところで、アクティブ型フィルタでは、アクティブ素子の作用によってインダクタのインピーダンスを大きくすると、インピーダンスのピーク値が高域側に移動し、その結果、低域側のインピーダンスが低下する傾向がある。そこで、アクティブ素子の増幅度を大きくすると、インピーダンスのピーク値が低域側に移動する傾向があり、低域側のインピーダンスの低下を補償することができる。 By the way, in the active filter, when the impedance of the inductor is increased by the action of the active element, the peak value of the impedance moves to the high frequency side, and as a result, the low frequency impedance tends to decrease. Therefore, when the amplification factor of the active element is increased, the peak value of the impedance tends to move to the low frequency side, and a decrease in the impedance on the low frequency side can be compensated.
しかしながら、アクティブ素子の増幅度を大きくすると、アクティブ素子が発振する可能性がある。また、インピーダンスのピーク値が低域側に移動することによって、高域側のインピーダンスが低下してしまうという問題もある。 However, when the amplification factor of the active element is increased, the active element may oscillate. In addition, there is a problem that the impedance on the high frequency side is lowered by the peak value of the impedance moving to the low frequency side.
そこで、本発明は、アクティブ素子の増幅度が小さくても、低域側のインピーダンスの低下を補償することが可能なアクティブ型フィルタを提案することを目的としている。 Therefore, an object of the present invention is to propose an active filter that can compensate for a decrease in impedance on the low frequency side even when the amplification factor of the active element is small.
本願発明者は、様々な実験を行った結果、インダクタを形成するコイルのコアにギャップを設けることによって、アクティブ素子の作用に起因するインダクタのインピーダンスにおけるピーク値の高域側への移動量が低減され、その結果、インダクタにおける低域側のインピーダンスの低下が抑制されることを見出した。このインダクタを備えるアクティブ型フィルタによれば、アクティブ素子の増幅度が小さくても低域側のインピーダンスの低下を補償することができ、アクティブ素子の発振を抑制しつつ、高域側のインピーダンスの低下をも補償することが可能となる。 As a result of various experiments, the inventor of the present application has reduced the amount of movement of the peak value of the inductor impedance due to the action of the active element to the high band side by providing a gap in the core of the coil forming the inductor. As a result, it has been found that a decrease in impedance on the low frequency side in the inductor is suppressed. According to the active filter including this inductor, even if the amplification factor of the active element is small, it is possible to compensate for the low-frequency impedance reduction, and the high-frequency impedance reduction while suppressing the oscillation of the active element. Can also be compensated.
そこで、本発明のアクティブ型フィルタは、入力端子と出力端子とを有するアクティブ型フィルタにおいて、（ａ）第１の磁路と第２の磁路とを形成するコアと、（ｂ）入力端子と出力端子との間に設けられており、第１の磁路および第２の磁路に巻き回された第１のコイルと、（ｃ）第１の磁路に巻き回された第２のコイルと、（ｄ）第２のコイルの両端にそれぞれ接続された２つの入力端子を有するアンプと、（ｅ）アンプの出力端子に接続された一端と第２のコイルの一端に接続された他端とを有しており、第２の磁路に誘起される磁束を強めるように第２の磁路に巻き回された第３のコイルと、を備えている。（ｆ）コアには、第１の磁路および第２の磁路の一部であるギャップが設けられている。 Therefore, an active filter according to the present invention is an active filter having an input terminal and an output terminal. (A) a core that forms a first magnetic path and a second magnetic path; (b) an input terminal; A first coil wound between the first magnetic path and the first magnetic path, and (c) a second coil wound around the first magnetic path. And (d) an amplifier having two input terminals connected to both ends of the second coil, and (e) one end connected to the output terminal of the amplifier and the other end connected to one end of the second coil. And a third coil wound around the second magnetic path so as to strengthen the magnetic flux induced in the second magnetic path. (F) The core is provided with a gap that is a part of the first magnetic path and the second magnetic path.
このアクティブ型フィルタによれば、第１のコイルがコアにおける第１の磁路および第２の磁路に巻き回されているので、入力端子にノイズが入力されると、第１のコイルがインダクタンス、すなわちインピーダンスを有することとなる。このインピーダンスによって入力端子から出力端子へ伝播するノイズが低減されることとなる。 According to this active filter, since the first coil is wound around the first magnetic path and the second magnetic path in the core, when noise is input to the input terminal, the first coil is inducted. That is, it has impedance. This impedance reduces the noise that propagates from the input terminal to the output terminal.
また、このアクティブ型フィルタによれば、第２のコイルがコアにおける第１の磁路に巻き回されると共に、アンプを介して第３のコイルに接続されているので、第１のコイルを伝播するノイズによって第１の磁路に誘起された磁束に応じて、第２のコイルの両端に誘導起電力が発生し、アンプによってこの誘導起電力が増幅された電力が第３のコイルの両端に発生する。第３のコイルは第２の磁路に誘起される磁束を強めるようにコアにおける第２の磁路に巻き回されているので、第２の磁路には、第１のコイルを伝播するノイズによって誘起された磁束に加えて、第３のコイルに流れる電流によって誘起される磁束が発生し、第１のコイルのインダクタンス、すなわちインピーダンスが増加する。 Further, according to this active filter, the second coil is wound around the first magnetic path in the core and is connected to the third coil via the amplifier, so that it propagates through the first coil. In response to the magnetic flux induced in the first magnetic path by the noise generated, an induced electromotive force is generated at both ends of the second coil, and the power amplified by the amplifier is generated at both ends of the third coil. appear. Since the third coil is wound around the second magnetic path in the core so as to strengthen the magnetic flux induced in the second magnetic path, noise propagating through the first coil is present in the second magnetic path. In addition to the magnetic flux induced by, a magnetic flux induced by the current flowing through the third coil is generated, and the inductance, that is, the impedance of the first coil increases.
更に、このアクティブ型フィルタによれば、コアには第１の磁路および第２の磁路の一部であるギャップが設けられているので、アンプの作用に起因する第１のコイルにおけるインピーダンスのピーク値の高域側への移動量が低減され、その結果、第１のコイルにおける低域側のインピーダンスの低下が抑制される。したがって、このアクティブ型フィルタによれば、アンプの増幅度が小さくても低域側のインピーダンスの低下を補償することができ、アンプの発振を抑制しつつ、高域側のインピーダンスの低下をも補償することが可能となる。 Further, according to this active filter, since the core is provided with a gap which is a part of the first magnetic path and the second magnetic path, the impedance of the first coil due to the action of the amplifier is reduced. The amount of movement of the peak value to the high frequency side is reduced, and as a result, a decrease in impedance on the low frequency side in the first coil is suppressed. Therefore, according to this active filter, even if the amplification degree of the amplifier is small, it is possible to compensate for the low-frequency impedance decrease, and also to suppress the high-frequency impedance decrease while suppressing the oscillation of the amplifier. It becomes possible to do.
上記したアンプは、第２のコイルの両端に発生する誘導起電力を増幅する増幅用オペアンプと、該増幅用オペアンプのための基準入力電圧を生成する基準用オペアンプとを備えており、これらの増幅用オペアンプと基準用オペアンプとは同一特性を有することが好ましい。この構成は、増幅用オペアンプと基準用オペアンプとを集積化し、同一の半導体基板上に同一サイズの素子により形成することによって実現可能である。この構成によれば、電源変動および温度変動に起因する増幅用オペアンプの出力電力の変動と、電源変動および温度変動に起因する基準用オペアンプの出力電圧、すなわち増幅用オペアンプのための基準入力電圧の変動との誤差が低減されるので、基準入力電圧を基準としたアンプの出力電力を電源変動および温度変動に対して安定化することができる。 The amplifier includes an amplification operational amplifier that amplifies the induced electromotive force generated at both ends of the second coil, and a reference operational amplifier that generates a reference input voltage for the amplification operational amplifier. The operational amplifier for reference and the operational amplifier for reference preferably have the same characteristics. This configuration can be realized by integrating the amplification operational amplifier and the reference operational amplifier and forming them on the same semiconductor substrate with elements of the same size. According to this configuration, the fluctuation of the output power of the amplification operational amplifier due to the power supply fluctuation and the temperature fluctuation, and the output voltage of the reference operational amplifier due to the power fluctuation and the temperature fluctuation, that is, the reference input voltage for the amplification operational amplifier. Since the error from fluctuation is reduced, the output power of the amplifier with reference to the reference input voltage can be stabilized against power fluctuation and temperature fluctuation.
上記のコアにおけるギャップには、スペーサが挿入されていることが好ましい。この構成によれば、スペーサによってコアにおけるギャップ間隔が安定するので、ギャップ間隔の変動に起因する、第１のコイル、第２のコイルおよび第３のコイルにおけるヒステリシス特性の変動を低減することが可能となる。 It is preferable that a spacer is inserted into the gap in the core. According to this configuration, since the gap interval in the core is stabilized by the spacer, it is possible to reduce the variation in the hysteresis characteristics in the first coil, the second coil, and the third coil due to the variation in the gap interval. It becomes.
上記の第１のコイルは、筒状のボビンを介してコアに巻き回されていることが好ましい。この構成によれば、予め第１のコイルをボビンに巻き回してから、コアをボビンに挿入することによって第１のコイルを製作することができるので、コアの形状によらずコアに第１のコイルを巻き回す作業が容易となる。 The first coil is preferably wound around the core via a cylindrical bobbin. According to this configuration, since the first coil can be manufactured by winding the first coil around the bobbin in advance and then inserting the core into the bobbin, the first coil is formed on the core regardless of the shape of the core. The work of winding the coil becomes easy.
本発明によれば、アクティブ素子の増幅度が小さくても、低域側のインピーダンスの低下を補償することが可能なアクティブ型フィルタが提案される。 According to the present invention, there is proposed an active filter capable of compensating for a decrease in impedance on the low frequency side even when the amplification factor of the active element is small.
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals.
図１は、本発明の実施形態に係るアクティブ型フィルタの構成を示す斜視図であり、図２は、図１に示すアクティブ型フィルタを分解して示す分解斜視図である。また、図３は、本発明の実施形態に係るアクティブ型フィルタを示す回路図である。図１および図２に示すアクティブ型フィルタ１は、例えば電力線通信に用いられる。 FIG. 1 is a perspective view showing a configuration of an active filter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is an exploded perspective view showing the active filter shown in FIG. 1 in an exploded manner. FIG. 3 is a circuit diagram showing an active filter according to the embodiment of the present invention. The active filter 1 shown in FIGS. 1 and 2 is used for power line communication, for example.
電力線通信では、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数帯域を利用して通信が行われる。この周波数帯域は無線通信でも利用されているので、電力線通信では、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数を有する放射ノイズを低減することが必要である。本実施形態のアクティブ型フィルタ１を電力線通信に用いれば、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数を有するコモンモードノイズを低減することができるので、この周波数を有する放射ノイズが低減される。 In power line communication, communication is performed using a frequency band of 2 MHz to 30 MHz. Since this frequency band is also used in wireless communication, in power line communication, it is necessary to reduce radiation noise having a frequency of 2 MHz to 30 MHz. If the active filter 1 of the present embodiment is used for power line communication, common mode noise having a frequency of 2 MHz to 30 MHz can be reduced, so that radiation noise having this frequency is reduced.
アクティブ型フィルタ１は、入力端子２ａ，２ｂ、出力端子３ａ，３ｂ、コア１０、スペーサ２０、ボビン２１、第１のコイル３０、第２のコイル３１、第３のコイル３２、第４のコイル３３、およびアンプ４０を備えている。
The active filter 1 includes
コア１０は、磁性体材料からなるＥＥ型コアである。コア１０は、第１の部分１１と第２の部分１２とから構成されている。第１の部分１１は、中脚１１ａと枠体１１ｂとを有している。中脚１１ａは、軸線Ｘ方向に延びる柱状をなしている。枠体１１ｂは、軸線Ｘ方向に開口を有するコの字状に成形された柱体をなしている。中脚１１ａが枠体１１ｂの内側に支持されることによって、Ｅ字状の第１の部分１１が形成されている。また、枠体１１ｂは、中脚１１ａに対して一方側の部分１１ｃと他方側の部分１１ｄとを有している。
The
同様に、第２の部分１２は、中脚１２ａと枠体１２ｂとを有している。中脚１２ａは、軸線Ｘ方向に延びる柱状をなしている。また、枠体１２ｂは、軸線Ｘ方向に開口を有するコの字状に成形された柱体をなしている。中脚１２ａが枠体１２ｂの内側に支持されることによって、Ｅ字状の第２の部分１２が形成されている。また、枠体１２ｂは、中脚１２ａに対して一方側の部分１２ｃと他方側の部分１２ｄとを有している。
Similarly, the
第１の部分１１と第２の部分１２とは、開口が対向するように組み合わされて、８の字状のコア１０を形成している。コア１０における中脚１１ａ，１２ａ、枠体１１ｂの部分１１ｃおよび枠体１２ｂの部分１２ｃは第１の磁路１３を形成しており、コア１０における中脚１１ａ，１２ａ、枠体１１ｂの部分１１ｄおよび枠体１２ｂの部分１２ｄは第２の磁路１４を形成している。
The
また、第１の部分１１と第２の部分１２とは軸線Ｘ方向に離間して組み合わされており、中脚１１ａと中脚１２ａとの間および枠体１１ｂと枠体１２ｂとの間には、それぞれギャップ１５が形成されている。このギャップ１５にはスペーサ２０が設けられている。スペーサ２０は絶縁性材料からなり、例えば絶縁性テープあるいは絶縁性フィルムであることが好ましい。
Further, the
コア１０における中脚１１ａ，１２ａはボビン２１に覆われている。ボビン２１は絶縁性材料からなり、筒状をなしている。ボビン２１には、第１のコイル３０および第４のコイル３３が巻き回されている。
The
第１のコイル３０の一端は入力端子２ａに接続されており、第１のコイル３０の他端は出力端子３ａに接続されている。また、第４のコイル３３の一端は入力端子２ｂに接続されており、第４のコイル３３の他端は出力端子３ｂに接続されている。第１のコイル３０と第４のコイル３３とは、中脚１１ａ，１２ａに対して同一な軸線Ｘ方向に巻き回されている。すなわち、入力端子２ａ，２ｂにコモンモードノイズが入力されたときに、第１の磁路１３および第２の磁路１４の共通部分である中脚１１ａ，１２ａに誘起される磁束を強め合う方向に巻き回されている。
One end of the
また、コア１０における枠体１１ｂの部分１１ｃおよび枠体１２ｂの部分１２ｃには、第２のコイル３１が巻き回されている。すなわち、第２のコイル３１は第１の磁路１３に巻き回されている。このように、第２のコイル３１は、第１の磁路１３に誘起される磁束に応じた誘導起電力が発生するように、第１のコイル３０および第４のコイル３３に磁気結合している。第２のコイル３１の一端はアンプ４０のプラス入力端子４１ａに接続されており、第２のコイル３１の他端はアンプ４０のマイナス入力端子４１ｂに接続されている。
The
アンプ４０は、第２のコイル３１に発生する誘導起電力を増幅する。アンプ４０の詳細は後述する。アンプ４０の出力端子４２は第３のコイル３２の一端に接続されており、第３のコイル３２の他端は第２のコイル３１の他端およびアンプ４０のマイナス入力端子４１ｂに接続されている。
The
第３のコイル３２は、コア１０における枠体１１ｂの部分１１ｄおよび枠体１２ｂの部分１２ｄに巻き回されている。すなわち、第３のコイル３２は、第２の磁路１４に巻き回されている。このように、第３のコイル３２は、アンプ４０によって増幅された電力が発生するときに、第２の磁路１４に誘起される磁束を強めるように、第１のコイル３０および第４のコイル３３に磁気結合している。
The
次に、アンプ４０について説明する。図４は、図３に示すアンプを示す回路図である。アンプ４０は基準電圧生成部５０と増幅部６０とを有している。
Next, the
基準電圧生成部５０は、抵抗素子５１，５２、容量素子５３，５４，５５、およびオペアンプ５６を備えている。抵抗素子５１と抵抗素子５２とは、第１の電源線４３と第２の電源線（例えば接地ライン）４４との間に直列に接続されている。抵抗素子５１と抵抗素子５２との間のノードと第２の電源線４４との間には、電圧安定化のための容量素子５３が接続されている。また、抵抗素子５１と抵抗素子５２との間のノードは、オペアンプ５６のプラス入力端子に接続されている。オペアンプ５６のマイナス入力端子は、アンプ４０のマイナス入力端子４１ｂに接続されている。オペアンプ５６の電源端子は第１の電源線４３と第２の電源線４４とに接続されており、この第１の電源線４３と第２の電源線４４との間には電圧安定化のための容量素子５４，５５が接続されている。オペアンプ５６の出力端子は、オペアンプ５６のマイナス入力端子に接続されている。このようにして、オペアンプ５６の出力端子に基準電圧が生成される。また、オペアンプ５６の出力端子は、増幅部６０に接続されている。
The reference
増幅部６０は、抵抗素子６１，６２、容量素子６３，６４、およびオペアンプ６５を備えている。抵抗素子６１の一端は、基準電圧生成部５０におけるオペアンプ５６の出力端子、およびアンプ４０のマイナス入力端子４１ｂに接続されている。抵抗素子６１の他端はオペアンプ６５のマイナス入力端子に接続されている。オペアンプ６５のプラス入力端子はアンプ４０のプラス入力端子４１ａに接続されている。オペアンプ６５の電源端子は第１の電源線４３と第２の電源線４４とに接続されており、この第１の電源線４３と第２の電源線４４との間には電圧安定化のための容量素子６３，６４が接続されている。オペアンプ６５の出力端子は、抵抗素子６２を介してオペアンプ６５のマイナス入力端子に接続されている。このようにして、オペアンプ６５は、アンプ４０の入力端子４１ａ，４１ｂに入力される電力を、基準電圧生成部５０からの基準電圧を基準として増幅する。
The amplifying
オペアンプ６５の出力端子はアンプ４０の出力端子４２に接続されている。したがって、アンプ４０は、入力端子４１ａ，４１ｂに入力される電力を増幅し、基準電圧生成部５０からの基準電圧を基準とした電力を出力する。
The output terminal of the
次に、アクティブ型フィルタ１の動作を説明する。入力端子２ａ，２ｂにコモンモードノイズが入力されると、入力端子２ａ，２ｂからコモンモードノイズ電流Ｉｃが同一方向に流れる。第１のコイル３０および第４のコイル３３にコモンモードノイズ電流Ｉｃが入力されると、コア１０に磁束が誘起される。第１のコイル３０を流れるコモンモードノイズ電流Ｉｃによって誘起される磁束の向きと、第４のコイル３３を流れるコモンモードノイズ電流Ｉｃによって誘起される磁束の向きとはコア１０の中脚１１ａ，１２ａにおいて同一方向であるので、コモンモードノイズ電流Ｉｃはコア１０に誘起される磁束を強め合う。したがって、第１のコイル３０および第４のコイル３３は、コモンモードノイズに対してインダクタンス、すなわち、インピーダンスを有することとなる。このように、第１のコイル３０および第４のコイル３３はインダクタとして機能する。
Next, the operation of the active filter 1 will be described. When common mode noise is input to the
コア１０における第１の磁路１３に磁束が誘起されると、第２のコイル３１に誘導起電力が発生する。この誘導起電力はアンプ４０によって増幅され、第３のコイル３２に増幅された電力が発生する。このように、第２のコイル３１および第３のコイル３２もインダクタとして機能する。第３のコイル３２にこの電力に応じた電流Ｉａが流れると、電流Ｉａによって誘起される磁束が第２の磁路１４に発生する。この第３のコイル３２を流れる電流Ｉａによって誘起される磁束の向きと、第１のコイル３０および第４のコイル３３を流れるコモンモードノイズ電流Ｉｃによって誘起される磁束の向きとは同一方向であるので、電流Ｉａは第２の磁路１４における磁束を強める。したがって、第１のコイル３０および第４のコイル３３のインダクタンス、すなわちインピーダンスが増加する。
When a magnetic flux is induced in the first
第１のコイル３０のインピーダンスが、入力端子２ａから出力端子３ａへ伝播するコモンモードノイズを低減し、第４のコイル３３のインピーダンスが、入力端子２ｂから出力端子３ｂへ伝播するコモンモードノイズを低減する。
The impedance of the
次に、本実施形態のアクティブ型フィルタと従来のアクティブ型フィルタとの特性を比較する。測定に用いられた本実施形態のアクティブ型フィルタ１におけるコア１０、第１のコイル３０、第２のコイル３１、第３のコイル３２および第４のコイル３３は以下の通りである。
第１の部分１１および第２の部分１２：ＴＤＫ株式会社製のコア（型番：ＰＣ４０ＥＥ８−Ｚ）
コア１０：第１の部分１１と第２の部分１２との間にギャップ１５を有するコア
第１のコイル３０および第４のコイル３３：Φ０．２６ｍｍエナメル線、１６ターン
第２のコイル３１および第３のコイル３２：Φ０．２ｍｍ三層絶縁線、１ターン
Next, the characteristics of the active filter of this embodiment and the conventional active filter are compared. The
Core 10: Core
次に、測定に用いられた従来のアクティブ型フィルタの構成を説明する。図５は、従来のアクティブ型フィルタを示す斜視図である。従来のアクティブ型フィルタ７０は、本実施形態のコア１０の代わりにコア７１を備えており、第１のコイル３０、第２のコイル３１、第３のコイル３２および第４のコイル３３の代わりに、第１のコイル７２、第２のコイル７３、第３のコイル７４、および第４のコイル７５を備えている点でアクティブ型フィルタ１と異なっている。コア７１は第１の部分７１ａと第２の部分７１ｂとから構成されており、第１の部分７１ａと第２の部分７１ｂとは、磁性体材料からなっており、円筒状のトロイダルコアである。第１の部分７１ａと第２の部分７１ｂとは、円筒における中心軸が重なるように隣接して、円筒状のコア７１を構成している。すなわち、コア７１はギャップを有していない点でコア１０と異なっている。コア７１には第１のコイル７２および第４のコイル７５が巻き回されている。また、コア７１における第１の部分７１ａには第２のコイル７３が巻き回されており、コア７１における第２の部分７１ｂには第３のコイル７４が巻き回されている。
Next, the configuration of a conventional active filter used for measurement will be described. FIG. 5 is a perspective view showing a conventional active filter. The conventional
測定に用いられた従来のアクティブ型フィルタ７０におけるコア７１、第１のコイル７２、第２のコイル７３、第３のコイル７４および第４のコイル７５は以下の通りである。
第１の部分７１ａおよび第２の部分７１ｂ：ＴＤＫ株式会社製のトロイダルコア（型番：ＨＦ７０）、外径８ｍｍ、内径４ｍｍ、厚み４ｍｍ
コア７１：第１の部分７１ａおよび第２の部分７１ｂを組み合わせ、ギャップを有さないコア
第１のコイル７２および第４のコイル７５：Φ０．３５ｍｍエナメル線、９ターン
第２のコイル７３および第３のコイル７４：Φ０．２６ｍｍエナメル線、１ターン
The core 71, the
First part 71a and
Core 71: The first portion 71a and the
以下、本実施形態のアクティブ型フィルタ１および従来のアクティブ型フィルタ７０の測定結果を示す。まず、従来のアクティブ型フィルタ７０の測定結果を示す。図６は、従来のアクティブ型フィルタのインダクタンスおよびインピーダンスの測定結果である。図６（ａ）には周波数に対するインダクタンス特性が示されており、図６（ｂ）には周波数に対するインピーダンス特性が示されている。また、図６（ｃ）には図６（ｂ）における１ＭＨz〜１００ＭＨｚの範囲を拡大したインピーダンス特性が示されている。
Hereinafter, measurement results of the active filter 1 of the present embodiment and the conventional
図６（ａ）において、曲線８０Ｉはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果であり、曲線８１Ｉ，８２Ｉ，８３Ｉ，８４Ｉはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。また、比較のために、従来のパッシブ型フィルタの測定結果が曲線８５Ｉに示されている。同様に、図６（ｂ）および図６（ｃ）において、曲線８０Ｒはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果である。曲線８１Ｒ，８２Ｒ，８３Ｒ，８４Ｒはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。また、曲線８５Ｒは従来のパッシブ型フィルタの測定結果である。なお、従来のアクティブ型フィルタ７０は、従来のパッシブ型フィルタと比較して約３／４倍に小型化されたものである。
In FIG. 6A, a curve 80I is a measurement result when the
図６（ａ）〜図６（ｃ）によれば、従来のアクティブ型フィルタ７０では、アンプ４０の作用によってインダクタンス、すなわちインピーダンスが増加することがわかる。また、アンプ４０の増幅度が小さいと、パッシブ型フィルタと比較してインピーダンスのピーク値が高域側に移動し、その結果、低域側のインピーダンスが低下することがわかる。一方、アンプ４０の増幅度を大きくすると、インピーダンスのピーク値が低域側に移動し、高域側のインピーダンスが低下してしまうことがわかる。また、低域側においてパッシブ型フィルタと同等なインピーダンスを得るためには、アンプ４０の増幅度を約２５倍以上とする必要があることがわかる。
According to FIGS. 6A to 6C, it can be seen that in the conventional
次に、本実施形態のアクティブ型フィルタ１の測定結果を示す。図７は、本実施形態のアクティブ型フィルタのインダクタンスおよびインピーダンスの測定結果である。図７（ａ）には周波数に対するインダクタンス特性が示されており、図７（ｂ）には周波数に対するインピーダンス特性が示されている。また、図７（ｃ）には図７（ｂ）における１ＭＨz〜１００ＭＨzを拡大したインピーダンス特性が示されている。 Next, the measurement result of the active filter 1 of this embodiment is shown. FIG. 7 shows measurement results of inductance and impedance of the active filter of this embodiment. FIG. 7A shows inductance characteristics with respect to frequency, and FIG. 7B shows impedance characteristics with respect to frequency. FIG. 7C shows an impedance characteristic obtained by enlarging 1 MHz to 100 MHz in FIG. 7B.
図７（ａ）において、曲線９０Ｉはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果であり、曲線９１Ｉ，９２Ｉ，９３Ｉ，９４Ｉはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。また、また、曲線９５Ｉは従来のパッシブ型フィルタの測定結果である。同様に、図７（ｂ）および図７（ｃ）において、曲線９０Ｒはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果である。曲線９１Ｒ，９２Ｒ，９３Ｒ，９４Ｒはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。また、曲線９５Ｒは従来のパッシブ型フィルタの測定結果である。なお、本実施形態のアクティブ型フィルタ１は、従来のパッシブ型フィルタと比較して約１／３倍に小型化されたものである。
In FIG. 7A, a curve 90I is a measurement result when the
図７（ａ）〜図７（ｃ）によれば、本実施形態のアクティブ型フィルタ１では、アンプ４０の作用により、パッシブ型フィルタと比較してインピーダンスのピーク値が高域側に移動し、その結果、低域側のインピーダンスが低下するが、インピーダンスのピーク値の高域側への移動量、および低域側のインピーダンスの低下量が従来のアクティブ型フィルタ７０に比べて小さいことがわかる。したがって、アンプ４０の増幅度が約３倍程度でも、低域側のインピーダンスの低下を補償することができ、低域側においてパッシブ型フィルタおよび従来のアクティブ型フィルタ（増幅度約２５倍）７０と同等なインピーダンスが得られることがわかる。また、アンプ４０の増幅度が小さいので、高域側のインピーダンスの低下量が小さく、高域側においてパッシブ型フィルタおよび従来のアクティブ型フィルタ（増幅度約２５倍）７０と比較して大きなインピーダンスが得られていることがわかる。
According to FIG. 7A to FIG. 7C, in the active filter 1 of the present embodiment, the peak value of the impedance moves to the high frequency side compared to the passive filter due to the action of the
次に、本実施形態のアクティブ型フィルタ１および従来のアクティブ型フィルタ７０のコモンモードノイズの減衰特性を示す。図８は、本実施形態および従来のアクティブ型フィルタの減衰特性の測定結果である。図８（ａ）には従来のアクティブ型フィルタ７０の周波数に対する減衰特性が示されており、図８（ｂ）には本実施形態のアクティブ型フィルタ１の周波数に対する減衰特性が示されている。
Next, common mode noise attenuation characteristics of the active filter 1 of the present embodiment and the conventional
図８（ａ）において、曲線８０Ｐはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果であり、曲線８１Ｐ，８２Ｐ，８３Ｐ，８４Ｐはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。同様に、曲線９０Ｐはアンプ４０がオフ状態であるときの測定結果であり、曲線９１Ｐ，９２Ｐ，９３Ｐ，９４Ｐはそれぞれアンプ４０の増幅度が１倍、３倍、２５．５８倍、１０１倍であるときの測定結果である。
In FIG. 8A, a
図８（ａ）によれば、従来のアクティブ型フィルタ７０では、上述したようにアンプ４０の増幅度を上げたことによる高域側のインピーダンス低下に起因して、１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ付近におけるコモンモードノイズの減衰特性が低下していることがわかる。しかしながら、図８（ｂ）によれば、本実施形態のアクティブ型フィルタ１では、上述したように２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ全域に渡ってインピーダンスの低下を補償することができるので、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ全域に渡ってコモンモードノイズの減衰特性が良好であることがわかる。
According to FIG. 8A, in the conventional
このように、本実施形態のアクティブ型フィルタ１によれば、コア１０には第１の磁路１３および第２の磁路１４の一部であるギャップ１５が設けられているので、アンプ４０の作用に起因する第１のコイル３０および第４のコイル３３におけるインピーダンスのピーク値の高域側への移動量が低減され、その結果、第１のコイル３０および第４のコイル３３における低域側のインピーダンスの低下が抑制される。したがって、本実施形態のアクティブ型フィルタによれば、アンプ４０の増幅度が小さくても低域側のインピーダンスの低下を補償することができ、アンプ４０の発振を抑制しつつ、高域側のインピーダンスの低下をも補償することが可能となる。
As described above, according to the active filter 1 of the present embodiment, the
また、本実施形態のアクティブ型フィルタ１によれば、アンプ４０の作用によって第１のコイル３０および第２のコイル３３のインピーダンスを増加することができるので、第１のコイル３０および第２のコイル３３を小型化することができ、その結果、アクティブ型フィルタ１を小型化することが可能となる。
Further, according to the active filter 1 of the present embodiment, the impedance of the
また、本実施形態のアクティブ型フィルタ１では、増幅部６０におけるオペアンプ６５と基準電圧生成部５０におけるオペアンプ５６とを集積化し、同一の半導体基板上に同一サイズの素子により形成することによって、オペアンプ６５とオペアンプ５６とが同一特性を有すると、電源変動および温度変動に起因するオペアンプ６５の出力電力の変動と、電源変動および温度変動に起因するオペアンプ５６の出力電圧、すなわちオペアンプ６５のための基準入力電圧の変動との誤差が低減されるので、基準入力電圧を基準としたアンプ４０の出力電力を電源変動および温度変動に対して安定化することができる。
Further, in the active filter 1 of the present embodiment, the
したがって、本実施形態のアクティブ型フィルタ１は、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの低い周波数を有するノイズの低減を要する電力線通信に好適に適用可能である。 Therefore, the active filter 1 of this embodiment can be suitably applied to power line communication that requires noise reduction having a low frequency of 2 MHz to 30 MHz.
また、本実施形態のアクティブ型フィルタ１によれば、コア１０におけるギャップ１５には、スペーサ２０が挿入されているので、スペーサ２０によってコア１０におけるギャップ間隔が安定する。したがって、ギャップ間隔の変動に起因する、第１のコイル３０、第２のコイル３１、第３のコイル３２および第４のコイル３３におけるヒステリシス特性の変動を低減することが可能となる。
Further, according to the active filter 1 of the present embodiment, since the
また、本実施形態のアクティブ型フィルタ１によれば、第１のコイル３０および第４のコイル３３がボビン２１を介してコア１０に巻き回されているので、予め第１のコイル３０および第４のコイル３３をボビン２１に巻き回してから、コア１０をボビン２１に挿入することによって第１のコイル３０および第４のコイル３３を製作することができるので、コア１０の形状によらずコア１０に第１のコイル３０および第４のコイル３３を巻き回す作業が容易となる。また、第２のコイル３１および第３のコイル３２についても、それぞれ、枠体１１ｂの部分１１ｃおよび枠体１２ｂの部分１２ｃ、枠体１１ｂの部分１１ｄおよび枠体１２ｂの部分１２ｄに１ターンのみ巻き回すだけなので、巻き回す作業が容易となる。
Further, according to the active filter 1 of the present embodiment, the
なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made.
本実施形態では、コア１０における中脚１１ａと中脚１２ａとの間、枠体１１ｂの部分１１ｃと枠体１２ｂの部分１２ｃの間、および枠体１１ｂの部分１１ｄと枠体１２ｂの部分１２ｄの間の３箇所にギャップ１５を有する形態を例示したが、本実施形態は、３箇所すべてにギャップを有さなくても同様な効果が得られる。例えば、中脚１１ａと中脚１２ａとの間のみにギャップを有する形態であってもよいし、枠体１１ｂの部分１１ｃと枠体１２ｂの部分１２ｃの間、および枠体１１ｂの部分１１ｄと枠体１２ｂの部分１２ｄの間の２箇所にギャップを有する形態であってもよい。
In this embodiment, between the
また、本実施形態では、コモンモードノイズを低減するためのアクティブ型コモンモードフィルタを例示したが、本実施形態は、ノーマルモードノイズを低減するためのアクティブ型ノーマルモードフィルタへの変形が可能である。例えば、第４のコイルの巻回方向を本実施形態と反対方向にすれば、アクティブ型ノーマルモードフィルタへの変形が可能である。 In the present embodiment, an active common mode filter for reducing common mode noise is exemplified. However, the present embodiment can be modified to an active normal mode filter for reducing normal mode noise. . For example, if the winding direction of the fourth coil is opposite to that of the present embodiment, the active normal mode filter can be modified.
また、本実施形態では、電力線の両ラインにそれぞれコイルを備える例を示したが、本実施形態は、電力線の片ラインにのみコイルを備える形態への変形が可能である。例えば、本実施形態において第４のコイルを備えない形態への変形が可能である。この形態によれば、コモンモードノイズおよびノーマルモードノイズを共に低減することが可能なアクティブ型フィルタが実現される。 Moreover, although the example which equips each line of a power line with a coil was shown in this embodiment, respectively, this embodiment can be deform | transformed into the form provided with a coil only in one line of a power line. For example, the present embodiment can be modified to a form that does not include the fourth coil. According to this embodiment, an active filter capable of reducing both common mode noise and normal mode noise is realized.
また、本実施形態では、コアとしてＥＥ型コアを例示したが、コアの形態は、磁路の一部を構成するギャップを形成することができれば、本実施形態の形態に限られるものではない。例えば、コアの形態は、ＥＩ型コアであってもよいし、Ｉ字状の中脚とロの字状の枠体とを組み合わせたコアであってもよい。 In the present embodiment, the EE type core is exemplified as the core. However, the form of the core is not limited to the form of the present embodiment as long as a gap constituting a part of the magnetic path can be formed. For example, the form of the core may be an EI type core, or a core in which an I-shaped middle leg and a B-shaped frame body are combined.
１…アクティブ型フィルタ、２ａ，２ｂ…入力端子、３ａ，３ｂ…出力端子、１０…コア、１１…第１の部分、１１ａ…中脚、１１ｂ…枠体、１２…第２の部分、１２ａ…中脚、１２ｂ…枠体、１３…第１の磁路、１４…第２の磁路、１５…ギャップ、２０…スペーサ、２１…ボビン、３０…第１のコイル、３１…第２のコイル、３２…第３のコイル、３３…第４のコイル、４０…アンプ、５０…基準電圧生成部、５６…オペアンプ、６０…増幅部、６５…オペアンプ。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Active filter, 2a, 2b ... Input terminal, 3a, 3b ... Output terminal, 10 ... Core, 11 ... 1st part, 11a ... Middle leg, 11b ... Frame, 12 ... 2nd part, 12a ... Middle leg, 12b ... frame, 13 ... first magnetic path, 14 ... second magnetic path, 15 ... gap, 20 ... spacer, 21 ... bobbin, 30 ... first coil, 31 ... second coil, 32 ... 3rd coil, 33 ... 4th coil, 40 ... amplifier, 50 ... reference voltage generation part, 56 ... operational amplifier, 60 ... amplification part, 65 ... operational amplifier.
Claims (4)
第１の磁路と第２の磁路とを形成するコアと、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられており、前記第１の磁路および前記第２の磁路に巻き回された第１のコイルと、
前記第１の磁路に巻き回された第２のコイルと、
前記第２のコイルの両端にそれぞれ接続された２つの入力端子を有するアンプと、
前記アンプの出力端子に接続された一端と前記第２のコイルの一端に接続された他端とを有しており、前記第２の磁路に誘起される磁束を強めるように前記第２の磁路に巻き回された第３のコイルと、
を備えており、
前記コアには、前記第１の磁路および前記第２の磁路の一部であるギャップが設けられている、
アクティブ型フィルタ。 In an active filter having an input terminal and an output terminal,
A core forming a first magnetic path and a second magnetic path;
A first coil provided between the input terminal and the output terminal, and wound around the first magnetic path and the second magnetic path;
A second coil wound around the first magnetic path;
An amplifier having two input terminals respectively connected to both ends of the second coil;
One end connected to the output terminal of the amplifier and the other end connected to one end of the second coil, and the second magnetic field is strengthened by the second magnetic path. A third coil wound around a magnetic path;
With
The core is provided with a gap that is a part of the first magnetic path and the second magnetic path.
Active filter.
前記増幅用オペアンプと前記基準用オペアンプとは、同一特性を有する、
請求項１に記載のアクティブ型フィルタ。 The amplifier includes an amplification operational amplifier that amplifies an induced electromotive force generated at both ends of the second coil, and a reference operational amplifier that generates a reference input voltage for the amplification operational amplifier.
The amplification operational amplifier and the reference operational amplifier have the same characteristics.
The active filter according to claim 1.
請求項１または２に記載のアクティブ型フィルタ。 A spacer is inserted into the gap in the core,
The active filter according to claim 1 or 2.
請求項１〜３の何れかに記載のアクティブ型フィルタ。
The first coil is wound around the core via a cylindrical bobbin,
The active filter according to claim 1.
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