JP2007202049A - Amplification factor variable amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、MOSトランジスタなどにより構成され、増幅率(利得)が可変できるとともに、温度による増幅率の変動を抑制できる増幅率可変増幅器に関するものである。 The present invention relates to an amplification factor variable amplifier that is configured by a MOS transistor or the like and can vary an amplification factor (gain) and can suppress a variation in amplification factor due to temperature.
近年、例えば携帯電話のような移動体通信機器において使用される増幅率可変増幅器として、低価格化、高集積化に有利なMOSトランジスタを用いたものが開発されるようになってきた。
また、移動体通信機器に使われる増幅率可変増幅器は、温度が変動しても同じ品質を求められるため、様々な温度補償回路を備えている。例えば、従来技術として、特許文献1に記載のような増幅率可変増幅器が知られている。
2. Description of the Related Art In recent years, for example, variable gain amplifiers used in mobile communication devices such as mobile phones have been developed using MOS transistors that are advantageous for cost reduction and high integration.
In addition, variable gain amplifiers used in mobile communication devices are provided with various temperature compensation circuits because the same quality is required even if the temperature fluctuates. For example, a variable gain amplifier as described in
この特許文献1に記載の増幅器は、MOS回路で構成され、一般的にgm一定バイアスと呼ばれているバイアス源を用いて、ギルバート型増幅率可変増幅器の温度補償を実現するようになっている。
具体的には、この従来の増幅器は、図5に示すように、ギルバート型増幅率可変増幅器1と、バイアス回路2と、制御回路3と、を備えている。
The amplifier described in
Specifically, as shown in FIG. 5, this conventional amplifier includes a Gilbert
ギルバート型増幅率可変増幅器1は、差動対を構成する入力用のMOSトランジスタM1、M2と、差動対を構成する利得制御用のMOSトランジスタM3、M4と、差動対を構成する利得制御用のMOSトランジスタM5、M6と、電流源として機能するMOSトランジスタ10と、出力用の負荷である抵抗R1、R2と、を備えている。
バイアス回路2は、MOSトランジスタM10が流すバイアス電流を可変制御する回路であり、MOSトランジスM11〜M16や、抵抗R3から構成される。
The Gilbert
The
制御回路3は、ギルバート型増幅率可変増幅器1の利得を制御するために、利得制御電圧をMOSトランジスタM3〜M6の各ゲートに供給するようになっている。
このような構成からなる増幅率可変増幅器の増幅率Gainは、以下の(1)式で表すことができ、(2)式を参照することにより、最終的に(3)式で表すことができる。
The
The gain Gain of the variable gain amplifier having such a configuration can be expressed by the following formula (1), and can be finally expressed by formula (3) by referring to formula (2). .
ただし、Voutは出力信号、Vinは入力信号、I1は増幅率制御トランジスタ対の出力負荷に接続されているトランジスタに流れる電流、I0はその増幅率制御トランジスタ対に流れる総電流、Rloadは出力負荷、gm0は入力トランジスタ対の相互コンダクタンスを示す。ここで、(I0−I1)はその増幅率制御トランジスタ対のもう一方のトランジスタに流れる電流である。
従って、ギルバート型増幅率可変増幅器は、上述のdI1/dI0の比を増幅率制御トランジスタ対のゲート電圧で制御することにより、可変増幅を実現している。
Where Vout is an output signal, Vin is an input signal, I1 is a current flowing through a transistor connected to the output load of the amplification factor control transistor pair, I0 is a total current flowing through the amplification factor control transistor pair, Rload is an output load, gm0 represents the mutual conductance of the input transistor pair. Here, (I0-I1) is a current flowing through the other transistor of the amplification factor control transistor pair.
Accordingly, the Gilbert gain variable amplifier realizes variable amplification by controlling the ratio of dI1 / dI0 described above with the gate voltage of the gain control transistor pair.
ところで、ギルバート型増幅率可変増幅器は、その増幅率が最大設定付近の領域では、I1≒I0であり、I1/I0≒1となり、dI1/dI0=1=定数となる。
また、同様に増幅率制御トランジスタ対のゲート電圧が等しい領域ではI1≒I0/2であり、I1/I0≒I0/(2×I0)=1/2となり、d I1/dI0=1/2=定数となるので、増幅率制御トランジスタ対の温度による効果は、その増幅率Gainには影響をほとんど与えない。
By the way, in the Gilbert type variable gain amplifier, in the region where the gain is near the maximum setting, I1≈I0, I1 / I0≈1, and dI1 / dI0 = 1 = constant.
Similarly, in a region where the gate voltages of the amplification factor control transistor pairs are equal, I1≈I0 / 2, I1 / I0≈I0 / (2 × I0) = 1/2, and dI1 / dI0 = 1/2 = Since it is a constant, the effect of the gain control transistor pair due to the temperature hardly affects the gain Gain.
従って、これらのdI1/dI0(T)の温度変化が無視できる領域では、増幅率の温度依存性はgm0とRloadの積に依存しており、従来技術のように、電流源としてこのgm×Rloadを温度に対して一定に保つGm一定バイアスを用いることにより、増幅率の温度補償を実現することができる。
ところが、上述のような従来回路では、例えば制御信号を最小増幅率に設定した場合、増幅率制御トランジスタのdI1/dI0(T)の温度特性が増幅率Gainの中で支配的になる。このため、dI1/dI0(T)で表される増幅率制御トランジスタ対の温度による効果を無視することができなくなり、精度の良い温度補償を広い可変利得範囲の中で行うことができなかった。 However, in the conventional circuit as described above, for example, when the control signal is set to the minimum amplification factor, the temperature characteristic of dI1 / dI0 (T) of the amplification factor control transistor becomes dominant in the amplification factor Gain. For this reason, the effect of the amplification factor control transistor pair represented by dI1 / dI0 (T) cannot be ignored, and accurate temperature compensation cannot be performed within a wide variable gain range.
そのため、温度特性が一定な領域で増幅率を制御する場合、その増幅率制御範囲は大きく制限されてしまう。従って、大きな増幅率制御範囲を持ちながら、精度良く温度補償を行うことができる新たな回路の出現が望まれている。
そこで、本発明の目的は、上記の点に鑑み、増幅率の温度補償を広い可変増幅率の範囲において実現できる、増幅率可変増幅器を提供することにある。
Therefore, when the gain is controlled in a region where the temperature characteristic is constant, the gain control range is greatly limited. Therefore, the appearance of a new circuit capable of performing temperature compensation with high accuracy while having a large amplification factor control range is desired.
Accordingly, an object of the present invention is to provide an amplification factor variable amplifier that can realize temperature compensation of an amplification factor in a wide variable amplification factor range in view of the above points.
上記の課題を解決し本発明の目的を達成するために、本発明は以下のような構成からなる。
すなわち、第1の発明は、入力信号を増幅するとともに、前記入力信号の増幅率を増幅率制御信号に応じて可変できるギルバート型増幅率可変増幅器と、前記ギルバート型増幅率可変増幅器に含まれる所定回路と等価であって所定の増幅率を有する回路で構成され、その増幅率に応じた電圧を出力する増幅率モニタ回路と、前記増幅率モニタ回路からの出力電圧と温度依存性のない所定の基準電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成する増幅率補償信号生成回路と、を備え、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて、前記ギルバート型増幅率可変増幅器および前記増幅率モニタ回路の温度による増幅率をそれぞれ補償するようになっている。
In order to solve the above problems and achieve the object of the present invention, the present invention has the following configuration.
That is, the first invention amplifies an input signal and can change the amplification factor of the input signal in accordance with an amplification factor control signal, and a predetermined included in the Gilbert amplification factor variable amplifier. An amplification factor monitor circuit that is equivalent to a circuit and has a predetermined amplification factor, outputs a voltage corresponding to the amplification factor, and a predetermined value that does not depend on the output voltage from the amplification factor monitor circuit and temperature An amplification factor compensation signal generation circuit that compares the reference voltage and generates an amplification factor compensation signal according to the difference, and using the amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit, The gain due to temperature of the Gilbert type variable gain amplifier and the gain monitor circuit are compensated for, respectively.
第2の発明は、第1の発明において、前記ギルバート型増幅率可変増幅器は、前記入力信号で動作する入力用の第1トランジスタ対と、前記第1トランジスタ対に所定の電流を供給する電流源と、前記増幅率制御信号で動作する増幅率制御用の2組の第2トランジスタ対と、前記2組の第2トランジスタ対に電流をそれぞれ供給するとともに、その電流がそれぞれ可変できる第1および第2の可変電流源とを含み、前記第1および第2の可変電流源の各電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっている。 In a second aspect based on the first aspect, the Gilbert variable amplification factor amplifier includes a first transistor pair for input that operates with the input signal, and a current source that supplies a predetermined current to the first transistor pair. Currents supplied to the two second transistor pairs for controlling the gain that operate in response to the gain control signal, and the second pair of the second transistors, and the first and second currents that can be varied respectively. 2 variable current sources, and each current of the first and second variable current sources is varied using an amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit.
第3の発明は、第2の発明において、前記増幅率モニタ回路は、前記増幅率制御用の第2トランジスタ対に対応するモニタ用のトランジスタ対と、前記モニタ用のトランジスタ対に電流を供給するとともに、その電流が可変できる可変電流源とを含み、前記可変電流源の電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっている。 In a third aspect based on the second aspect, the amplification factor monitoring circuit supplies a current to the monitoring transistor pair corresponding to the second transistor pair for controlling the amplification factor and the monitoring transistor pair. In addition, the current of the variable current source is variable using an amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit.
第4の発明は、ギルバート型増幅率可変増幅器と、増幅率モニタ回路と、増幅率補償信号生成回路と、を備えた増幅率可変増幅器であって、前記ギルバート型増幅率可変増幅器は、差動信号を入力するための入力トランジスタ対と、入力される増幅率制御信号に応じて、前記差動信号の増幅率を変更して増幅する2組の増幅率制御トランジスタ対と、増幅された差動信号を出力するための出力負荷と、前記入力トランジスタ対に所定の電流を供給する第1電流源と、入力トランジスタ対に電流をそれぞれ供給し、その各供給電流の総和が前記第1電流源の電流と等しい第2電流源および第3電流源と、前記2組の増幅率制御トランジスタ対に電流をそれぞれ供給し、その供給電流を可変できる第4電流源および第5電流源とを備え、前記増幅率モニタ回路は、前記増幅率制御トランジスタ対に対応し、その増幅率制御トランジスタの温度による増幅率の変化をモニタする増幅率モニタ用トランジスタ対と、前記増幅率モニタ用トランジスタ対に電流を供給し、その供給電流が可変できる第6電流源と、前記増幅率モニタ用トランジスタ対の一方のトランジスタに前記第6電流源の供給する電流の所定分数倍の電流を供給し、その供給電流を可変できる第7電流源とを備え、前記増幅率補償信号生成回路は、前記増幅率モニタ用トランジスタ対の入力端子間の差動電圧と、温度依存性のない所定の基準差動電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成する差動型演算増幅器を備え、かつ、前記第4、第5、第6、および第7の電流源の各供給電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっている。 A fourth invention is an amplification variable amplifier comprising a Gilbert amplification variable amplifier, an amplification monitor circuit, and an amplification compensation signal generation circuit, wherein the Gilbert amplification variable amplifier is a differential amplifier. An input transistor pair for inputting a signal, two amplification factor control transistor pairs for amplifying the differential signal by changing the amplification factor according to the inputted amplification factor control signal, and an amplified differential An output load for outputting a signal, a first current source for supplying a predetermined current to the input transistor pair, and a current to the input transistor pair, respectively, and the sum of the supply currents of the first current source A second current source and a third current source equal to the current, and a fourth current source and a fifth current source capable of supplying current to the two sets of amplification factor control transistor pairs and varying the supply current, amplification The monitor circuit corresponds to the amplification factor control transistor pair, and supplies a current to the amplification factor monitoring transistor pair for monitoring a change in the amplification factor depending on the temperature of the amplification factor control transistor, and the amplification factor monitoring transistor pair, The supply current can be varied by supplying a current that is a predetermined fraction of the current supplied by the sixth current source to the sixth current source that can vary the supply current and one transistor of the amplification factor monitoring transistor pair. The amplification factor compensation signal generation circuit compares a differential voltage between the input terminals of the amplification factor monitoring transistor pair with a predetermined reference differential voltage having no temperature dependency; A differential operational amplifier that generates an amplification factor compensation signal according to the difference, and each of the supply currents of the fourth, fifth, sixth, and seventh current sources is the amplification factor signal generation unit; And it is adapted to variably using amplification factor compensation signal generated by the circuit.
第5の発明は、第4の発明において、前記増幅率補償信号生成回路は、前記差動型演算増幅器から出力される増幅率補償信号に従って所定の電流を流す第1MOSトランジスタをさらに備え、前記第4、第5、第6、および第7の各可変電流源は、第2、第3、第4、および第5のMOSトランジスタからなり、前記第1、第2、第3、および第4のMOSトランジスタは、所定のカレントミラー回路を形成するようにした。 According to a fifth aspect based on the fourth aspect, the amplification factor compensation signal generation circuit further includes a first MOS transistor that allows a predetermined current to flow in accordance with the amplification factor compensation signal output from the differential operational amplifier. Each of the fourth, fifth, sixth, and seventh variable current sources includes second, third, fourth, and fifth MOS transistors, and the first, second, third, and fourth The MOS transistor forms a predetermined current mirror circuit.
第6の発明は、第5の発明において、前記第4MOSトランジスタのトランジスタサイズの所定分数倍であり、前記第4のMOSトランジスタと所定のカレントミラー回路を形成する第6のMOSトランジスタと、前記第6のMOSトランジスタに所定の電流を流し、かつ、前記第5MOSトランジスタのトランジスタサイズの所定分数倍であり、前記第5のMOSトランジスタと所定のカレントミラー回路を形成する第7のMOSトランジスタとを備える。
第7の発明は、第4、第5、または第6の発明において、前記ギルバート型増幅率可変増幅器は、折返し構造のギルバート型増幅率可変増幅器からなる。
According to a sixth invention, in the fifth invention, a sixth MOS transistor having a predetermined fractional multiple of the transistor size of the fourth MOS transistor and forming a predetermined current mirror circuit with the fourth MOS transistor, A seventh MOS transistor for supplying a predetermined current to the sixth MOS transistor and having a predetermined fractional multiple of the transistor size of the fifth MOS transistor and forming a predetermined current mirror circuit with the fifth MOS transistor; Is provided.
According to a seventh invention, in the fourth, fifth, or sixth invention, the Gilbert gain variable amplifier comprises a folded Gilbert gain variable amplifier.
本発明によれば、増幅率の温度補償を、広い可変増幅率の範囲において実現することができる。 According to the present invention, amplification factor temperature compensation can be realized in a wide variable amplification factor range.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
(第1実施形態)
図1は、本発明の増幅率可変増幅器の第1実施形態の構成を示すブロック図である。
この第1実施形態は、図1に示すように、ギルバート型増幅率可変増幅器11と、増幅率モニタ回路12と、増幅率補償信号生成回路13とを備え、ギルバート型増幅率可変増幅器11の増幅率の温度補償を行うようになっている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a variable gain amplifier according to the present invention.
As shown in FIG. 1, the first embodiment includes a Gilbert
ギルバート型増幅率可変増幅器11は、入力端子21、制御端子22、および出力端子23を備え、入力端子21に入力される入力信号INを増幅するとともに、制御端子22に与えられる増幅率制御信号Vcに応じて、その入力信号INの増幅率を可変(制御)するようになっている。
また、ギルバート型増幅率可変増幅器11は、その増幅率に係る動作電流(バイアス電流)が増幅率補償信号生成回路13で生成される増幅率補償信号Scによって制御され、その増幅率が温度補償されるようになっている。
The Gilbert variable
In the Gilbert
増幅率モニタ回路12は、ギルバート型増幅率可変増幅器11と接近して配置させて同じ温度特性を有するダミー増幅率可変増幅器(ダミー回路)から成り、その動作電流(バイアス電流)がギルバート型増幅率可変増幅器11と同じ種類のものである。このため、増幅率モニタ回路12の増幅率特性は、ギルバート型増幅率可変増幅器11と同じになっている。
The amplification
すなわち、増幅率モニタ回路12は、ギルバート型増幅率可変増幅器11に含まれる所定の回路と等価であって、所定の増幅率を有する回路で構成され、温度による増幅率の変化(温度による自己の動作電流の変化)に応じた電圧を生成し、これを出力電圧Voutとして増幅率補償信号生成回路13に出力するようになっている。
さらに、増幅率モニタ回路12は、その動作電流(バイアス電流)が増幅率補償信号生成回路13で生成される増幅率補償信号Scで制御され、その増幅率が一定に制御(温度補償)されるようになっている。
That is, the
Furthermore, the amplification
増幅率補償信号生成回路13は、増幅率モニタ回路12からの出力電圧Voutと温度依存性のない基準電圧源(図示せず)からの所定の基準電圧Vrefとを比較し、その差に応じた増幅率補償信号Scを生成し、これをギルバート型増幅率可変増幅器11および増幅率モニタ回路12にそれぞれ供給するようになっている。
次に、このような構成からなる第1実施形態の動作例について説明する。
The amplification factor compensation
Next, an operation example of the first embodiment having such a configuration will be described.
増幅率モニタ回路12は、温度の変化によるその増幅率の変化(温度による自己の動作電流の変化)に応じた電圧を生成し、この生成電圧を出力電圧Voutとして増幅率補償信号生成回路13に供給する。
増幅率補償信号生成回路13は、その出力電圧Voutを温度依存性のない基準電圧Vrefと比較し、その差に応じた増幅率補償信号Scを生成し、これがギルバート型増幅率可変増幅器11と増幅率モニタ回路12にそれぞれ供給される。
The amplification
The amplification factor compensation
これにより、増幅率補償信号Scは、ギルバート型増幅率可変増幅器11の動作電流を制御し、これと同時に増幅率モニタ回路12の動作電流を制御する。
ここで、例えば、ギルバート型増幅率可変増幅器11の制御端子22に、増幅率制御信号Vcとして、増幅率モニタ回路12からの出力電圧Voutと同じ電圧を入力するものとする。そして、ギルバート型増幅率可変増幅器11の動作電流と増幅率モニタ回路12の動作電流とが同じ種類であって等価であれば、ギルバート型増幅率可変増幅器11は、増幅率モニタ回路12の所定の増幅率と同じ増幅率で入力信号を増幅して出力する。
As a result, the gain compensation signal Sc controls the operating current of the Gilbert
Here, for example, the same voltage as the output voltage Vout from the
このように、この第1実施形態では、増幅率モニタ回路12の出力電圧Voutと温度に依存しない基準電圧源の基準電圧Vrefを比較して、これらの両電圧が同じになるようにギルバート型増幅率可変増幅器11と増幅率モニタ回路12の同種の動作電流をそれぞれ制御するようにした。
このため、基準電圧源の生成する基準電圧Vrefがギルバート型増幅率可変増幅器11の制御電圧Vcと同じであれば、いかなる温度条件においても、ギルバート型増幅率可変増幅器11の増幅率は増幅率モニタ回路12の所定の増幅率と同じになり、その増幅率の温度特性が補償される。
また、この第1実施形態では、上記の基準電圧源の基準電圧Vrefを任意に決めることができ、その基準電圧Vrefをd1/d0(T)が最大になる領域に選択することにより、従来技術では温度補償できなかった領域での温度補償ができる。
As described above, in the first embodiment, the output voltage Vout of the amplification
For this reason, as long as the reference voltage Vref generated by the reference voltage source is the same as the control voltage Vc of the Gilbert
In the first embodiment, the reference voltage Vref of the reference voltage source can be arbitrarily determined. By selecting the reference voltage Vref in a region where d1 / d0 (T) is maximized, Then, temperature compensation can be performed in a region where temperature compensation could not be performed.
(第2実施形態)
図2は、本発明の増幅率可変増幅器の第2実施形態の構成を示す回路図である。
この第2実施形態は、図1に示す第1実施形態の各部の構成を具体化したものであり、図2に示すように、ギルバート型増幅率可変増幅器11と、増幅率モニタ回路12と、増幅率補償信号生成回路13とを備え、ギルバート型増幅率可変増幅器11の増幅率の温度補償を行うようになっている。
ギルバート型増幅率可変増幅器11は、図2に示すように、入力用の一対のMOSトランジスタM1、M2と、増幅率制御用の一対のMOSトランジスタM3、M4と、増幅率制御用の一対のMOSトランジスタM5、M6と、電流源S1と、電流源S2、S3と、可変電流源S4、S5と、出力負荷R1、R2を備えている。
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the second embodiment of the variable gain amplifier according to the present invention.
In the second embodiment, the configuration of each part of the first embodiment shown in FIG. 1 is embodied. As shown in FIG. 2, a Gilbert
As shown in FIG. 2, the Gilbert gain
MOSトランジスタM1、M2は、差動対を構成し、そのゲートに差動入力信号が供給されるようになっている。MOSトランジスタM3、M4およびMOSトランジスタM5、M6は、2組の差動対を構成し、上記の入力信号を増幅するとともに、そのゲートに入力される差動形態の増幅率制御信号に応じて、その差動入力信号の増幅率を制御できるようになっている。 The MOS transistors M1 and M2 constitute a differential pair, and a differential input signal is supplied to the gates thereof. The MOS transistors M3 and M4 and the MOS transistors M5 and M6 constitute two sets of differential pairs, amplify the above input signals, and according to the differential gain control signals input to the gates thereof. The amplification factor of the differential input signal can be controlled.
出力負荷R1、R2は、増幅された差動入力信号を出力するために機能するようになっている。
電流源S1は、MOSトランジスタM1、M2に所定の動作電流を供給するようになっている。電流源S2、S3は、対応するMOSトランジスタM1、M2に所定の電流をそれぞれ供給し、各供給電流の総和が電流源S1の供給電流と等しくなるように構成されている。ここで、図2に示すように、電流源S1、S2、S3は定電流源としているが、可変電流源で構成しても良い。
The output loads R1 and R2 function to output an amplified differential input signal.
The current source S1 supplies a predetermined operating current to the MOS transistors M1 and M2. The current sources S2 and S3 are configured to supply predetermined currents to the corresponding MOS transistors M1 and M2, respectively, and the sum of the supply currents is equal to the supply current of the current source S1. Here, as shown in FIG. 2, the current sources S1, S2, and S3 are constant current sources, but may be configured with variable current sources.
可変電流源S4は、MOSトランジスタM3、M4に動作電流を供給するとともに、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。
同様に、可変電流源S5は、MOSトランジスタM5、M6に動作電流を供給するとともに、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。
The variable current source S4 supplies an operating current to the MOS transistors M3 and M4, and the supply current is varied by an amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
Similarly, the variable current source S5 supplies an operating current to the MOS transistors M5 and M6, and the supply current is varied by the amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
さらに詳述すると、MOSトランジスタM1、M2は、各ゲートが入力端子31、32に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が電流源S1を介して接地されている。MOSトランジスタM1のドレインは、電流源S2を介して電源端子37に接続されている。また、MOSトランジスタM2のドレインは、電流源S3を介して電源端子37に接続されている。
More specifically, the MOS transistors M1 and M2 have their gates connected to the
MOSトランジスタM3、M4は、各ゲートが制御端子33、34に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が、MOSトランジスタM1のドレインに接続されるとともに、可変電流源S4を介して接地されている。MOSトランジスタM3のドレインは、出力端子36に接続されるとともに、負荷抵抗R1を介して電源端子37に接続されている。また、MOSトランジスタM4のドレインは、電源端子37に接続されている。
In the MOS transistors M3 and M4, the gates are connected to the
MOSトランジスタM5、M6は、各ゲートが制御端子34、33に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が、MOSトランジスタM2のドレインに接続されるとともに、可変電流源S5を介して接地されている。MOSトランジスタM5のドレインは、電源端子37に接続されている。また、MOSトランジスタM6のドレインは、出力端子35に接続されるとともに、負荷抵抗R2を介して電源端子37に接続されている。
In the MOS transistors M5 and M6, the gates are connected to the
増幅率モニタ回路12は、図2に示すように、増幅率モニタ用の一対のMOSトランジスタM7、M8と、可変電流源S6と、可変電流源S7とを備えている。
MOSトランジスタM7、M8は、ギルバート型増幅率可変増幅器11のMOSトランジスタM3、M4(あるいはMOSトランジスタM5、M6)に対応し、それと同じ種類であるとともに同じ温度特性を有し、そのMOSトランジスタM3、M4の温度による増幅率の変化をモニタするためのものである。
As shown in FIG. 2, the
The MOS transistors M7 and M8 correspond to the MOS transistors M3 and M4 (or the MOS transistors M5 and M6) of the Gilbert type
可変電流源S6は、MOSトランジスタM7、M8に電流を供給するとともに、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。
また、可変電流源S7は、MOSトランジスタM7に電流を供給するとともに、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。可変電流源S7は、可変電流源S6の供給電流の所定分数倍の電流を供給するようになっている。
The variable current source S6 supplies current to the MOS transistors M7 and M8, and the supply current is varied by the amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
The variable current source S7 supplies current to the MOS transistor M7, and the supply current is varied by the amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
さらに詳述すると、MOSトランジスタM7のゲートは、自己のドレインに接続されるとともに、増幅率補償信号生成回路13の差動型演算増幅器131の入力端子に接続されている。MOSトランジスタM7のドレインは、可変電流源S7を介して電源端子37に接続されている。
MOSトランジスタM8のゲートは、差動型演算増幅器131の入力端子に接続されるとともに、所定の電圧が印加されるようになっている。MOSトランジスタM8のドレインは電源端子37に接続されている。MOSトランジスタM7、M8の各ソースは共通接続され、その共通接続部が可変電流源S6を介して接地されている。
More specifically, the gate of the MOS transistor M7 is connected to its own drain and to the input terminal of the differential
The gate of the MOS transistor M8 is connected to the input terminal of the differential
増幅率補償信号生成回路13は、図2に示すように、差動型演算増幅器131から構成される。
この差動型演算増幅器131は、増幅率モニタ回路12から出力される差動電圧と、図示しない定電圧源からの差動基準電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成し、この生成した増幅率補償信号を可変電流源S4、S5、S6、S7にそれぞれ供給するようになっている。これにより、可変電流源S4、S5、S6、S7の各電流が制御される。
As illustrated in FIG. 2, the amplification factor compensation
The differential
次に、このような構成からなる第2実施形態の作用について説明する。
このような構成からなる第2実施形態のギルバート型増幅率可変増幅器11の増幅率は、上記の(3)式を参照すると次の(4)式で表すことができる。
Next, the operation of the second embodiment having such a configuration will be described.
The amplification factor of the Gilbert
(4)式において、I1はMOSトランジスタM3に流れる電流、I0はMOSトランジスタM3とM4に流れる電流の総和、Rloadは出力負荷R1の値、gm0はMOSトランジスタM1、M2の相互コンダクタンスである。ここで、(I0−I1)はMOSトランジスタM4に流れる電流である。 In the equation (4), I1 is a current flowing through the MOS transistor M3, I0 is a sum of currents flowing through the MOS transistors M3 and M4, Rload is a value of the output load R1, and gm0 is a mutual conductance of the MOS transistors M1 and M2. Here, (I0-I1) is a current flowing through the MOS transistor M4.
この第2実施形態では、電流源S1、S2、S3と可変電流源S4、S5とを設け、電流源S1、S2、S3によりMOSトランジスタM1、M2の動作電流を流し、可変電流源S4、S5によりMOSトランジスタM3、M4およびMOSトランジスタM5、M6を動作電流をそれぞれ流すようにしたので、その両動作電流は温度効果ごとに制御できる。
すなわち、gm0の温度効果は電流源S2に依存しており、d I1/dI0の温度効果は可変電流源S4、S5に依存している。そのため、gm0とd I1/dI0を別々の動作電流によって制御することができる。
In the second embodiment, current sources S1, S2, and S3 and variable current sources S4 and S5 are provided, and the operating currents of the MOS transistors M1 and M2 are supplied by the current sources S1, S2, and S3, and the variable current sources S4, S5 are supplied. Thus, the MOS transistors M3 and M4 and the MOS transistors M5 and M6 are caused to flow operating currents, respectively, so that both operating currents can be controlled for each temperature effect.
That is, the temperature effect of gm0 depends on the current source S2, and the temperature effect of dI1 / dI0 depends on the variable current sources S4 and S5. Therefore, gm0 and dI1 / dI0 can be controlled by separate operating currents.
そこで、この第2実施形態では、増幅率補償信号生成回路13が、増幅率モニタ回路12からの出力電圧と温度依存性のない基準電圧源の基準電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成し、この生成信号でギルバート型増幅率可変増幅器11の可変電流源S4、S5が供給する動作電流をそれぞれ制御するようにした。
このため、ギルバート型増幅率可変増幅器11は、基準電圧源の基準電圧に対して、電流比I1/I0が温度に依存しない増幅率を実現でき、その増幅率Gainは次の(5)式で表すことができる。
Therefore, in the second embodiment, the amplification factor compensation
For this reason, the Gilbert
また、この第2実施形態では、増幅率モニタ回路12の可変電流源S7がMOSトランジスタM7に供給する電流I1を、可変電流源S6が回路全体に供給する電流I0の所定分数倍1/Nになるようにした。このため、増幅率モニタ回路12の電流比I1/I0は、その所定分数倍1/Nとなり、d I1/dI0=1/N=定数となる。この電流比I1/I0が、増幅率モニタ回路12の増幅率を決定する。
In the second embodiment, the current I1 supplied from the variable current source S7 of the amplification
さらに、増幅率モニタ回路12のdI1/dI0が定数になるため、増幅率モニタ用のMOSトランジスタM7、M8の電流比には温度の依存性はない。この増幅率モニタ用のMOSトランジスタM7、M8間の電圧差は、可変電流源S6で与えられる電流に対して、電流比I1/I0 を一定にするための電圧を示している。同時に、その電位差は、増幅率モニタ回路12の増幅率を一定にするための電圧を示している。
Further, since dI1 / dI0 of the amplification
また、この第2実施形態では、差動型演算増幅器131が、増幅率モニタ用のMOSトランジスタM7、M8から得られる電圧差と、温度依存性のない基準電圧源の基準電圧とを比較する。そして、その差動型演算増幅器131の出力により、増幅率モニタ回路12は、その与えられた基準電圧と同じ電圧を出力するように、可変電流源S6、S7の電流が制御される。この結果、MOSトランジスタM7、M8の電流比が一定に保たれる。
In the second embodiment, the differential
また、ここで使用される基準電圧源の基準電圧と所定分数倍1/Nは、増幅率モニタ回路12が無い状態でギルバート型増幅率可変増幅器11の電流比I1/I0の温度依存性が最大の領域となる電圧を選ぶことが望ましい。
なお、この第2実施形態は、図2に示すように出力負荷として抵抗を使用しているが、インダクタやトランジスタ等などからなる出力負荷でも良い。
Further, the reference voltage of the reference voltage source used here and the predetermined fractional multiple 1 / N have a temperature dependency of the current ratio I1 / I0 of the Gilbert
In the second embodiment, a resistor is used as an output load as shown in FIG. 2, but an output load composed of an inductor, a transistor, or the like may be used.
また、この第2実施形態では、図2に示すように、ギルバート型増幅率可変増幅器11はN型のMOSトランジスタで構成するようにしたが、これに代えてP型のMOSトランジスタを使用するようにしても良い。その場合には、増幅率モニタ回路12を構成するMOSトランジスタは同じ種類のP型のMOSトランジスタを用いる必要がある。それに併せて、各電流源、出力負荷などの接続も、電源端子から接地へ、接地から電源端子へと変更になる。
In the second embodiment, as shown in FIG. 2, the Gilbert
(第3実施形態)
図3は、本発明の増幅率可変増幅器の第3実施形態の構成を示す回路図である。
この第3実施形態は、図1に示す第1実施形態のギルバート型増幅率増幅器11を、図3に示すような折り返し構造のギルバート型増幅率可変増幅器11Aに置き換えるようにしたものである。
なお、この第3実施形態は、ギルバート型増幅率可変増幅器11A以外の部分の構成は図2に示す第2実施形態と同様であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。
(Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the third embodiment of the variable gain amplifier of the present invention.
In the third embodiment, the
Since the configuration of the third embodiment is the same as that of the second embodiment shown in FIG. 2 except for the Gilbert
この第3実施形態に係るギルバート型増幅率可変増幅器11Aは、入力用の一対のMOSトランジスタのドレインの点で折り返し、その各MOSトランジスタの動作電流を別個に制御するようになっている。
すなわち、ギルバート型増幅率可変増幅器11Aは、図3に示すように、入力用の一対のMOSトランジスタM21、M22と、増幅率制御用の一対のMOSトランジスタM3、M4と、増幅率制御用の一対のMOSトランジスタM5、M6と、電流源S11と、電流源S12、S13と、可変電流源S14、S15と、出力負荷R1、R2を備えている。
The Gilbert
That is, as shown in FIG. 3, the Gilbert
MOSトランジスタM21、M22は、差動対を構成し、そのゲートに差動入力信号が供給されるようになっている。MOSトランジスタM3、M4およびMOSトランジスタM5、M6は、2組の差動対を構成し、上記の差動入力信号を増幅するとともに、そのゲートに入力される差動形態の増幅率制御信号に応じて、その入力信号の増幅率を制御できるようになっている。 The MOS transistors M21 and M22 constitute a differential pair, and a differential input signal is supplied to the gates thereof. The MOS transistors M3 and M4 and the MOS transistors M5 and M6 constitute two sets of differential pairs, amplify the above differential input signals, and respond to the differential gain control signals input to the gates thereof. Thus, the gain of the input signal can be controlled.
出力負荷R1、R2は、増幅された差動入力信号を出力するために機能するようになっている。
電流源S11は、MOSトランジスタM21、M22に電流を供給するようになっている。電流源S12はMOSトランジスタM21に電流を供給し、電流源S13はMOSトランジスタM22に電流を供給するようになっている。
The output loads R1 and R2 function to output an amplified differential input signal.
The current source S11 supplies current to the MOS transistors M21 and M22. The current source S12 supplies current to the MOS transistor M21, and the current source S13 supplies current to the MOS transistor M22.
可変電流源S14は、MOSトランジスタM3、M4に電流を供給するとともに、MOSトランジスタS21に電流を供給し、かつ、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。
可変電流源S15は、MOSトランジスタM5、M6に電流を供給するとともに、MOSトランジスタS22に電流を供給し、その供給電流が増幅率補償信号生成回路13から出力される増幅率補償信号によって可変されるようになっている。
The variable current source S14 supplies current to the MOS transistors M3 and M4, supplies current to the MOS transistor S21, and the supply current is variable according to the amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
The variable current source S15 supplies current to the MOS transistors M5 and M6 and also supplies current to the MOS transistor S22, and the supplied current is varied by the amplification factor compensation signal output from the amplification factor compensation
さらに詳述すると、MOSトランジスタM21、M22は、各ゲートが入力端子31、32に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が電流源S11を介して電源端子37に接続されている。MOSトランジスタM21のドレインは、電流源S12を介して接地されている。また、MOSトランジスタM22のドレインは、電流源S13を介して接地されている。
More specifically, MOS transistors M21 and M22 have their gates connected to input
MOSトランジスタM3、M4は、各ゲートが制御端子33、34に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が、MOSトランジスタM21のドレインに接続されるとともに、可変電流源S14を介して接地されている。MOSトランジスタM23のドレインは、出力端子36に接続されるとともに、負荷抵抗R1を介して電源端子37に接続されている。また、MOSトランジスタM24のドレインは、電源端子37に接続されている。
In the MOS transistors M3 and M4, the gates are connected to the
MOSトランジスタM5、M6は、各ゲートが制御端子34、33に接続され、その各ソースが共通接続され、その共通接続部が、MOSトランジスタM22のドレインに接続されるとともに、可変電流源S15を介して接地されている。MOSトランジスタM5のドレインは、電源端子37に接続されている。また、MOSトランジスタM6のドレインは、出力端子35に接続されるとともに、負荷抵抗R2を介して電源端子37に接続されている。
このような構成からなる第3実施形態では、第2実施形態と同様の動作を実現できる上に、それと同様の効果を実現できる。
In the MOS transistors M5 and M6, the gates are connected to the
In the third embodiment having such a configuration, the same operation as that of the second embodiment can be realized, and the same effect as that can be realized.
(第4実施形態)
図4は、本発明の増幅率可変増幅器の第4実施形態の構成を示す回路図である。
この第4実施形態は、図3に示す第3実施形態の構成要素の各電流源を、図4に示すようにMOSトランジスタで構成するようにしたものである。
なお、この第4実施形態は、そのMOSトランジスタで構成した電流源以外の部分の構成は図3に示す第3実施形態と同様であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。
この第4実施形態では、図3に示す電流源S11、S12、13を、図4に示すようにMOSトランジスタM23、M24、M25でそれぞれ構成し、そのMOSトランジスタM23、M24、M25の各ゲートに所定のバイアス電圧をそれぞれ印加するようにした。
(Fourth embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the fourth embodiment of the variable gain amplifier according to the present invention.
In the fourth embodiment, each current source of the constituent elements of the third embodiment shown in FIG. 3 is constituted by a MOS transistor as shown in FIG.
Since the configuration of the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment shown in FIG. 3 except for the current source configured by the MOS transistor, the same components are denoted by the same reference numerals and Description is omitted.
In the fourth embodiment, the current sources S11, S12, and 13 shown in FIG. 3 are configured by MOS transistors M23, M24, and M25 as shown in FIG. 4, and the gates of the MOS transistors M23, M24, and M25 are connected to the gates. A predetermined bias voltage was applied to each.
また、図3に示す可変電流源S6、S7、S14、S15は、図4に示すように、MOSトランジスタM31〜M38を用いて構成するようにした。
すなわち、MOSトランジスタ31は、差動型演算増幅器131から出力される増幅率補償信号によって所定の電流を流し、この電流がMOSトランジスタM32に供給されるようになっている。
Further, the variable current sources S6, S7, S14, and S15 shown in FIG. 3 are configured using MOS transistors M31 to M38 as shown in FIG.
That is, the
MOSトランジスタ32は、MOSトランジスタM33〜M36とで第1カレントミラー回路を構成し、MOSトランジスタ32に流れる電流に比例する電流が、そのMOSトランジスタM33〜M36にそれぞれ流れるようになっている。MOSトランジスタ32の電流とMOSトランジスタM33〜M36に流れる電流は、トランジスタサイズで決めることができる。
The
また、MOSトランジスタM34に流れる電流は、MOSトランジスタM37に流れるようになっている。MOSトランジスタM37は、MOSトランジスタM38とで第2カレントミラー回路を構成し、MOSトランジスタ37に流れる電流に比例する電流が、MOSトランジスタM38に流れるようになっている。MOSトランジスタ37の電流とMOSトランジスタM38に流れる電流は、トランジスタサイズで決めることができる。
The current flowing through the MOS transistor M34 flows through the MOS transistor M37. The MOS transistor M37 forms a second current mirror circuit with the MOS transistor M38, and a current proportional to the current flowing through the
このような構成からなる第4実施形態によれば、MOSトランジスタM33からなる電流源とMOSトランジスタM38からなる電流源の電流比を、MOSトランジスタのトランジスタサイズ(W/Lサイズ)比によって実現できるので、精度良く所定分数倍の電流を得ることができる。
また、この第4実施形態では、ギルバート型増幅率可変増幅器11の電流源用のMOSトランジスタM35、M36と一対のMOSトランジスタM3、M4(M5、M6)との大きさの比と、増幅率モニタ回路12の電流源用のMOSトランジスタM33と一対のMOSトランジスタM7、M8の大きさの比がそれぞれ等しければ、その電流源の電流の大きさは任意に選択できる。
According to the fourth embodiment having such a configuration, the current ratio of the current source consisting of the MOS transistor M33 and the current source consisting of the MOS transistor M38 can be realized by the transistor size (W / L size) ratio of the MOS transistor. Therefore, a current that is a predetermined fraction times as high can be obtained with high accuracy.
In the fourth embodiment, the size ratio between the MOS transistors M35 and M36 for the current source of the Gilbert
本発明の増幅率可変増幅器は、各種ICにおいて用いられる増幅率可変増幅器に適用され、例えば無線通信機器に搭載することができ、温度による増幅率の変動を補償することができる。 The variable gain amplifier of the present invention is applied to a variable gain amplifier used in various ICs, and can be mounted, for example, in a wireless communication device, and can compensate for variations in gain due to temperature.
11 ギルバート型増幅率可変増幅器
11A 折り返し構造のギルバート型増幅率可変増幅器
12 増幅率モニタ回路
13 増幅率補償信号生成回路
11 Gilbert type
Claims (7)
前記ギルバート型増幅率可変増幅器に含まれる所定回路と等価であって所定の増幅率を有する回路で構成され、その増幅率に応じた電圧を出力する増幅率モニタ回路と、
前記増幅率モニタ回路からの出力電圧と温度依存性のない所定の基準電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成する増幅率補償信号生成回路と、を備え、
前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて、前記ギルバート型増幅率可変増幅器および前記増幅率モニタ回路の温度による増幅率をそれぞれ補償するようになっていることを特徴とする増幅率可変増幅器。 While amplifying the input signal, the Gilbert type gain variable amplifier that can vary the gain of the input signal according to the gain control signal,
An amplification rate monitor circuit configured to be equivalent to a predetermined circuit included in the Gilbert gain variable amplifier and having a predetermined amplification rate, and outputting a voltage corresponding to the amplification rate;
An amplification factor compensation signal generation circuit that compares an output voltage from the amplification factor monitor circuit with a predetermined reference voltage that does not depend on temperature, and generates an amplification factor compensation signal according to the difference, and
The amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit is used to compensate the amplification factor due to temperature of the Gilbert gain variable amplifier and the amplification monitor circuit, respectively. Amplification variable amplifier.
前記入力信号で動作する入力用の第1トランジスタ対と、
前記第1トランジスタ対に所定の電流を供給する電流源と、
前記増幅率制御信号で動作する増幅率制御用の2組の第2トランジスタ対と、
前記2組の第2トランジスタ対に電流をそれぞれ供給するとともに、その電流がそれぞれ可変できる第1および第2の可変電流源とを含み、
前記第1および第2の可変電流源の各電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっていることを特徴とする請求項1に記載の増幅率可変増幅器。 The Gilbert variable gain amplifier is
A first pair of transistors for input operating with the input signal;
A current source for supplying a predetermined current to the first transistor pair;
Two sets of second transistors for gain control that operate with the gain control signal;
A first variable current source and a second variable current source each supplying a current to each of the two pairs of second transistors and capable of varying the current;
2. The current of each of the first and second variable current sources is variable using an amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit. Variable gain amplifier.
前記増幅率制御用の第2トランジスタ対に対応するモニタ用のトランジスタ対と、
前記モニタ用のトランジスタ対に電流を供給するとともに、その電流が可変できる可変電流源とを含み、
前記可変電流源の電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっていることを特徴とする請求項2に記載の増幅率可変増幅器。 The amplification factor monitor circuit includes:
A transistor pair for monitoring corresponding to the second transistor pair for controlling the amplification factor;
A current source for supplying current to the transistor pair for monitoring and a variable current source capable of varying the current;
3. The variable amplification factor amplifier according to claim 2, wherein the current of the variable current source is varied using an amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit.
前記ギルバート型増幅率可変増幅器は、
差動信号を入力するための入力トランジスタ対と、
入力される増幅率制御信号に応じて、前記差動信号の増幅率を変更して増幅する2組の増幅率制御トランジスタ対と、
増幅された差動信号を出力するための出力負荷と、
前記入力トランジスタ対に所定の電流を供給する第1電流源と、
入力トランジスタ対に電流をそれぞれ供給し、その各供給電流の総和が前記第1電流源の電流と等しい第2電流源および第3電流源と、
前記2組の増幅率制御トランジスタ対に電流をそれぞれ供給し、その供給電流を可変できる第4電流源および第5電流源とを備え、
前記増幅率モニタ回路は、
前記増幅率制御トランジスタ対に対応し、その増幅率制御トランジスタの温度による増幅率の変化をモニタする増幅率モニタ用トランジスタ対と、
前記増幅率モニタ用トランジスタ対に電流を供給し、その供給電流が可変できる第6電流源と、
前記増幅率モニタ用トランジスタ対の一方のトランジスタに前記第6電流源の供給する電流の所定分数倍の電流を供給し、その供給電流を可変できる第7電流源とを備え、
前記増幅率補償信号生成回路は、前記増幅率モニタ用トランジスタ対の入力端子間の差動電圧と、温度依存性のない所定の基準差動電圧とを比較し、その差に応じた増幅率補償信号を生成する差動型演算増幅器を備え、
かつ、前記第4、第5、第6、および第7の電流源の各供給電流は、前記増幅率補償信号生成回路で生成される増幅率補償信号を用いて可変させるようになっていることを特徴とする増幅率可変増幅器。 A gain variable amplifier including a Gilbert gain variable amplifier, an amplification monitor circuit, and an amplification compensation signal generation circuit,
The Gilbert variable gain amplifier is
An input transistor pair for inputting a differential signal;
Two amplification factor control transistor pairs for changing and amplifying the differential signal according to an input amplification factor control signal;
An output load for outputting an amplified differential signal;
A first current source for supplying a predetermined current to the input transistor pair;
A second current source and a third current source, each supplying current to the pair of input transistors, the sum of the supply currents being equal to the current of the first current source;
A fourth current source and a fifth current source capable of supplying current to the two amplification factor control transistor pairs, respectively, and changing the supply current;
The amplification factor monitor circuit includes:
Corresponding to the amplification factor control transistor pair, an amplification factor monitoring transistor pair for monitoring a change in amplification factor depending on the temperature of the amplification factor control transistor;
A sixth current source capable of supplying a current to the amplification factor monitoring transistor pair and changing the supply current;
A seventh current source capable of supplying a current that is a predetermined fraction of a current supplied by the sixth current source to one transistor of the amplification factor monitoring transistor pair and varying the supply current;
The amplification factor compensation signal generation circuit compares the differential voltage between the input terminals of the amplification factor monitoring transistor pair with a predetermined reference differential voltage having no temperature dependence, and compensates the amplification factor according to the difference. It has a differential operational amplifier that generates signals,
The supply currents of the fourth, fifth, sixth, and seventh current sources are made variable by using the amplification factor compensation signal generated by the amplification factor compensation signal generation circuit. A variable gain amplifier characterized by the above.
前記第4、第5、第6、および第7の各可変電流源は、第2、第3、第4、および第5のMOSトランジスタからなり、
前記第1、第2、第3、および第4のMOSトランジスタは、所定のカレントミラー回路を形成するようにしたことを特徴とする請求項4に記載の増幅率可変増幅器。 The amplification factor compensation signal generation circuit further includes a first MOS transistor that allows a predetermined current to flow according to the amplification factor compensation signal output from the differential operational amplifier,
Each of the fourth, fifth, sixth, and seventh variable current sources includes second, third, fourth, and fifth MOS transistors,
5. The variable amplification factor amplifier according to claim 4, wherein the first, second, third, and fourth MOS transistors form a predetermined current mirror circuit.
前記第6のMOSトランジスタに所定の電流を流し、かつ、前記第5MOSトランジスタのトランジスタサイズの所定分数倍であり、前記第5のMOSトランジスタと所定のカレントミラー回路を形成する第7のMOSトランジスタとを備えたことを特徴とする請求項5に記載の増幅率可変増幅器。 A sixth MOS transistor which is a predetermined fraction of the transistor size of the fourth MOS transistor and forms a predetermined current mirror circuit with the fourth MOS transistor;
A seventh MOS transistor that allows a predetermined current to flow through the sixth MOS transistor and that is a predetermined fraction of the transistor size of the fifth MOS transistor and forms a predetermined current mirror circuit with the fifth MOS transistor; The amplification factor variable amplifier according to claim 5, further comprising:
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