JP2007184994A - 逆拡散器 - Google Patents

Abstract

【課題】ハードウエアの構成が大幅に複雑化することなく、柔軟なモジュール化が達成される逆拡散器を提供する。
【解決手段】直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に予測処理および逆拡散処理を施し、復調信号を生成する濾波手段６１と、予測処理に適用されるべき濾波特性を示す伝達関数と逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号との積をとり、その積を濾波手段６１の伝達関数としてその濾波手段６１に与える制御手段６２とを備える。
【選択図】 図２

Description

本発明は、複数のアンテナに並行して到来した受信波に所定の処理を施すことによって、所望の指向性あるいはダイバーシチ方式に基づく伝送品質の改善を可能とする無線受信装置に搭載され、かつＣＤＭＡ方式に適応した受信波に逆拡散処理を施す逆拡散器とに関する。

ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式は、本来的に有する秘匿性と耐干渉性との下で同一チャネル干渉の抑圧と、無線周波数の効率的な再利用とが可能である。

また、このようなＣＤＭＡ方式は、近年、送信電力制御を精度および応答性高く実現する技術の確立によってセクタゾーン毎に無線伝送特性の柔軟な設定が可能となったために、移動通信システムにも積極的に適用されつつある。

図１４は、ＣＤＭＡ方式の下でアレーアンテナを用いた移動通信システムにおける受信系の構成例を示す図である。

図において、４本のアンテナ１４１-1〜１４１-4の給電端はＡ／Ｄ変換ボード１４２が有する４つの入力に個別に接続され、そのＡ／Ｄ変換ボードの４つの出力はそれぞれ線路１４３-1〜１４３-4を介して受信機ボード１４４の対応する入力に接続される。

Ａ／Ｄ変換ボード１４２は、アンテナ１４１-1の給電端と線路１４３-1の一端との間に縦続接続されたフロントエンド部１４５-1およびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４６-1と、アンテナ１４１-2の給電端と線路１４３-2の一端との間に縦続接続されたフロントエンド部１４５-2およびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４６-2と、アンテナ１４１-3の給電端と線路１４３-3の一端との間に縦続接続されたフロントエンド部１４５-3およびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４６-3と、アンテナ１４１-4の給電端と線路１４３-4の一端との間に縦続接続されたフロントエンド部１４５-4およびＡ／Ｄ変換器１４６-4（Ａ／Ｄ）とから構成される。

受信機ボード１４４は、線路１４３-1〜１４３-4の全ての他端に接続され、かつ適用されるべき逆拡散符号の種別を示す制御信号が外部（例えば、図示されないチャネル制御装置）から個別に与えられる受信部１４７-1〜１４７-4と、線路１４３-4の他端と受信部１４７-1〜１４７-4の制御入力との間に配置されたサーチャ１４８とから構成される。

受信部１４７-1は、一方の入力に線路１４３-1〜１４３-4の他端が個別に接続された乗算器１４９-11〜１４９-14と、一方の入力に既述の制御信号が与えられ、かつ他方の入力にサーチャ１４８の対応する出力が接続されると共に、出力が乗算器１４９-11〜１４９-14の他方の入力に接続された逆拡散符号生成部（ＣＯＤＥ）１５０-1と、これらの乗算器１４９-11〜１４９-14の後段に個別に配置され、かつ復調信号を出力するダンプフィルタ（ＤＵＭＰ）１５１-11〜１５１-14とから構成される。

なお、受信部１４７-2〜１４７-4の構成については、受信部１４７-1の構成と同じであるから、以下では、対応する構成要素に第一の添え番号がそれぞれ「２」〜「４」である同じ符号を付与することとし、ここではその説明および図示を省略する。

サーチャ１４８は、縦続接続されたマッチドフィルタ１５２、平均化部１５３およびＲＡＭ１５４と、そのＲＡＭ１５４の後段に配置され、かつ受信部１４７-1〜１４７-4に個別に備えられた逆拡散符号生成部１５０-1〜１５０-4の対応する入力に接続されたパス検出部１５５とから構成される。

マッチドフィルタ１５２は、上述した逆拡散符号に同期し、その逆拡散符号のチップレートｆc に対して（８ｆc)で与えられる周波数のクロックに同期して作動すると共に、段数がこの拡散符号の語長Ｌに対して（８Ｌ−１）であるシフトレジスタ１５６と、そのシフトレジスタ１５６の入力端および全ての段の出力に個別に接続され、かつ逆拡散符号を構成するビットの内、対応するビットの論理値に相当する重み（「１」と「−１」との何れか）が個別に予め設定された乗算器１５７と、その乗算器１５７の後段に最終段として配置された加算器１５８とから構成される。なお、シフトレジスタ１５６の段数については、以下では、簡単のため、「３１」であると仮定する。

このような構成の従来例では、フロントエンド部１４５-1〜１４５-4は、それぞれアンテナ１４１-1〜１４１-4に並行して到来した受信波をベースバンド領域で等価な信号（以下、「拡散信号」という。）に変換する。

Ａ／Ｄ変換器１４６-1〜１４６-4は、それぞれ既述のチップレートｆc に対して（１／８ｆc)で与えられる周期（以下、「オーバサンプリング周期」という。）でこれらの拡散信号を同時にオーバサンプリングすることによって離散信号を生成し、これらの離散信号を線路１４３-1〜１４３-4に送出する。

受信機ボート１４４に備えられたサーチャ１４８では、シフトレジスタ１５６は線路１４３-4を介して与えられた離散信号を順次蓄積し、かつ乗算器１５７および加算器１５８はこれらの蓄積された離散信号と既述の重みとして予め与えられた逆拡散符号との相関をとる。

平均化部１５３は、逆拡散符号の周期の複数倍以上の周期に亘って、その逆拡散符号の周期毎に、かつ時系列の順に上述した相関の結果の平均をとることによって、図１５に示す遅延プロファイルを求め、その遅延プロファイルをＲＡＭ１５４に格納する。

パス検出部１５５は、このようにしてＲＡＭ１５４に格納された遅延プロファイルを時系列の順に、かつ逆拡散符号の周期で読み出すことによって、予め決められた閾値を上回る平均値が検出された時点を示すパルス列からなる「パス検出信号」をその逆拡散符号の周期でリサイクリックに出力する。

受信部１４７-1〜１４７-4の内、例えば、受信部１４７-1では、逆拡散符号生成部１５０-1は、上述したパス検出信号として与えられるパルス列の内、所定のチャネル設定の手順に基づいて割り付けられたチャネルを示し、かつ外部から与えられた制御信号が並行して与えられた時点を起点として逆拡散符号を生成する
。

乗算器１４９-11〜１４９-14は、その逆拡散符号と線路１４３-1〜１４３-4を介して与えられた離散信号とを乗じることによって、これらの離散信号に逆拡散処理を施す。

したがって、これらの乗算器１４９-11〜１４９-14の出力には、アンテナ１４１-1〜１４１-4に到来した受信波に含まれる成分の内、チャネル設定の下で割り付けられチャネルの成分を示す４つの復調信号がそれぞれベースバンド領域で得られる。

なお、これらの復調信号については、それぞれダンプフィルタ１５１-11 〜１５１-14 によって所定の濾波処理が施され、かつアンテナ１４１-1〜１４１-4に到来した成分のみを適応アルゴリズムに基づいて抽出する合成処理が施される。

しかし、このような合成処理については、本願発明の特徴ではないので、所望のセクタゾーンに適応する限り、適用されるべき適応アルゴリズムを含む方式および達成されるべき指向性やダイバーシチ方式は如何なるものであってもよい。

ところで、上述した従来例では、符号「１４３」で示される線路の数は、符号「１４１」で示されるアンテナの数に比例して増加する。また、その線路の数については、例えば、Ａ／Ｄ変換器１４６-1〜１４６-4によって生成された離散信号が多重化されることによって低減が可能である。

しかし、このように離散信号が単に多重化される構成については、適用可能な半導体デバイスに固有の速度の上限や消費電力にかかわる制約があるために、実際には、適用され難かった。

また、線路１４３-1〜１４３-4については、これらの線路１４３-1〜１４３-4を介して伝送される信号のビットレートが数メガビット／秒ないし数十メガビット／秒となるために、外部に対する電磁的な雑音の放射が抑圧される構造が適用されなければならなかった。

さらに、上述したアンテナの数は将来、確度が高いセクタゾーンや小さなセクタゾーンの形成を目的として増加し得るために、Ａ／Ｄ変換ボード１４２と受信機ボード１４４との機能分散と、複数の受信機ボードに対する付加分散との達成が阻まれる可能性が大きかった。

本発明は、ハードウエアの構成が大幅に複雑化することなく、柔軟なモジュール化が達成される逆拡散器を提供することを目的とする。

図１は、本発明に関連する無線受信装置の原理構成図である。

図１に示した第１の無線受信装置は、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をベースバンド領域においてそれぞれ複数Ｎの異なる位相で、占有帯域幅の２倍以上の周波数でサンプリングし、これらの受信波に個別に対応した離散信号を生成する複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nと、複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nによって生成された離散信号を多重化して多重信号を出力する多重化手段１２と、多重化手段１２によって出力された多重信号を逆多重化し、複数Ｎの離散信号を復元する逆多重化手段１３と、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、外部から与えられ、あるいは予め設定された共通の時点の瞬時値を個別に予測する予測処理を行い、ベースバンド領域で、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をそれぞれ示すベースバンド信号を生成する複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nとを備えて構成される。

また、上述した第１の無線受信装置において、受信波は、チップレートがｆc である拡散符号が適用された直接拡散方式に基づいて生成され、複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nは、周期が（１／２ｆc）以下であるサンプリングクロックに同期して、それぞれ複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をサンプリングして第２の無線受信装置を構成することもできる。

更に、上述した第２の無線受信装置において、複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nは、時間軸上で（１／２Ｎｆc）以下の定間隔で設定された異なる位相で、それぞれ複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をサンプリングして第３の無線受信装置を構成することもできる。

また、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施し、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求めるパス監視手段２１と、パス監視手段２１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段２２と、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nによって生成されたＮ個のベースバンド信号に、位相特定手段２２によって特定された位相の逆拡散符号に基づいて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る逆拡散処理手段２３とを備えて、第４の無線受信装置を構成することもできる。

一方、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nによってサンプリングが行われる時系列の順に求めるパス監視手段３１と、パス監視手段３１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数の予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段３２と、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nによって生成されたＮ個のベースバンド信号に、位相特定手段３２によって特定された位相の逆拡散符号に基づいて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る逆拡散処理手段３３とを備え、第５の無線受信装置を構成することもできる。

また、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施し、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求めるパス監視手段２１と、パス監視手段２１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段２２と、予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数と、位相特定手段２２によって特定された位相の逆拡散符号との積を求める乗算手段４１とを備え、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nは、乗算手段４１によって求められた積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に予測処理に併せて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得ることにより、第６の無線受信装置を構成することもできる。

また、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nがサンプリングを行う時系列の順に求めるパス監視手段３１と、パス監視手段３１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段３２と、予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数と、位相特定手段３２によって特定された位相の逆拡散符号との積とを求める乗算手段４２とを備え、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nは、乗算手段４２によって求められた積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に予測処理に併せて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得ることにより、第７の無線受信装置を構成することもできる。

また、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施し、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求めるパス監視手段２１と、パス監視手段２１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段２２と、逆拡散符号がとり得る２値と複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nが行い得る予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、これらの予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との全ての組み合わせの積が予め格納された記憶手段５１とを備え、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nは、記憶手段５１に格納された積の内、直列に与えられた逆拡散符号の論理値と、外部から与えられた予測処理の形態とに対応した積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号にその予測処理に併せて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得ることにより、第８の無線受信装置を構成することもできる。

また、上述した第２あるいは第３の無線受信装置において、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を複数Ｎの間引き処理手段１１-1〜１１-Nがサンプリングを行う時系列の順に求めるパス監視手段３１と、パス監視手段３１によって求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する位相特定手段３２と、逆拡散符号がとり得る２値と複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nが行い得る予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達特性との全ての組み合わせの積が予め格納された記憶手段５１とを備え、複数Ｎの予測処理手段１４-1〜１４-Nは、記憶手段５１に格納された積の内、直列に与えられた逆拡散符号の論理値と、外部から与えられた予測処理の形態とに対応した積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号にその予測処理に併せて逆拡散処理を施し、複数Ｎのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得ることにより、第９の無線受信装置を構成することもできる。

図２は、本発明にかかわる第１の逆拡散器の原理ブロック図である。

本発明にかかわる第１の逆拡散器は、直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に予測処理および逆拡散処理を施し、復調信号を生成する濾波手段６１と、予測処理に適用されるべき濾波特性を示す伝達関数と逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号との積をとり、その積を濾波手段６１の伝達関数としてその濾波手段６１に与える制御手段６２とを備えたことを特徴とする。

図３は、本発明にかかわる第２の逆拡散器の原理ブロック図である。

本発明にかかわる第２の逆拡散器は、直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に予測処理および逆拡散処理を施し、復調信号を生成する濾波手段６１と、拡散符号がとり得る２値と予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、この予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との全ての組み合わせの積が予め格納された記憶手段７１と、記憶手段７１に格納された積の内、逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号の論理値と、その論理値と共に与えられた予測処理の形態とに対応した積を伝達関数として濾波手段６１に与える制御手段７２とを備えたことを特徴とする。

上述した第１の無線受信装置では、間引き処理手段１１-1〜１１-Nは、アンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をベースバンド領域においてそれぞれ複数Ｎの異なる位相で、占有帯域幅の２倍以上の周波数でサンプリングすることによって、これらの受信波に個別に対応した離散信号を生成する。多重化手段１２は、これらの離散信号を多重化して多重信号を出力する。

また、逆多重化手段１３は、その多重信号を逆多重化することによって、上述した複数Ｎの離散信号を復元する。さらに、予測処理手段１４-1〜１４-Nは、これらの離散信号について、外部から与えられ、あるいは予め設定された共通の時点の瞬時値を個別に予測する予測処理を行い、かつベースバンド領域で、アンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をそれぞれ示すベースバンド信号を生成する。

すなわち、上述した離散信号は、それぞれアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波の瞬時値の内、予測処理手段１４-1〜１４-Nによって行われる予測処理の過程で補間される瞬時値がサンプリングされることなく生成され、かつ多重化手段１２によって多重化されて逆多重化手段１３に与えられる。

したがって、本発明では、アンテナ１０-1〜１０-Nの数Ｎが大きく、あるいはこれらのアンテナ１０-1〜１０-Nに到来する受信波の占有帯域が広い場合であっても、多重化手段１２によって出力される多重信号の帯域が小さく抑えられ、かつその多重化手段１２と逆多重化手段１３との間を結ぶ線路の本数が確度高くアンテナ１０-1〜１０-Nの数Ｎ未満に抑えられる。

また、上述した第２の無線受信装置では、上述した第１の無線受信装置において、アンテナ１０-1〜１０-Nには、チップレートがｆc である拡散符号が適用された直接拡散方式に基づいて生成された受信波が並行して到来する。

間引き処理手段１１-1〜１１-Nは、周期が（１／２ｆc)以下であるサンプリングクロックに同期してこれらの受信波をサンプリングすることによって、離散信号を個別に生成する。

これらの離散信号は、上述した受信波のベースバンド領域における占有帯域でサンプリング定理が成立する周期でその受信波がサンプリングされることによって生成されるので、多重化手段１２、逆多重化手段１３および予測処理手段１４-1〜１４-Nは、第１の無線受信装置と同様にして連係することができ、かつ直接拡散方式が適用された無線伝送系に対する適用が可能となる。

第３の無線受信装置では、上述した第２の無線受信装置において、間引き処理手段１１-1〜１１-Nは、時間軸上で（１／２Ｎｆc)以下の定間隔で設定された異なる位相で、それぞれアンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波をサンプリングする。

すなわち、予測処理手段１４-1〜１４-Nによって行われるべき予測処理の過程で個別に適用されるべき濾波特性を示すＮ個の伝達関数については、位相空間上においても定間隔で位置するので、算出に要する演算手順の簡略化、あるいは実際の設定に供されるハードウエアの構成の標準化が可能となる。

第４の無線受信装置では、第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段２１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施すことによって、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求める。位相特定手段２２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求める。さらに、位相特定手段２２は、その時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与え、かつサンプリングクロックの位相として特定する。

また、予測処理手段１４-1〜１４-Nは、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、既述の共通の時点の瞬時値を個別に予測する予測処理を行い、かつベースバンド領域で上述した受信波を個別に示すベースバンド信号を生成する。

逆拡散処理手段２３は、これらのベースバンド信号に位相特定手段２２によって特定された位相の逆拡散符号に基づいて逆拡散処理を施すことによって、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した個々の受信波に対応する復調信号を得る。

すなわち、直接拡散方式に適応した受信系が実現され、かつ逆拡散処理が確実に行われるので、アンテナ１０-1〜１０-Nの数Ｎが大きい場合であってもハードウエアの実装にかかわる制約が緩和されると共に、その逆拡散処理によって得られた復調信号に所望の合成処理が施されることによって、セクタゾーン構成やダイバーシチ受信方式に基づく干渉の抑圧が可能となる。

第５の無線受信装置では、上述した第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段３１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を間引き処理手段１１-1〜１１-Nによってサンプリングが行われる時系列の順に求める。位相特定手段３２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する。

また、予測処理手段１４-1〜１４-Nは、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、既述の共通の時点の瞬時値を個別に予測する予測処理を行い、かつベースバンド領域で上述した受信波を個別に示すベースバンド信号を生成する。

逆拡散処理手段３３は、これらのベースバンド信号に前記位相特定手段３２によって特定された位相の逆拡散符号に基づいて逆拡散処理を施すことによって、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した個々の受信波に対応する復調信号を得る。

上述した電力の分布はパス監視手段３１によって時系列の順に直列に求められるので、そのパス監視手段３１は、アンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波について個々の電力の分布を並行して求めるハードウエアやソフトウエアが搭載されることなく、構成される。

したがって、上述した第４の無線受信装置に比べてハードウエアの規模が低減され、その無線受信装置と同様にして、アンテナ１０-1〜１０-Nの数Ｎが大きい場合であってもハードウエアの実装にかかわる制約が緩和されると共に、セクタゾーン構成やダイバーシチ受信方式に基づく干渉の抑圧が可能となる。

第６の無線受信装置では、上述した第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段２１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施すことによって、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求める。位相特定手段２２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求める。さらに、位相特定手段２２は、その時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与え、かつサンプリングクロックの位相として特定する。

乗算手段４１は、予測処理手段１４-1〜１４-Nによって行われる予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数と、位相特定手段２２によって特定された位相の逆拡散符号との積を求める。

さらに、予測処理手段１４-1〜１４-Nは、これらの積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に予測処理に併せて逆拡散処理を施し、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る。

このようにして予測処理および逆拡散処理が行われるので、アンテナ１０-1〜１０-Nの数が大きい場合であってもハードウエアの実装にかかわる制約の緩和と、セクタゾーン構成やダイバーシチ受信方式に基づく干渉の抑圧とがはかられる。

第７の無線受信装置では、第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段３１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を間引き処理手段１１-1〜１１-Nによってサンプリングが行われる時系列の順に求める。位相特定手段３２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する。

乗算手段４２は、このようにして特定された位相の逆拡散符号と、予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との積を求める。

さらに、予測処理手段１４-1〜１４-Nは、これらの積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に予測処理に併せて逆拡散処理を施し、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る。

上述した電力の分布はパス監視手段３１によって時系列の順に直接に求められるので、そのパス監視手段３１は、アンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波について個々の電力の分布を並行して求めるハードウエアやソフトウエアが搭載されることなく、構成される。

したがって、ハードウエアの規模が低減され、その無線受信装置と同様にして、アンテナ１０-1〜１０-Nの数が大きい場合であってもハードウエアの実装にかかわる制約が緩和されると共に、セクタゾーン構成やダイバーシチ受信方式に基づく干渉の抑圧が可能となる。

第８の無線受信装置では、上述した第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段２１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号に並行して逆拡散処理を施すことによって、伝送帯域内に逆拡散した電力の分布を時系列の順に求める。位相特定手段２２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求める。さらに、位相特定手段２２は、この時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与え、かつサンプリングクロックの位相として特定する。

また、記憶手段５１には、逆拡散符号がとり得る２値と予測処理手段１４-1〜１４-Nが行い得る予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、これらの予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との全ての組み合わせの積が予め格納される。

予測処理手段１４-1〜１４-Nは、これらの積の内、直列に与えられた逆拡散符号の論理値と、外部から与えられた予測処理の形態とに対応した積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号にその予測処理に併せて逆拡散処理を施し、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る。

すなわち、逆拡散処理が予測処理手段１４-1〜１４-Nによって行われるので、上述した第４乃至第７の無線受信装置に比べてハードウエアの構成が簡略化され、かつ高いチップレートに対する適応が可能となる。

第９の無線受信装置では、上述した第２または第３の無線受信装置において、パス監視手段３１は、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号について、逆拡散処理とその逆拡散処理に応じて伝送帯域内に逆拡散した電力の計測とを時系列の順に直列に行い、これらの計測された電力の分布を間引き処理手段１１-1〜１１-Nによってサンプリングを行われる時系列の順に求める。位相特定手段３２は、このようにして求められた電力の分布の下で電力が所定の閾値を上回り、かつ外部から指定されたパスに対応する時点を求め、その時点を予測処理手段１４-1〜１４-Nに共通の時点として与えると共に、サンプリングクロックの位相として特定する。

また、記憶手段５１には、逆拡散符号がとり得る２値と予測処理手段１４-1〜１４-Nが行い得る予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達特性との全ての組み合わせの積が予め格納される。

予測処理手段１４-1〜１４-Nは、これらの積の内、直列に与えられた逆拡散符号の論理値と、外部から与えられた予測処理の形態とに対応した積に等しい伝達関数で与えられる濾波特性に基づいて濾波処理を行うことによって、逆多重化手段１３によって復元された複数Ｎの離散信号にその予測処理に併せて逆拡散処理を施し、アンテナ１０-1〜１０-Nに到来した受信波に個別に対応する復調信号を得る。

上述した電力の分布はパス監視手段３１によって時系列の順に直列に求められるので、そのパス監視手段３１は、アンテナ１０-1〜１０-Nに並行して到来した受信波について個々の電力の分布を並行して求めるハードウエアやソフトウエアが搭載されることなく、構成される。

したがって、ハードウエアの規模が低減され、その無線受信装置と同様にして、高いチップレートに対する適応が可能となる。

本発明にかかわる第１の逆拡散器では、制御手段６２は、直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号について、その拡散信号に施される予測処理に適用されるべき濾波特性を示す伝達関数と、並行して施される逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号との積をとる。さらに、制御手段６２は、その積を濾波手段６１の濾波特性を示す伝達関数としてその濾波手段６１に与える。濾波手段６１は、このようにして与えられた伝達関数に基づく濾波処理を上述した拡散信号に施すことによって、復調信号を生成する。

すなわち、上述した予測処理および逆拡散処理は、これらの処理の線形性に基づいて予め求められた単一の伝達関数で示される濾波特性の下で達成される。

したがって、このような予測処理および逆拡散処理を行うハードウエアについては、これらの処理の過程で生じる丸め誤差、打ち切り誤差その他の誤差が許容される程度に小さい限り、配置や実装の自由度が確保される。

本発明にかかわる第２の逆拡散器では、記憶手段７１には、受信波の逆拡散処理に適用されるべき拡散符号がとり得る２値と、その受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に施され得る予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、この予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との全ての組み合わせの積が予め格納される。

制御手段７２は、これらの積の内、上述した逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号の論理値と、その論理値と共に与えられた予測処理の形態とに対応した積を伝達関数として濾波手段６１に与える。

濾波手段６１は、このようにして与えられた伝達関数に基づく濾波処理を上述した拡散信号に施すことによって、復調信号を生成する。

すなわち、逆拡散処理はその逆拡散処理を専ら行う手段を介することなく行われるので、ハードウエアの構成の簡略化と高いチップレートに対する適応とが可能となる。

本発明にかかわる第１の逆拡散器では、予測処理および逆拡散処理は、これらの処理の線形性に基づいて予め求められた単一の伝達関数で示される濾波特性の下で達成されるので、予測処理および逆拡散処理を行うハードウエアの配置や実装の自由度が確保される。

さらに、本発明にかかわる第２の逆拡散器では、逆拡散処理はその逆拡散処理を専ら行う手段を介することなく行われるので、ハードウエアの構成が簡略化され、かつ高いチップレートに対する適応が可能となる。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。

図４は、本発明に関連する第１乃至第４の無線受信装置の構成を示す図である。

図において、図１４に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。

図４に示した無線受信装置と図１４に示す従来例との構成の相違点は、Ａ／Ｄ変換ボード１４２に代えてＡ／Ｄ変換ボード８０が備えられ、受信機ボード１４４に代えて受信機ボード８１が備えられ、そのＡ／Ｄ変換ボード８１が線路１４３-1〜１４３-4に代わる単一の線路８２を介して受信機ボード８１に接続された点にある。

Ａ／Ｄ変換ボード８０とＡ／Ｄ変換ボード１４２との構成の相違点は、Ａ／Ｄ変換器１４６-1〜１４６-4に代えてＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）８３-1〜８３-4が備えられ、制御端子に外部から同期信号が与えられるマルチプレクサ８４がこれらのＡ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4の後段に最終段として備えられた点にある。

受信機ボード８１と受信機ボード１４４との構成の相違点は、線路８２に逆多重化入力が接続され、かつ制御端子に既述の同期信号が与えられたデマルチプレクサ８５と、そのデマルチプレクサ８５が有する４つの出力と受信部１４７-1〜１４７-4との段間に個別に配置された補間フィルタ８６-1〜８６-4とが備えられ、サーチャ１４８の初段に配置されたマッチドフィルタ１５２の入力が補間フィルタ８６-4の出力に直結された点にある。

補間フィルタ８６-1は、初段に配置され、一段当たりの遅延時間が（１／８ｆc)である３１段のシフトレジスタ８７-1と、そのシフトレジスタ８７-1の入力端および各段の出力に並行して得られるビット列からなる離散信号が与えられ、かつ後述する伝達関数を示す３１個の係数（図示されない。）が与えられた乗算器８８-1と、その乗算器８８-1の３１個の出力に接続され、かつ最終段として配置された加算器８９-1とから構成される。

なお、補間フィルタ８６-2〜８６-4の構成については、補間フィルタ８６-1の構成に等しいので、以下では、対応する構成要素に添え番号「２」〜「４」がそれぞれ付加された同じ符号を付与することとし、ここでは、その説明および図示を省略する。

また、図４に示した無線受信装置と図１に示した原理構成図との対応関係については、アンテナ１４１-1〜１４１-4はアンテナ１０-1〜１０-Nに対応し、フロントエンド部１４５-1〜１４５-4およびＡ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4は間引き処理手段１１-1〜１１-Nに対応し、マルチプレクサ８４は多重化手段１２に対応し、デマルチプレクサ８５は逆多重化手段１３に対応し、補間フィルタ８６-1〜８６-4は予測処理手段１４-1〜１４-Nに対応し、マッチドフィルタ１５２、平均化部１５３およびＲＡＭ１５４はパス監視手段２１に対応し、パス検出部１５５は位相特定手段２２に対応し、受信部１４７-1〜１４７-4は逆拡散処理手段２３に対応する。

以下、図４に示した無線受信装置の動作を説明する。

Ａ／Ｄ変換ボード８０では、Ａ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4は、それぞれフロントエンド部１４５-1〜１４５-4によって得られた拡散信号を取り込み、図５に示すように、既述のオーバサンプリング周期（＝１／８ｆc)の４倍の周期（＝１／２ｆc)（以下、「間引きサンプリング周期」という。）で時間軸上で重複することなく、これらの拡散信号をリサイクリックにオーバサンプリングすることによって、個別に離散信号を生成する。

マルチプレクサ８４は、このようにしてＡ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4によって生成された離散信号を同期信号との同期をとりつつ時間軸上で多重化することによって多重化離散信号を生成し、その多重化離散信号を線路８２に送出する。

一方、受信機ボード８１では、デマルチプレクサ８５は、この多重化離散信号に、マルチプレクサ８４が既述の通りに行う多重化の処理とは反対の逆多重化処理を施すことによって上述した４つの離散信号を復元し、これらの離散信号をそれぞれ補間フィルタ８６-1〜８６-4に与える。

さらに、補間フィルタ８６-1〜８６-4を構成する乗算器８８-1〜８８-4には、ベースバンド領域において帯域幅がチップレートｆc の４倍（既述の「間引きサンプリング周波数）に等しく、かつ理想的な矩形状の通過域を示す周波数関数（図６(a))のフーリエ変換（図６(b))として定義される時間関数Ｃ_ｎ ＝ｆ(ｎ/８ｆc)に対して、
Ｃ_−１６、Ｃ_−１５、…、Ｃ_−１、Ｃ_１、Ｃ_２、…、Ｃ_１６
で定義される係数の列Ｃからなる伝達関数が共通に与えられる。

また、補間フィルタ８６-1〜８６-4は、これらの係数Ｃの列として与えられる伝達関数を有するトランスバーサルフィルタ（例えば、補間フィルタ８６-1においては、シフトレジスタ８７-1、乗算器８８-1および加算器８９-1からなる。）として動作する。

すなわち、補間フィルタ８６-1〜８６-4（加算器８９-1〜８９-4）では、Ａ／Ｄ変換ボード８０において間引きサンプリング周期で行われたオーバサンプリングの過程で生成された４つの離散信号は、それぞれ実際には含まれない瞬時値が時間軸上で（１／８ｆc)毎に補間され、かつ受信部１４７-1〜１４７-4の４つの入力に並行して与えられる。

なお、受信部１４７-1〜１４７-4およびサーチャ１４８の動作については、従来例と同じであるので、ここでは、その説明を省略する。

このように図４に示した無線受信装置によれば、Ａ／Ｄ変換ボード８０において 異なる位相および共通の間引きサンプリング周期で生成された離散信号が多重化されつつ伝送路８２に送出され、その伝送路８２を介して対向する受信機ボード８１では、これらの離散信号がデマルチプレクサ８５によって行われる逆多重化処理と、補間フィルタ８６-1〜８６-2によって行われる補間処理（予測処理）との下で復元されると共に、受信部１４７-1〜１４７-4に並行して与えられる。

したがって、図４に示した無線受信装置によれば、Ａ／Ｄ変換ボード８０と受信機ボード８１との間に形成されるべき線路の数はアンテナ１４４-1〜１４４-4の本数未満に削減され、かつ補間フィルタ８６-1〜８６-4によって行われる補間処理（予測処理）の精度の偏差が許容される限り、伝送品質は高く維持される。

図７は、本発明に関連する第１乃至第４の無線受信装置の別構成例を示す図である。

図７において、図４に示した構成要素と機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。

図７に示す無線受信装置と図４に示した無線受信装置との構成の相違点は、受信機ボード８１に代えて備えられた受信機ボード９０の構成にある。

受信機ボード９０と受信機ボード８１との構成の相違点は、補間フィルタ８６-1〜８６-4に代えて補間フィルタ９１-1〜９１-4が備えられ、デマルチプレクサ８５の４つの出力とこれらの補間フィルタ９１-1〜９１-4の係数入力端子との間に配置されたサーチャ９２がサーチャ１４８に代えて備えられた点にある。

補間フィルタ９１-1は、初段に配置され、一段当たりの遅延時間が（１／２ｆc)である７段のシフトレジスタ９３-1と、そのシフトレジスタ９３-1の入力端および各段の出力に並行して得られるビット列からなる離散信号が与えられる乗算器９４-1と、その乗算器９４-1の８個の出力に接続され、かつ最終段として配置された加算器９５-1と、入力がサーチャ９２の対応する出力に接続され、かつ出力がこの乗算器９４-1の係数入力に接続されたＲＯＭ９６-1とから構成される。

なお、補間フィルタ９１-2〜９１-4の構成については、補間フィルタ９１-1の構成に等しいので、以下では、対応する構成要素に添え番号「２」〜「４」がそれぞれ付加された同じ符号を付与することとし、ここでは、その説明および図示を省略する。

サーチャ９２とサーチャ１４８との構成の相違点は、デマルチプレクサ８５の４つの出力に個別に直結されたマッチドフィルタ９７-1〜９７-4がマッチドフィルタ１５２に代えて備えられ、これらのマッチドフィルタ９７-1〜９７-4に個別に縦続接続された平均化部９８-1〜９８-4が平均化部１５３に代えて備えられ、これらの平均化部９８-1〜９８-4の出力に直結されたＲＡＭ９９がＲＡＭ１５４に代えて備えられ、パス検出部１００がパス検出部１５５に代えて備えられ、クロック入力にそのパス検出部１００の第一ないし第四の出力が個別に接続され、かつデータ入力に並行して同期信号が与えられるラッチ（Ｌ）１０１-1〜１０１-4が備えられ、これらのラッチ１０１-1〜１０１-4の出力と補間フィルタ９１-1〜９１-4にそれぞれ備えられたＲＯＭ９６-1〜９６-4の入力との段間に、マッピングＲＯＭ１０２-1が配置された点にある。

マッチドフィルタ９７-1とマッチドフィルタ１５２との構成の相違点は、一段当たりの遅延時間が（１／２ｆc)であり、かつ逆拡散符号の語長Ｌに対して段数が（２Ｌ−１）であるシフトレジスタ１０３-1がシフトレジスタ１５６に代えて備えられ、そのシフトレジスタ１０３-1の入力端および全段の出力に後述する重みを乗じる乗算器１０４-1が乗算器１５７に代えて備えられ、その乗算器１０４-3の後段に最終段として配置された加算器１０５-1が加算器１５８に代えて備えられた点にある。

なお、マッチドフィルタ９７-2〜９７-4の構成については、マッチドフィルタ９７-1の構成と同じであるので、対応する構成要素に添え番号「２」〜「４」がそれぞれ付与された同じ符号を付与することとし、ここでは、その説明および図示を省略する。

また、図７に示した無線受信装置と図１に示した原理構成図との対応関係については、補間フィルタ９１-1〜９１-4が予測処理手段１４-1〜１４-Nに対応し、マッチドフィルタ９７-1〜９７-4、平均化部９８-1〜９８-4およびＲＡＭ９９がパス監視手段２１に対応し、パス検出部１００、ラッチ１０１-1〜１０１-4およびマッピングＲＯＭ１０２が位相特定手段２２に対応する点を除いて、図４に示した無線受信装置における対応関係と同じである。

以下、図７に示した無線受信装置の動作を説明する。

受信機ボード９０では、補間フィルタ９１-1〜９１-4に備えられたＲＯＭ９６-1〜９６-4には、図８(a) に示すように、既述の関数Ｃ_ｎ＝ｆ(ｎ／８ｆc) に対して、
(1) Ｃ_−１６、Ｃ_−１２、Ｃ_−８、Ｃ_−４、Ｃ_１、Ｃ_５、Ｃ_９、Ｃ_１３
(2) Ｃ_−１５、Ｃ_−１１、Ｃ_−７、Ｃ_−３、Ｃ_２、Ｃ_６、Ｃ_１０、Ｃ_１４
(3) Ｃ_−１４、Ｃ_−１０、Ｃ_−６、Ｃ_−２、Ｃ_３、Ｃ_７、Ｃ_１１、Ｃ_１５
(4) Ｃ_−１３、Ｃ_−９ 、Ｃ_−５、Ｃ_−１、Ｃ_４、Ｃ_８、Ｃ_１２、Ｃ_１６
と定義される４つの係数の列(1)〜(4)が予め格納される。

また、サーチャ９２に備えられたマッピングＲＯＭ１０２には、図８(b) に示すように、上述した係数の列(1)〜(4)の内、同期信号として与えられる値「０」〜「３」にそれぞれ対応したユニークな係数の列を示す識別情報（ここでは、簡単のため、「(1)」〜「(4)」の何れかであると仮定する。）が予め格納される。

受信機ボート９０に備えられたサーチャ９２では、シフトレジスタ１０３-1〜〜１０３-4は、デマルチプレクサ８５によって復元された４つの離散信号を並行して順次蓄積し、乗算器１０４-1〜１０４-4および加算器１０５-1〜１０５-4はこれらの蓄積された離散信号と既述の重みとして予め与えられた逆拡散符号との相関をリサイクリックにとる。

平均化部９８-1〜９８-4は、逆拡散符号の周期の複数倍以上の周期に亘って、その逆拡散符号の周期毎に、かつ時系列の順に上述した相関の結果の平均をとることによって、図９に実線、点線、破線および一点鎖線で示すように、時間軸上で（１／２ｆc)の間隔で与えられた電力の分布の集合からなる遅延プロファイルを求め、その遅延プロファイルをＲＡＭ９９に格納する。

パス検出部１００は、このようにしてＲＡＭ９９に格納された遅延プロファイルを時系列の順に、かつ逆拡散符号に同期して読み出すことによって、上述した電力を示す数列の内、予め決められた閾値を上回る平均値が検出された時点を示すパルス列からなる「パス検出信号」をその逆拡散符号の周期でリサイクリックに出力する。

なお、受信部１４７-1〜１４７-4はこれらのパス検出信号に対して基本的に従来例と同様に応答して動作するので、ここでは、これらの受信部１４７-1〜１４７-4の動作については、その説明を省略する。

また、ラッチ１０１-1〜１０１-4は、デマルチプレクサ８５が復元しつつある離散信号がＡ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4によって生成された離散信号の何れであるかを示す同期信号が並行して与えられ、かつパス検出部１００によって上述したパス検出信号が出力された時点における同期信号の値（「０」〜「３」の何れか１つ）を保持する。

マッピングＲＯＭ１０２は、このようにしてラッチ１０１-1〜１０１-4の何れかのラッチ（以下、簡単のため、「有効ラッチ」という。）に同期信号の値が保持されると、予め格納された識別情報(1)〜(4)の内、その値に対応した識別情報を取得する。さらに、マッピングＲＯＭ１０２は、補間フィルタ９１-1〜９１-4の内、上述した有効ラッチに対応した補間フィルタ（以下、簡単のため「有効補間フィルタ」と称し、かつ簡単のため、「補間フィルタ９１-1」であると仮定する。）にその識別情報を与える。

有効補間フィルタ９１-1では、ＲＯＭ９６-1が予め格納された係数の列の内、その識別情報に対応した係数の列を読み出して乗算器９４-1に与えるので、その系列の列として与えられる伝達関数を有するトランスバーサルフィルタとして動作する。

したがって、図７に示した無線受信装置によれば、補間フィルタ９１-1〜９１-4では、Ａ／Ｄ変換ボード８０によって行われたオーバサンプリングの過程で生成された４つ離散信号は、それぞれ乗算器９４-1〜９４-4の係数が切り替えられることによって、これらの離散信号に実際には含まれない瞬時値の内、パス検出部１００によって「パス検出信号」が与えられた時点の瞬時値が位相空間上で補間されると共に、受信部１４７-1〜１４７-4の４つの入力に並行して与えられる。

また、図７に示した無線受信装置では、図４に示した無線受信装置との対比においては、サーチャ１４８には備えられないラッチ１０１-1〜１０１-4およびマッピングＲＯＭ１０２がサーチャ９２に備えられ、補間フィルタ８６-1〜８６-4には備えられないＲＯＭ９６-1〜９６-4がそれぞれ補間フィルタ９１-1〜９１-4に備えられる。

しかし、これらの補間フィルタ９１-1〜９１-4に備えられたシフトレジスタ９３-1〜９３-4の段数の総和と、乗算器９４-1〜９４-4および加算器９５-1〜９５-4のハードウエアの規模とは、それぞれ補間フィルタ８６-1〜８６-4に備えられたシフトレジスタ８７-1〜８７-4の段数の総和と、乗算器８８-1〜８８-4および加算器８９-1〜８９-4のハードウエアの規模の約「１／４」（＝((１／８ｆc)／(１／２ｆc))に相当する。

さらに、マッチドフィルタ９７-1〜９７-4に備えられたシフトレジスタ１０３-1〜１０３-4の段数の和と、乗算器１０４-1〜１０４-4および加算器１０５-1〜１０５-4のハードウエアの規模とは、それぞれマッチドフィルタ１５２に備えられたシフトレジスタ１５６の段数と、乗算器１５７および加算器１５８のハードウエアの規模とにほぼ等しい。

また、平均化部９８-1〜９８-4のハードウエアの規模は平均化部１５３のハードウエアの規模に比べて大きくなるが、補間フィルタ９１-1〜９１-4およびサーチャ９２で行われるべき主要な演算の速度は、補間フィルタ８６-1〜８６-4およびサーチャ１４８において同様にして行われるべき演算の速度の「１／４」（＝((１／８ｆc)／(１／２ｆc))となる。

したがって、図７に示した無線受信装置では、図４に示した無線受信装置に比べて、ハードウエアの規模は大幅には増加せず、かつ動作速度が小さくなるために、ＬＳＩ化や実装に併せて、ＥＭＩの放射にかかわる制約の緩和がはかられる。

なお、図７に示した無線受信装置では、補間フィルタ９１-1〜９１-4にＲＯＭ９６-1〜９６-4がそれぞれ備えられているが、例えば、図１０に示すように、図８(a) に示す４通りの係数の列が入力端子に異なる順列で与えられ、かつ選択入力がラッチ１０１-1〜１０１-4の出力にそれぞれ接続されたセレクタ１０５-1〜１０５-4がマッピングＲＯＭ１０２に代えて備えられ、これらのセレクタ１０５-1〜１０５-4の出力がＲＯＭ９６-1〜９６-4を介することなく乗算器９４-1〜９４-4に直接接続されてもよい。

また、これらのセレクタ１０５-1〜１０５-4については、それぞれＲＯＭ９６-1〜９６-4に代えて補間フィルタ９１-1〜９１-4に配置され、あるいは上述した４つの係数の列が並列にロードされ、かつ同期信号に同期して巡回する環状のシフトレジスタとして構成されてもよい。

図１１は、本発明に関連する第５の無線受信装置の構成例を示す図である。

図１１において、図７に示した構成要素と機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。

図１１に示した無線受信装置と図７に示した無線受信装置との構成の相違点は、サーチャ９２に代えてサーチャ１１０が備えられ、選択入力に同期信号が与えられ、かつ４つの入力に補間フィルタ９１-1〜９１-4の出力がそれぞれ接続されたセレクタ１１１がそのサーチャ１１０の前段に備えられた点にある。

サーチャ１１０とサーチャ９２との構成の相違点は、平均化部９８-1に代えて平均化部１１２が備えられ、特定のアドレス入力にセレクタ１１１の制御出力が接続されたＲＡＭ１１３がＲＡＭ９９に代えて備えられ、その平均化部１１２の制御出力がセレクタ１１１の制御入力に接続されると共に、ＲＡＭ１１３の前段にはマッチドフィルタ９７-2〜９７-4および平均化部９８-2〜９８-4が備えられず、かつマッチドフィルタ９７-1の入力にセレクタ１１１の出力が直結された点にある。

なお、図１１に示した無線受信装置と図１に示した原理構成図との対応関係については、セレクタ１１１、マッチドフィルタ９７-1、平均化部１１２-1およびＲＡＭ１１３がパス監視手段３１に対応し、パス検出部１００、ラッチ１０１-1〜１０１-4およびマッピングＲＯＭ１０２が位相特定手段３２に対応する点を除いて、図４および図７に示した無線受信装置における対応関係と同じである。

以下、図１１に示した無線受信装置の動作を説明する。

セレクタ１１１は、上述した制御入力に後述する制御信号が与えられた時点に後続して同期信号が更新される直近の時点で計数を行い、その同期信号に同期した選択信号（「０」〜「３」の何れかの値をリサイクリックにとる。）を生成すると共に、この選択信号をＲＡＭ１１３に与える。

さらに、セレクタ１１１は、補間フィルタ９１-1〜９１-4によって出力された離散信号の内、上述した選択信号の値の順に予め対応付けられた離散信号を選択する。

サーチャ１１０では、マッチドフィルタ９７-1はこのようにして選択された離散信号と逆拡散信号との相関を図７に示した無線受信装置と同様にしてとり、かつ平均化部１１２はその相関の結果として得られる電力の分布を時系列の順にリサイクリックに得ることによって遅延プロファイルを求める。

また、平均化部１１２は、ＲＡＭの記憶領域の内、セレクタ１１１によって与えられている選択信号の値に対応した記憶領域にその遅延プロファイルを格納する。

さらに、平均化部１１２は、この遅延プロファイルとして時系列の順に与えられる電力が所定の閾値を上回り、あるいはその閾値を上回る電力が所定の期間に亘って得られなかった場合には、セレクタ１１１にその旨を示す制御信号を与える。

セレクタ１１１は、この制御信号が与えられると、上述したように計数を行うことによって選択信号の値を更新し、その選択信号をＲＡＭ１１３に与える。

すなわち、サーチャ９２に代わるサーチャ１１０が適用され、かつセレクタ１１１が付加されることによって、図７に示した無線受信装置と同様にして補間フィルタ９１-1〜９１-4が作動する。

したがって、図１１に示した無線受信装置によれば、遅延プロファイルが求められるために要する時間が許容される程度に短い限り、ハードウエアの構成が簡略化される。

図１２は、本発明に関連する第６および第７の無線受信装置および本発明にかかわる第１の逆拡散器の実施形態を示す図である。

図において、図７に示す構成要素と機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここでは、その説明を省略する。

図１２に示した無線受信装置と図７に示した無線受信装置との構成の相違点は、補間フィルタ９１-1〜９１-4が備えられず、かつ受信部１４７-1〜１４７-4に代わる受信部１２１-1〜１２１-4がデマルチプレクサ８５の４つの出力に直結された点にある。

受信部１２１-1は、デマルチプレクサ８５の４つの出力に個別に直結された補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14と、これらの補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14に共用される逆拡散符号生成部（ＣＯＤＥ）１５０-1とから構成される。

これらの補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14の内、補間・逆拡散フィルタ１２２-11 は、図１２に示すように、図７に示す補間フィルタ９１-1〜９１-4と受信部１４７-1とが下記の(a)〜(d)に示す通りに併合されることによって構成される。

なお、補間・逆拡散フィルタ１２２-11 の構成要素については、以下では、他の補間・拡散フィルタ１２２-12〜１２２-14の構成要件との峻別を可能とするために、原則として図７に示す補間フィルタ９１-1〜９１-4と図１４に示す受信部１４７-1との構成要素の符号の添え番号を第二の添え番号として残し、かつ第一の添え番号として「１」を付加することとする。
(a) 乗算器１４９-11 に代わる乗算器１２３-11 がＲＯＭ９６-11 と乗算器９４ -11 との段間に配置される。
(b) 乗算器１２３-11 の（被）乗数入力に逆拡散符号生成部１５０-1の出力が接 続される。
(c) ダンプフィルタ１５１-1がシフトレジスタ９３-11、乗算器９４-11 および加 算器９５-11 からなるトランスバーサルフィルタに併合される。
(d) 乗算器１４９-11〜１４９-14およびダンプフィルタ１５１-11〜１５５-14は 備えられない。

なお、補間・逆拡散フィルタ１２２-12〜１２２-14の構成については、補間・拡散フィルタ１２２-11 の構成と同じであるので、以下では、対応する構成要素の符号にそれぞれ第一の添え番号として「２」〜「４」を付加して示し、ここでは、その説明および図示を省略する。

また、図１２に示した逆拡散器と図２に示すブロック図との対応関係については、受信部１２１-1〜１２１-4は濾波手段６１に対応し、サーチャ９２は制御手段６２に対応する。

以下、本発明にかかわる第１の逆拡散器を備えた無線受信装置の動作を説明する。

ＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44には、図７に示した無線受信装置に備えられたＲＯＭ９６-1〜９６-4と同様にして、図８(a) に示す係数の列が予め格納される。

逆拡散符号生成部１５０-1〜１５０-4は、図７に示した無線受信装置と同様にして、サーチャ９２に備えられたパス検出部１００が出力するパス検出信号に同期した逆拡散符号を生成する。

ＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44は、上述した係数の列の内、サーチャ９２に備えられたマッピングＲＯＭ１０２が与える識別情報に対応した係数の列を出力し、かつ乗算器１２３-11〜１２３-14、…、１２３-41〜１２３-44はそれぞれこれらの係数の列と、逆拡散符号生成部１５０-1〜１５０-4によってそれぞれ生成された逆拡散符号とを乗じると共に、両者の積を乗算器９４-11 〜９４-14、…、９４-41〜９４-44に与える。

すなわち、受信部１２１-1〜１２１-4では、シフトレジスタ９３-11〜９３-14、…、９３-41〜９３-44、乗算器９４-11〜９４-14、…、９４-41〜９４-44および加算器９５-11〜９５-14、…、９５-41〜９５-44によって構成されるトランスバーサルフィルタの伝達関数は、それぞれＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44によって与えられた係数の列と、逆拡散符号生成部１５０-1、…、１５０-4によって与えられた逆拡散符号との積として適宜設定される。

このように図１２に示した逆拡散器によれば、図７に示した無線受信装置とは異なる構成で補間処理と逆拡散処理とが一括して行われるので、図７に示した無線受信装置と同様にして、符号「１４１」で示されるアンテナの数が大きい場合であってもハードウエアの実装にかかわる制約が緩和され、かつセクタゾーン構成やダイバーシチ受信方式に基づく干渉の抑圧が可能となる。

なお、図１２に示した逆拡散器では、補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14、…、１２２-41〜１２２-44にそれぞれＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44が備えられているが、乗算器１２３-11〜１２３-14、…１２３-41〜１２３-44に与えられるべき係数を確実に保持する手段が備えられる場合には、これらのＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44は、受信部１２１-1〜１２１-4の全てあるいはそれぞれに共用のＲＯＭとして備えられてもよい。

また、図１２に示した逆拡散器では、補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14、…、１２２-41〜１２２-44にシフトレジスタ９３-11〜９３-14、…、９３-41〜９３-44がそれぞれ備えられているが、これらのシフトレジスタ９３-11〜９３-14、…、９３-41〜９３-44は、受信部１２１-1〜１２１-4のそれぞれに共用のシフトレジスタとして備えられてもよい。

図１３は、本発明に関連する第８および第９の無線受信装置および本発明にかかわる第２の逆拡散器の実施形態を示す図である。

図において、図１２に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここでは、その説明を省略する。

本実施形態と図１２に示す実施形態との構成の相違点は、受信部１２１-1〜１２１-4に代えて備えられた受信部１３１-1〜１３１-4の構成にある。

受信部１３１-1と受信部１２１-1との構成の相違点は、補間・逆拡散フィルタ１２２-11〜１２２-14に代えて補間・逆拡散フィルタ１３２-11〜１３２-14が備えられた点にある。

補間・逆拡散フィルタ１３２-11 と補間・逆拡散フィルタ１２２-11 との構成の相違点は、ＲＯＭ９６-11に代えてＲＯＭ１３３-11が備えられ、乗算器１２３-11が備えられず、ＲＯＭ１３３-11 の出力が乗算器９４-11に直結されると共に、そのＲＯＭ１３３-11 の特定のアドレス入力（ここでは、簡単のため、ＭＳＢの１ビットのみであると仮定する。）に、逆拡散符号生成部１５０-1の出力が接続された点にある。

なお、補間・逆拡散フィルタ１３２-12〜１３２-14の構成については、補間・逆拡散フィルタ１３２-11 の構成と同じであるので、以下では、対応する構成要素に第一の添え番号として「２」〜「４」がそれぞれ付加された同じ符号を付与することとし、ここでは、その説明および図示を省略する。

また、受信部１３１-2〜１３１-4の構成については、受信部１３１-1の構成と同じであるので、以下では、対応する構成要素に第一の添え番号として「２」〜「４」がそれぞれ付加された同じ符号を付与することとし、ここでは、その説明および図示を省略する。

さらに、本実施形態と図３に示すブロック図との対応関係については、シフトレジスタ９３-11〜９３-14、…、９３-41〜９３-44、乗算器９４-11〜９４-14、…、９４-41〜９４-44および加算器９５-11〜９５-14、…、９５-41〜９５-44は濾波手段６１に対応し、ＲＯＭ１３３-11〜１３３-14、…、１３３-41〜１３３-44は記憶手段７１に対応し、サーチャ９２および逆拡散符号生成部１５０-1〜１５０-4は制御手段７２に対応する。

以下、本発明にかかわる第２の逆拡散器を備えてなる無線受信装置の動作を説明する。

逆拡散符号生成部１５０-1〜１５０-4は、それぞれパス検出部１００によって出力されたパス検出信号に同期した逆拡散符号を生成する。

また、マッピングＲＯＭ１０２は図１２に示す実施形態と同様にして識別情報を出力する。

一方、ＲＯＭ１３１-11〜１３３-14、…、１３１-41〜１３１-44には、図８(a) に示す４通りの係数の列と上述した逆拡散符号の論理値とに対応づけられて、その論理値にそれぞれ対応した２値（ここでは、簡単のため、「−１」と「１」であると仮定する。）とこれらの係数の列との積が予め格納される。

さらに、ＲＯＭ１３１-11〜１３３-14、…、１３１-41〜１３１-44は、それぞれ予め格納された積の内、これらの逆拡散符号の論理値と上述した識別情報とに対応した積を乗算器９４-11〜９４-14、…、９４-41〜９４-44に与える。

すなわち、シフトレジスタ９３-11〜９３-14、…、９３-41〜９３-44、乗算器９４-11〜９４-14、…、９４-41〜９４-44および加算器９５-11〜９５-14、…、９５-41〜９５-44からなるトランスバーサルフィルタは、図１２に示す実施形態において与えられる係数の列と同じ係数の列が乗算器１２３-11〜１２３-14、…、１２３-41〜１２３-44を介することなく与えられ、これらの係数の列に応じて補間処理に併せて逆拡散処理を並行して行う。

したがって、本実施形態によれば、ＲＯＭ１３３-11〜１３３-14、…、１３３-41〜１３３-44の記憶領域のサイズは、図１２に示す実施形態に備えられたＲＯＭ９６-11〜９６-14、…、９６-41〜９６-44の記憶領域の２倍となるが、乗算器１２３-11〜１２３-14、…、１２３-41〜１２３-44が備えられないので、ハードウエアの構成の簡略化がはかられる。

また、本実施形態では、これらの乗算器１２３-11〜１２３-14、…、１２３-41〜１２３-44によって実時間で行われるべき乗算が省略されるので、図１２に示す実施形態に比べて、高速の逆拡散処理が可能となる。

なお、上述した各実施形態では、ＣＤＭＡ方式が適用された無線伝送系の受信端に本発明にかかわる逆拡散器が適用されているが、これらの発明は、このようなＣＤＭＡ方式の無線伝送系に限定されず、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式が適用された無線伝送系にも適用可能であり、かつこれらの多元接続方式と共に適用される変調方式の如何にかかわらず適用可能である。

また、上述した各実施形態では、無線ゾーンがセクタゾーンとして形成される移動通信システムの無線基地局に本発明にかかわる逆拡散器が適用されているが、これらの発明は、このようなゾーン構成が適用された移動通信システムに限定されず、他の無線伝送系にも適用可能である。

さらに、上述した各実施形態では、移動通信システムとして適用されたチャネル構成やチャネル設定の手順が何ら示されていないが、本願発明は、このようなチャネル構成およびチャネル設定の手順の如何にかかわらず適用可能である。

また、上述した各実施形態では、マルチプレクサ８４によって行われるべき多重化処理の方式と線路８２を介して伝送されるべき信号の伝送形式が何ら示されていないが、これらの多重化処理の方式および伝送形式については、公知の如何なる技術が適用されてもよい。

さらに、上述した各実施形態では、オーバサンプリング周波数および間引きサンプリング周波数の値が具体的に示されていないが、これらの周波数については、アンテナの数および受信波の占有帯域幅（ＣＤＭＡ方式が適用された場合には、チップレート、拡散処理に先行して施されるべき変調処理）に適応し、かつ補間処理および逆拡散処理がサンプリング定理に基づいてディジタル領域で確実に行われる限り、如何なる値であってもよい。

また、上述した各実施形態では、Ａ／Ｄ変換器８３-1〜８３-4は時間軸上で定間隔で設定された異なる位相において共通の間引きサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換を行っているが、このようなＡ／Ｄ変換が行われるべき位相については、補間処理が所望の精度で行われる限り、時間軸上で如何なる間隔で設定されてもよい。

さらに、上述した各実施形態では、既述のトランスバーサルフィルタによって補間処理、あるいはその補間処理と逆拡散処理とからなる濾波処理が行われているが、このようなトランスバーサルフィルタは、デマルチプレクサ８４の出力と乗算器１２３-11の出力とを乗算する乗算器とダンプフィルタとから構成されてもよい。

また、上述した各実施形態では、補間処理、あるいはその補間処理と逆拡散処理との双方がトランスバーサルフィルタによって行われているが、伝達関数を示す係数の切り替えに応じた過渡的な応答が許容される程度に短い場合には、例えば、ＩＩＲ(Infinite Impulse Responce) フィルタが適用されてもよい。

さらに、上述した各実施形態では、チャネル設定の手順に基づいて個別にチャネルが割り付けられ、かつ符号「１４７」、「１２１」、「１３１」の何れかが付与された複数の受信部が備えられているが、これらの受信部の数については、例えば、同時に無線伝送路を介して通信路が形成されるべき呼が単一である場合には、「１」であってもよい。

また、上述した各実施形態では、所望のセクタゾーンから到来した受信波の成分の抽出を可能とするために、合成処理の対象となるべき復調信号が逆拡散処理の過程で生成されているが、本願発明は、このような合成処理に限定されず、例えば、アンテナ１４１-1〜１４１-4によって所望の走査アンテナを形成するために、位相走査、周波数走査および給電点切り替え走査の一部もしくは全てを達成する如何なる合成処理が行われてもよい。

以上説明したように、本発明にかかわる逆拡散器は、ＣＤＭＡ方式が適用された無線伝送系の受信端のみならず、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式が適用された無線伝送系にも適用可能であり、かつこれらの多元接続方式と共に適用される変調方式の如何にかかわらず適用可能である。そして、本発明にかかわる第１の逆拡散器を適用することにより、上述した様々な構成をもつ受信端において、予測処理および逆拡散処理を行うハードウエアの配置や実装の自由度が確保され、また、第２の逆拡散器を適用することにより、ハードウエアの構成が簡略化され、かつ高いチップレートに対する適応が可能となる。

このように本発明にかかわる逆拡散器を適用することは、ＣＤＭＡ方式を始めとする無線伝送系の受信端において極めて有用である。

本発明に関連する無線受信装置の原理構成を示す図である。 本発明にかかわる第１の逆拡散器の原理ブロック図である。 本発明にかかわる第2の逆拡散器の原理ブロック図である。 本発明に関連する無線受信装置の構成を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器がサンプリングを行う時点を示す図である。 補間フィルタに設定されるべき係数を示す図である。 本発明に関連する無線受信装置の別構成を示す図である。 ＲＯＭおよびマッピングＲＯＭに格納されるべき情報を示す図である。 サーチャによって検出される遅延プロファイルの一例を示す図である。 サーチャの他の構成例を示す図である。 本発明に関連する無線受信装置の別構成を示す図である。 第１の逆拡散器に対応した実施形態を示す図である。 第2の逆拡散器に対応した実施形態を示す図である。 ＣＤＭＡ方式の下でアレーアンテナを用いた移動通信システムにおける受信系の構成例を示す図である。 遅延プロファイルの一例を示す図である。

符号の説明

１０ アンテナ
１１ 間引き処理手段
１２ 多重化手段
１３ 逆多重化手段
１４ 予測処理手段
２１，３１ パス監視手段
２２，３２ 位相特定手段
２３，３３ 逆拡散処理手段
４１，４２ 乗算手段
５１，７１ 記憶手段
６１ 濾波手段
６２，７２ 制御手段
８０，１４２ Ａ／Ｄ変換ボード
８１，９０，１４４ 受信機ボード
８２，１４３ 線路
８３，１４６ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）
８４ マルチプレクサ
８５ デマルチプレクサ
８６，９１ 補間フィルタ
８７，９３，１０３，１５６ シフトレジスタ
８８，９４，１０４，１２３，１４９，１５７ 乗算器
８９，９５，１０５，１５８ 加算器
９２，１１０，１４８ サーチャ
９６，１３３ ＲＯＭ
９７，１５２ マッチドフィルタ
９８，１１２，１５３ 平均化部
９９，１１３，１５４ ＲＡＭ
１００，１５５ パス検出部
１０１ ラッチ（Ｌ）
１０２ マッピングＲＯＭ
１０５，１１１ セレクタ
１２１，１３１，１４７ 受信部
１２２，１３２ 補間・逆拡散フィルタ
１４１ アンテナ
１４５ フロントエンド部
１５０ 逆拡散符号生成部（ＣＯＤＥ）
１５１ ダンプフィルタ（ＤＵＭＰ）

Claims (2)

1. 直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に予測処理および逆拡散処理を施し、復調信号を生成する濾波手段と、
   前記予測処理に適用されるべき濾波特性を示す伝達関数と前記逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号との積をとり、その積を前記濾波手段の伝達関数としてその濾波手段に与える制御手段と
   を備えたことを特徴とする逆拡散器。
2. 直接拡散方式の受信波が拡散符号のチップレートの２倍以上の周波数でベースバンド領域でサンプリングされてなる拡散信号に予測処理および逆拡散処理を施し、復調信号を生成する濾波手段と、
   前記拡散符号がとり得る２値と前記予測処理の形態とに対応して、これらの２値に個別に対応付けられた異符号の定数と、この予測処理に供されるべき濾波特性を示す伝達関数との全ての組み合わせの積が予め格納された記憶手段と、
   前記記憶手段に格納された積の内、前記逆拡散処理に適用されるべき逆拡散符号の論理値と、その論理値と共に与えられた予測処理の形態とに対応した積を伝達関数として前記濾波手段に与える制御手段と
   を備えたことを特徴とする逆拡散器。

Images