JP2007158600A - 信号再生装置，光受信装置および信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】受信感度を良好としながら、抽出されるクロック信号の高精度化を図る。
【解決手段】入力される差動位相偏移変調に対する復調電気信号を２分岐する分岐部１と、分岐部１で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化する第１フィルタ２と、第１フィルタ２で波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生するクロック再生部４と、分岐部１で分岐された他方の復調電気信号、およびクロック再生部４にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうデータ再生部５と、をそなえるように構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動位相偏移変調された光信号について受信する際に用いて用いて好適の、信号再生装置，光受信装置および信号処理方法に関する。

近年、次世代の40 Gbit/s 光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも10 Gbit/sシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来10 Gb/s以下のシステムで適用されてきたNRZ（Non Return to Zero）変調方式に比べて、光信号対雑音比(OSNR)耐力、非線形性耐力に優れたRZ-DPSK（Differential Phase Shift Keying）又はCSRZ-DPSK変調方式の研究開発が活発になっている。

更には、上述の変調方式に加えて、狭スペクトル（高周波数利用効率）の特長を持ったRZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSK（Differential Quadrature Phase-Shift Keying）変調方式といった位相変調方式の研究開発も活発になっている。尚、図７は、上述のNRZ変調方式、RZ-DPSKおよびRZ-DQPSK変調方式とともに、デュオバイナリ変調方式およびＣＳ−Ｚ変調方式についての一般的特性について比較する図である。

図８は、４０Gb/sのRZ-DPSK又はCSRZ-DPSK変調方式を採用して光信号を送受信する光送受信システム１００Ａの構成例を示すブロック図である。この図８に示す光送受信システム１００Ａにおいては、RZ-DPSK又はCSRZ-DPSK変調方式により光信号を送信する光送信装置１１０と、この光送信装置１１０からの光信号について復調等の受信処理を行なう光受信装置１２０と、をそなえている。RZ-DPSK又はCSRZ-DPSKの変復調方式で光信号を送受信する場合は、光強度としては４０GHzクロック波形となり、２値の光位相に情報を乗せるようになっている。

ここで、この図８に示す光送信装置１１０は、送信データ処理部１１１，ＣＷ（Continuous Wave）光源１１２，位相変調器１１３およびＲＺパルス化用強度変調器１１４をそなえている。送信データ処理部１１１は、入力されるデータについて例えばＯＴＮ（Optical Transport Network）フレーム化するフレーマとしての機能、および誤り訂正符号を付与するＦＥＣ（Forward Error Correction）エンコーダとしての機能をそなえるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＰＳＫプリコーダとしての機能をそなえている。

また、位相変調器１１３は、ＣＷ光源１１２からの連続光について、送信データ処理部１１１からの符号化データで変調して、光強度は一定であるが２値の光位相に情報が乗った光信号、即ちＤＰＳＫ変調された光信号を出力するようになっている。更に、ＲＺパルス化用強度変調器１１４は、位相変調器１１３からの光信号についてＲＺパルス化するものであり、特にビットレートと同一の周波数（４０ＧＨｚ）かつ消光電圧（Vπ）の１倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をRZ-DPSK信号といい、ビットレートの半分の周波数（２０ＧＨｚ）かつ消光電圧（Vπ）の２倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をCSRZ-DPSK信号という(図８のＡ１、Ａ２)。

さらに、光受信装置１２０は、光送信装置１１０に伝送路１０１を介して接続されて、(CS)RZ-DPSK信号について受信し信号処理を行なうものであり、遅延干渉計１２１，光電変換部１２２，再生回路１２３および受信データ処理部１２４をそなえている。
遅延干渉計１２１は、例えばマッハツェンダ干渉計により構成され、伝送路１０１を通じて伝送されてきた(CS)RZ-DPSK信号について１ビット時間の遅延成分と０radの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出力としている。即ち、マッハツェンダ干渉計をなす一方の分岐導波路を、他方の分岐導波路よりも１ビット時間に相当する伝搬長だけ長くなるように形成するとともに、他方の分岐導波路を伝搬する光信号を位相制御するための電極１２１ａをそなえる。

光電変換部１２２は、上述の遅延干渉計１２１からの２出力をそれぞれ受光することにより差動光電変換検出（balanced detection）を行なうデュアルピンフォトダイオードにより構成される。尚、上述の光電変換部１２２で検出された受信信号についてはトランスインピーダンスアンプ１２２ｃにより電流信号から電圧信号に変換される。再生回路（40Gb/s CDR;Clock Data Recovery）１２３は、光電変換部１２２において差動光電変換検出された受信信号をトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ；Transimpedance Amplifier）１２２ｃを介して入力されて、データ信号を再生しクロック信号を抽出するものである。そして、この再生回路１２３で再生、抽出されたデータ信号およびクロック信号をもとに、受信データ処理部１２４でＯＴＮフレーマとしての処理やＦＥＣデコードによる誤り訂正等の信号処理が行なわれる。

一方、図９は、４０Gb/sのRZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSK変調方式を採用して光信号を送受信する光送受信システム１００Ｂを示すブロック図である。この光送受信システム１００Ｂにおいては、RZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSK変調方式により変調された光信号を送信する光送信装置１３０と、この光送信装置１３０からの光信号について受信する光受信装置１４０と、をそなえている。

RZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSKの変復調方式で光信号を送受信する場合には、光強度としては２０GHzクロック波形であり、４値の光位相に情報を乗せるようになっている。以下においては上述のRZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSKによる変復調を通じてデータを送受信する構成について概略を示すが、詳細については例えば特表２００４−５１６７４３号公報等に記載されている。

ここで、この図９に示す光送信装置１３０は、送信データ処理部１３１，ＣＷ（Continuous Wave）光源１３３，π／２移相器１３４，２つの位相変調器１３５−１，１３５−２およびＲＺパルス化用強度変調器１３６をそなえている。
送信データ処理部１３１は、図８に示す送信データ処理部１１１と同様にＯＴＮフレーマおよびＦＥＣエンコーダとしての機能をそなえるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダとしての機能をそなえている。そして、この送信データ処理部１３１により、２０Gbit/sの２系列の符号化データ（data♯１，data♯２）を出力するようになっている。

また、ＣＷ光源１３３は連続光を出力するものであるが、このＣＷ光源１３３から出力された連続光は２分岐されて、分岐された一方は位相変調器１３５−１に入力され、他方はπ／２移相器１３４を介して位相変調器１３５−２に入力される。そして、位相変調器１３５−１は、ＣＷ光源１３３からの連続光について、１：２分離部１３２で分離した一方の系列の符号化データ（data♯１）で変調して、２値の光位相（０rad又はπrad）に情報が乗った光信号を出力する。

さらに、位相変調器１３５−２は、π／２移相器１３４においてＣＷ光源１３３からの連続光がπ／２だけ位相シフトされたものを入力され、この連続光について、１：２分離部１３２で分離した他方の系列の符号化データ（data♯２）で変調して、２値の光位相（π／２rad又は３π／２rad）に情報が乗った光信号を出力する。
また、上述の位相変調器１３５−１，１３５−２からの変調光は合波されて後段のＲＺパルス化用強度変調器１３６に出力されるようになっている。即ち、位相変調器１３５−１，１３５−２からの変調光が合波されることにより、図９のＢ１，Ｂ２に示すように、光強度は一定であるが４値の光位相に情報が乗った光信号、即ちＤＱＰＳＫ変調された光信号を出力することができるようになっている。

なお、ＲＺパルス化用強度変調器１３６は、図８において符号１１４で示すものと同様に、位相変調器１３５−１，１３５−２からの変調光が合波された光信号についてＲＺパルス化するものであり、特にビットレートと同一の周波数（２０ＧＨｚ）かつ消光電圧（Vπ）の１倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をRZ-DQPSK信号といい、ビットレートの半分の周波数（１０ＧＨｚ）かつ消光電圧（Vπ）の２倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をCSRZ-DPSK信号という。

さらに、光受信装置１４０は、光送信装置１３０に伝送路１０１を介して接続されて、光送信装置１３０からの(CS)RZ-DPSK信号について受信信号処理を行なうものであり、受信した光信号を２分岐する光信号分岐部１４６をそなえるとともに、遅延干渉計１４１−１，１４１−２，光電変換部１４２−１，１４２−２，再生回路（20Gb/s CDR）１４３−１，１４３−２および受信データ処理部１４５をそなえている。

遅延干渉計１４１−１，１４１−２には、伝送路１０１を通じて伝送されてきた(CS)RZ-DPSK信号について２分岐された信号がそれぞれ入力される。そして、遅延干渉計１４１−１では１ビット時間の遅延成分とπ／４radの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出力としている。又、遅延干渉計１４１−２では１ビット時間の遅延成分と（遅延干渉計１４１−１の場合とはπ／２ずれた）−π／４radの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出力としている。

なお、遅延干渉計１４１−１，１４１−２についてもマッハツェンダ干渉計により構成され、各マッハツェンダ干渉計をなす一方の分岐導波路を、他方の分岐導波路よりも１ビット時間に相当する伝搬長だけ長くなるように形成するとともに、他方の分岐導波路を伝搬する光信号を位相制御するための電極１４１ａ，１４１ｂをそれぞれそなえる。
光電変換部１４２−１は遅延干渉計１４１−１からの２出力を受光することにより差動光電変換検出を行なうデュアルピンフォトダイオードにより構成される。同様に、光電変換部１４２−２は遅延干渉計１４１−２からの２出力を受光することにより差動光電変換検出を行なうデュアルピンフォトダイオードにより構成される。尚、上述の光電変換部１４２−１，１４２−２で検出された受信信号についてはトランスインピーダンスアンプ１４２ｅにより電流信号から電圧信号に変換される。

再生回路１４３−１は、光電変換部１４２−１で受信された光信号強度に相当する電気信号から、クロック信号およびデータ信号についてのＩ（In-phase：同相）成分を再生するものである。又、再生回路１４３−２は、光電変換部１４２−２で受信された光信号から、クロック信号およびデータ信号についてのＱ（Quadrature-phase：直交）成分を再生するものである。

そして、受信データ処理部１４５においては、再生回路１４３−１，１４３−２でそれぞれ再生されたクロック信号およびデータ信号をもとにＯＴＮフレーマとしての機能や、ＦＥＣデコードによる誤り訂正を行なう機能をそなえている。
このように、上述の(CS)RZ-D(Q)PSKの変復調方式においては、光受信装置１２０，１４０において位相変調信号を強度変調信号に変換して識別を行なうために、遅延干渉計１２１，１４１−１，１４１−２において１ビット時間の遅延差を与えて光干渉させるようになっている。

ところで、上述の図８に示す光受信装置１２０の再生回路１２３や、図９に示す光受信装置１４０の再生回路１４３−１，１４３−２は、それぞれ、図１０に示すように、クロック再生回路（ＣＲ：Clock Recovery）１５１およびＤフリップフロップ１５２をそなえて構成することができる。クロック再生回路１５１は、光電変換部で受信された、データ符号に応じた強度変化を有する電気信号について、当該データについてのクロック信号成分を抽出するものである。Ｄフロップフロップ１５２は、光電変換部で受信された電気信号をデータ入力とし、クロック再生回路１５１で再生されたクロック信号をクロック入力として、再生データを出力する。

ここで、上述のクロック再生回路１５１は、例えば位相比較器１５１ａ，ループフィルタ１５１ｂおよび電圧制御発信器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１５１ｃをそなえてなるＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路により構成されている。
特に、位相比較器１５１ａは、ＶＣＯ１５１ｃで出力されるクロック信号と光電変換部からの電気信号とについての位相差または周波数差に応じた信号を出力するものである。このクロック再生回路１５１をなす位相比較器１５１ａとしては、例えば文献「J.D.H. Alexander, "Clock Recovery from Random Binary Data," Electronics Letters, vol.11, pp.541-542, Oct. 1975」におけるFig２および３として示されている。

また、例えば図１１に示すように、図９に示す光受信装置１４０のトランスインピーダンス増幅器１４２ｅと再生回路１４３−１（１４３−２）との間に、等化フィルタ１５３およびリミッタ増幅器（ＬＩＡ；Limiting Amplifier）１５４を介装することも行なわれている。等化フィルタ１５３は、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅの出力について波形成型し、リミッタ増幅器１５４は、等化フィルタ１５３の出力の振幅を正規化する。図８に示す光受信装置１２０においても上述の場合と同様の等化フィルタ１５３およびリミッタ増幅器１５４をそなえることもできる。この図１１に示すような等化フィルタ１５３を介装することにより、受信信号の波形を整形し、アイ開口を広げて受信感度を向上できることが知られている。

なお、本願発明に関連する公知技術としては、例えば、以下に示す特許文献に記載されたものがある。
特開２００５−２５０６９６号公報 特開２００３−８７２０１号公報 特開２００５−２５２３６９号公報

しかしながら、上述の図８，図９における光受信装置１２０，１４０においては、光電変換検出される受信信号波形がＲＺ信号の波形形状となっているので、クロック再生回路１５１において抽出されるクロック信号の高精度化に支障をきたしている。図１１に示す等化フィルタ１５３を介装した場合においても、図３（ｂ）に示すように、受信信号波形はＲＺ信号のような波形形状となっているために同様のことがいえる。

すなわち、光受信装置１２０，１４０をなすトランスインピーダンス増幅器１２２ｃ，１４２ｅから出力される電気信号の波形は、符号変化が「０」→「０」である場合や「１」→「１」である場合などの同符号が連続する際の振幅が一定ではなく、ＲＺ信号のような波形形状となっている。このため、符号変化時のエッジの検出に支障を来し、検出されるクロック信号の精度を向上させる際の支障となっているのである。この場合には、等化フィルタ１５３によりアイ開口を広げることができたとしても、再生回路１２３，１４３−１，１４３−２で得られるクロック信号の精度の更なる向上を図ることができない。

これは、図１０に示すような従来適用されているクロック再生回路１５１は、一般的には前述の文献に記載されているような位相比較器１５１ａがそなえられているので、クロック抽出のために入力される信号の形式がＮＲＺ信号であることを前提に設計されたものであるということができるからである。即ち、従来のクロック再生回路１５１は、検出されるクロック信号の精度の向上のためには、符号変化が「０」→「０」である場合や「１」→「１」である場合における振幅の変化が抑制されることが求められるのである。

そこで、トランスインピーダンス増幅器１２２ｃ，１４２ｅからの電気信号について、符号変化が「０」→「０」である場合や「１」→「１」である場合における波形が一定となるような特性の信号波形とすることも考えられるが、良好な受信感度を維持するためには図３（ｂ）に示すような広いアイ開口を保つことが必要である。
上述の特許文献１〜３に記載された技術のほか、従来技術においては、このような良好な受信感度を維持しつつ抽出されるクロック信号の精度を向上させるための技術については何ら提供するものではない。

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、受信感度を良好としながら、抽出されるクロック信号の高精度化を図ることを目的とする。

このため、本発明の信号再生装置は、入力される差動位相偏移変調に対する復調電気信号を２分岐する分岐部と、該分岐部で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化する第１フィルタと、該第１フィルタで波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生するクロック再生部と、該分岐部で分岐された他方の復調電気信号、および該クロック再生部にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうデータ再生部と、をそなえたことを特徴としている。

この場合においては、該分岐部にて分岐された他方の復調電気信号について波形整形を行なう第２フィルタをそなえ、該第２フィルタが、該波形整形を行なった復調電気信号を該データ再生部のデータ入力として供給することとしてもよい。
または、該分岐部に入力される前段の復調電気信号について波形整形を行なう第２フィルタをそなえ、該第２フィルタが、該波形整形を行なった復調電気信号を該分岐部の入力として供給することとしてもよい。

さらに、好ましくは、該第２フィルタを、該データ再生部にデータ入力される復調電気信号のアイ開口を、該第１フィルタから出力される復調電気信号のアイ開口よりも大きくなる特性を有するフィルタとすることができる。
また、好ましくは、該第１フィルタを、該復調電気信号についての同符号連続が抽出可能な特性を有するローパスフィルタとすることができる。

さらに、該第１フィルタを、該第２フィルタよりも小さい−３ｄＢ周波数を有する特性を持つローパスフィルタとすることができる。この場合においては、該第２フィルタを、該第１フィルタよりも大きいが該再生されるデータ信号のビットレートに相当する周波数よりも小さい−３ｄＢ周波数を有する特性を持つローパスフィルタとすることもできる。
また、本発明の光受信装置は、差動位相偏移変調(Differential Phase Shift Keying)がなされた光信号について処理を行なう遅延干渉部と、該遅延干渉部において処理がなされた光信号について光電変換検出を行なうことにより、該差動位相偏移変調に対する復調電気信号を出力する光電変換検出部と、該光電変換検出部からの復調電気信号について２分岐する分岐部と、該分岐部で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化する第１フィルタと、該第１フィルタで波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生するクロック再生部と、該分岐部で分岐された他方の復調電気信号、および該クロック再生部にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうデータ再生部と、をそなえたことを特徴としている。

さらに、本発明の信号再生方法は、差動位相偏移変調に対する復調電気信号を２分岐し、該２分岐した一方の復調電気信号の波形についてフィルタ処理により等化し、該波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生し、該２分岐した他方の復調電気信号、および該再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうことを特徴としている。

このように、本発明によれば、分岐部により、クロック再生用に用いる電気信号をデータ再生用の電気信号と分岐させるとともに、等化フィルタにより、分岐部で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化し、クロック再生部で、波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生することができるので、受信感度を良好としながら、抽出されるクロック信号の高精度化を図ることができる利点がある。

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
なお、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
〔Ａ〕一実施形態の説明
図１は本発明の一実施形態にかかる信号再生装置１０を示すブロック図である。この図１に示す信号再生装置１０は、前述の図９に示すような、(CS)RZ-DQPSKの変復調方式を採用する光送受信システムにおける光受信装置に適用されて、光電変換検出された受信電気信号波形から、データ信号およびクロック信号を再生するものである。換言すれば、信号再生装置１０は、前述の図９に示す光受信装置１４０の構成において、再生回路１４３−１，１４３−２（図１１参照）に代えてそなえられるものである。

すなわち、信号再生装置１０は、図９に示す光受信装置１４０におけるトランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの電気信号（電圧信号）を入力されて、この電気信号波形からデータ信号およびクロック信号を再生して、再生したデータ信号を受信データ処理部１４５に供給することができるようになっている。尚、図１に示す信号再生装置１０が適用された光受信装置においても、前述の図９の場合と同様、光信号分岐部，遅延干渉計および受信データ処理部（符号１４６，１４１−１，１４１−２および１４５参照）をそなえているが、図１においてはこれらの構成については図示を省略している。

また、図１中、１４２はデュアルピンフォトダイオードからなる一の光電変換部であり、図９における２つの光電変換部１４２−１，１４２−２の一方に相当する。即ち、光電変換部１４２は、図示しない遅延干渉計において処理がなされた光信号について光電変換検出を行なうことにより、差動４値位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）に対する復調電気信号を出力する。尚、この復調電気信号は、データ信号が強度変調されたものとなっている。

ここで、信号再生装置１０は、分岐部１，２つの等化フィルタ２，３，クロック再生回路４およびデータ再生部５をそなえるとともに、リミッタ増幅器６，７をそなえて構成されている。
分岐部１は、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅから出力される受信電気信号、即ち、差動４値位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）に対する復調電気信号について２分岐するものであり、分岐された一方の復調電気信号は等化フィルタ２へ、他方の復調電気信号については他方の等化フィルタ３へ、それぞれ出力されるようになっている。

また、等化フィルタ２は、分岐部１で２分岐された一方の復調電気信号について、その波形を等化する処理を行なう第１フィルタである。換言すれば、この等化フィルタ２による等化処理は、復調電気信号について、分岐部１からの復調電気信号についての同符号が連続するときの振幅変化を抑制して、この図１におけるＡに示すように、ＮＲＺ信号のような符号に対する振幅変化を持たせるような処理である。等化処理としては、単純にローパスフィルタを用いて波形をなまらせても良いし、さらに入力信号の周波数特性を補償するために、遮断周波数帯周辺の周波数特性をはねあげたフィルタを縦続的に挿入して好ましい波形にしても良い。

ここで、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの復調電気信号は、データ信号が強度変調された電気信号である。このトランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの復調電気信号が２０ＧＨｚ程度のビットレートのデータ信号が強度変調されているものである場合には、上述の等化フィルタ２としては、例えば９ＧＨｚ程度の−３ｄＢ周波数を有するローパスフィルタにより、高周波成分をカットするフィルタ構成とすることができる。

図２（ａ），図２（ｂ）は、上述の等化フィルタ２により復調電気信号を等化させる作用を説明するための図である。図２（ａ）の時点ｔ１〜ｔ９に示すように、等化フィルタ２に入力される復調電気信号に強度変調されている符号が順に「１」，「０」，「１」，「０」，「０」，「１」，「１」，「１」である場合においては、当該復調電気信号（ＤＱＰＳＫ受信信号）は、図２（ｂ）のＷ１に示すように、急峻な振幅変化を有している。

すなわち、符号「１」のときには正の振幅値を、符号「０」のときには負の振幅値を、それぞれとるが、符号「０」，「０」が連続するときや（時点ｔ４〜ｔ６参照）、符号「１」，「１」が連続するときは（時点ｔ６〜ｔ９参照）、復調電気信号Ｗ１としては、同一符号が移り変わるとき（エッジ）において振幅値が一旦０に戻る振る舞いを持つ（時点ｔ５，ｔ７およびｔ８参照）。言い換えれば、振幅が急峻に振幅変化する領域に対応して、復調電気信号Ｗ１の周波数成分には高周波成分が含まれることになる。

このような電気信号Ｗ１が等化フィルタ２に入力されると、等化フィルタ２では、図２（ｂ）のＷ２に示すような波形の電気信号を出力することができる。即ち、この等化フィルタ２においては、電気信号Ｗ１に含まれる高周波成分をカットし波形を等化させることにより、出力電気信号の波形Ｗ２は、同一符号が移り変わるときの振幅値が０にはもとらずに、振幅の変化が抑制されるようになる（時点ｔ５，ｔ７およびｔ８参照）。

これにより、等化フィルタ２を通過した電気信号の波形をアイパターンでみた場合には、図１のＡ１に例示するように、波形が等化されるために、異符号が移り変わる場合と、同一符号が移り変わる場合とで、振幅値の変化に開きを持たせることができる。尚、この振幅値の変化の開きは、アイパターン中のＡ１部分における三角形状の開口にみることができる。

また、リミッタ増幅器６は、等化フィルタ２からの電気信号、即ち等化フィルタ２にて波形が等化された復調電気信号を入力されて、この波形が等化された電気信号について振幅値を正規化してクロック再生回路４に供給するものである。更に、クロック再生回路（クロック再生部）４は、リミッタ増幅器６からの電気信号をもとに、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの復調電気信号に含まれるクロック信号成分を再生、抽出するものであり、前述の図１１に示すもの（符号１５１参照）と同様の構成を有している。

クロック再生回路４は、等化フィルタ２において波形が等化された信号を、リミッタ増幅器６を介して入力されて、この入力信号からクロック信号を再生するクロック再生部である。このクロック再生回路４についても、前述の図１１の場合と同様に、ＮＲＺ信号を前提に設計された位相比較器（符号１５１ａ参照）を含むＰＬＬ回路により構成される。
このとき、等化フィルタ２によるフィルタ処理によって、符号変化が「０」→「０」である場合や「１」→「１」である場合における波形が一定となるような信号波形（図１のＡ参照）の復調電気信号をクロック再生回路４の入力としている。これにより、クロック再生回路４においては、図１０の場合よりも高精度のクロック信号を抽出することが可能となる。尚、クロック再生回路４において高精度に抽出されたクロック信号は、後段のデータ再生部５に供給される。

さらに、等化フィルタ３は、分岐部１にて分岐された他方の復調電気信号について波形整形を行なう第２フィルタである。この等化フィルタ３は、受信感度特性を良好に保つために、図１のＢに示すような、アイ開口の大きい復調電気信号を出力できるようなフィルタ特性とする。例えば、等化フィルタ３は、ビットレートの８０パーセント程度に相当する周波数を−３ｄＢ周波数とするローパスフィルタにより構成することができる。

具体的には、復調電気信号が２０Ｇｂ／ｓ程度のビットレートのデータ信号が強度変調されている場合においては、等化フィルタ３としては、１６ＧＨｚ程度の周波数を−３ｄＢ周波数とするローパスフィルタにより構成することができる。このような等化フィルタ３を通過する電気信号は、等化フィルタ２を通過した電気信号の波形（図１のＡ参照）に比べても、アイ開口を大きくすることができるようになる（図１のＢ１参照）。

換言すれば、等化フィルタ３は、後段のＤフリップフロップ５に入力される復調電気信号のアイ開口を、等化フィルタ２から出力される復調電気信号のアイ開口よりも大きくなる特性を有するローパスフィルタである。
なお、等化フィルタ３による波形整形処理を通じて、波長分散による波形歪みについても整形することができる。図３（ａ）は、２０Ｇｂ／ｓのデータが変調されている信号に+80ps/nm/kmの波長分散が存在するときの受信波形の例を示す図であるが、このような波長分散が存在する電気信号においても、例えば１６ＧＨｚの帯域を有する等化フィルタ１５３を通過させることで、例えば図３（ｂ）に示すように、波形歪みを整形することができる。

また、リミッタ増幅器７は、等化フィルタ３からの電気信号、即ち等化フィルタ３にて波形整形された復調電気信号を入力されて、この波形整形された復調電気信号について振幅値を正規化して、後段のデータ再生部５に供給するものである。
データ再生部５は、分岐部１で分岐された他方の電気信号、およびクロック再生回路４にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうものであり、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）により構成することができる。即ち、分岐部１で分岐された他方の復調電気信号について、等化フィルタ３およびリミッタ増幅器７を介してデータ入力されるとともに、クロック再生回路４にて高精度に再生されたクロック信号についてクロック入力されて、入力されるクロック信号に同期したデータ信号を再生し出力することができるようになっている。

このデータ再生部５にて再生されたデータ信号およびクロック信号については、光受信装置を構成する図示しない受信データ処理部（図９の符号１４５参照）に入力されて、これらの再生されたデータ信号およびクロック信号をもとにＯＴＮフレーマ処理や誤り訂正処理等の受信信号処理がなされる。
ところで、図４（ａ）〜図４（ｄ）および図５（ａ）〜図５（ｄ）は、上述の等化フィルタ２，３におけるフィルタ特性の設定について説明するための図である。等化フィルタ２，３は、ともに好ましくは５次のベッセルトムソン形のローパスフィルタにより構成することができるが、上述したような、出力すべき電気信号の波形の特性の相違から、それぞれ−３ｄＢ周波数が相違するローパスフィルタにより構成される。

図５（ａ）〜図５（ｄ）はそれぞれ、９ＧＨｚ，１２ＧＨｚ，１４ＧＨｚ，１６ＧＨｚの−３ｄＢ周波数を有するローパスフィルタに、図４（ａ）〜図４（ｄ）に示すようなアイパターンを有する復調電気信号が入力された場合において、通過された電気信号のアイパターンを示す図である。尚、図４（ａ）〜図４（ｄ）はいずれも、トランスインピーダンス増幅器１４２からの復調電気信号であって、２０Ｇｂ／ｓ程度のビットレートを有するものであり、同様の波形特性を有している。

これらの図４（ａ）〜図４（ｄ），図５（ａ）〜図５（ｄ）に示すように、入力される電気信号波形はほぼ同じものでありながら、フィルタ特性によってアイ開口に変動があり、又、同一符号が移り変わる場合における振幅値の変化に変動があることがわかる。
すなわち、−３ｄＢ周波数を１６ＧＨｚから小さい値にしていくに従って、アイ開口が小さくなるため、Ｑ値に不利な波形であり、良好な受信感度特性を得ることが困難になってくる（図５（ａ）〜図５（ｄ）のＥ１〜Ｅ４参照）。言い換えれば、−３ｄＢ周波数を９ＧＨｚから大きくしていくに従って、アイ開口が広がるため、良好な受信感度特性を得やすくなる。但し、ビットレートに相当する２０ＧＨｚを−３ｄＢ周波数とするようなローパスフィルタとした場合には、１６ＧＨｚの場合に比べて、かえって受信感度特性が低下する。

したがって、受信感度特性を良好とするための電気信号を出力すべき等化フィルタ３の−３ｄＢ周波数は、２０Ｇｂ／ｓのビットレートを有する復調電気信号を透過させる場合、復調電気信号に強度変調されているデータ信号のビットレートに相当する周波数（この場合は２０ＧＨｚ）よりも小さいが少なくとも９ＧＨｚよりも大きい−３ｄＢ周波数に設定することができ、特に好ましくは１６ＧＨｚ程度の周波数に設定することができる。

また、−３ｄＢ周波数を９ＧＨｚから大きい値にしていくに従って、同一符号が移り変わる場合における振幅値の変化が大きくなる。このため、フィルタ出力の波形は、クロック再生回路４におけるクロック再生のために用いる復調電気信号としては不利な波形であり、高精度のクロック信号を抽出することが困難になってくる（図５（ａ）〜図５（ｄ）のＣ１〜Ｃ４参照）。言い換えれば、−３ｄＢ周波数を１６ＧＨｚから小さくしていくに従って、同一符号が移り変わる場合における振幅値の変化が小さくなる。このため、フィルタ出力の波形は、クロック再生回路４におけるクロック再生のために用いる復調電気信号として用いると、高精度なクロック信号を再生できるようになる。

したがって、高精度なクロック信号を再生するための電気信号を出力すべき等化フィルタ２の−３ｄＢ周波数は、２０Ｇｂ／ｓのビットレートを有する復調電気信号を透過させる場合、上述の等化フィルタ３に設定される−３ｄＢ周波数よりも小さい周波数、特に好ましくは９ＧＨｚ程度の周波数に設定することができる。
なお、上述したように、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの復調電気信号について、等化フィルタ２ではクロック信号の抽出に適した波形とする必要がある一方、等化フィルタ３では受信感度を向上させるのに適した波形とする必要があるため、少なくとも、等化フィルタ２の−３ｄＢ周波数は等化フィルタ３の−３ｄＢ周波数よりも小さくする必要がある。

また、上述の等化フィルタ２および３についてはローパスフィルタにより構成されているが、等化フィルタ２において求められる高精度なクロック信号の抽出のための信号波形が得られ、等化フィルタ３において求められる受信感度の良好なデータ信号の再生のための信号波形が得られるのであれば、それぞれフィルタ特性としてはローパスフィルタに限定されるものではない。

上述のごとく構成された、本実施形態にかかる信号再生装置１０が図９に示す光受信装置１４０において各再生回路１４３−１，１４３−２に代えて適用された場合の動作は、以下のとおりとなる。
すなわち、図９に示すような光送信装置１３０においてＤＱＰＳＫ変調方式により変調された光信号について伝送路１０１を介して入力されると、光信号分岐部１４６で２分岐される。そして、２分岐された光信号についてそれぞれ遅延干渉計１４１−１，１４１−２における処理が行なわれる。更に、光電変換部１４２−１，１４２−２においてそれぞれ遅延干渉計１４１−１，１４１−２からの２出力を受光することにより差動光電変換検出が行なわれ、光信号強度に相当する電気信号を復調電気信号として出力される。

また、トランスインピーダンス増幅器１４２ｅにおいては電流信号としての復調電気信号について電圧信号に変換されて、各再生回路１４３−１，１４３−２に代えて適用される信号再生装置１０にそれぞれ出力される。光電変換部１４２−１で受信された光信号強度に相当する電気信号を入力された信号処理回路１０においては、クロック信号およびデータ信号についてのＩ（In-phase：同相）成分を再生し、光電変換部１４２−２で受信された光信号を入力された信号処理回路１０においては、クロック信号およびデータ信号についてのＱ（Quadrature-phase：直交）成分を再生する。尚、再生されたクロック信号およびデータ信号を用いることにより、後段の受信データ処理部（図９の符号１４５参照）においては、フレーマ処理、誤り訂正処理等の処理が行なわれる。

このとき、上述の信号処理回路１０においては、等化フィルタ２を透過した電気信号をもとにクロック信号を再生しているので、クロック信号の精度を高めることができるほか、このように精度が高められたクロック信号に同期して、透過フィルタ３を透過した電気信号からデータ再生を行なうことができるので、受信感度を高め、信号品質を高めることができるようになる。

すなわち、２つの信号再生装置１０のうちの一の信号再生装置１０での処理に着目すると、図１に示すように、差動位相偏移変調に対する復調電気信号、即ちトランスインピーダンス増幅器１４２ｅからの電気信号を分岐部１で２分岐し、等化フィルタ２において、２分岐した一方の復調電気信号の波形についてフィルタ処理により等化して後段のクロック再生回路４でのクロック再生に親和する波形の電気信号としている。

これにより、クロック再生回路４において、この波形が等化された復調電気信号から高精度なクロック信号を再生する。更に、データ再生部５としてのＤフリップフロップにおいては、分岐部１で２分岐した他方の復調電気信号をデータ入力されるとともに、クロック再生回路４において再生されたクロック信号をクロック入力されて、データ信号の再生を行なう。

このとき、データ再生部５としてのＤフリップフロップにデータ入力される復調電気信号については、等化フィルタ３を通じてアイ開口が大きくなるように波形整形しているので、再生されるデータ信号の受信品質を高めることができるようになる。
このように、本発明によれば、分岐部１により、クロック再生用に用いる電気信号をデータ再生用の電気信号と分岐させるとともに、等化フィルタ２により、分岐部１で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化し、クロック再生部４で、波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生することができるので、受信感度を良好としながら、抽出されるクロック信号の高精度化を図ることができる利点がある。

従来技術においては、データ信号とクロック信号を再生するために、共通の等化フィルタ１５３を通過した電気信号が用いられていた。このため、この等化フィルタ１５３の特性としても、データ信号およびクロック信号双方についての再生に最適な設定とすることができなかった。しかし、本発明によれば、データ信号の品質、クロック抽出の両方に適した再生処理を行なうことが可能となる。

〔Ｂ〕その他
上述の実施形態にかかわらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
図６（ａ），図６（ｂ）はともに、本実施形態の変形例にかかる信号再生装置１０Ａ，１０Ｂを示す図である。図６（ａ）に示す信号再生装置１０Ａは、前述の図１に示す信号再生装置１０に比して、等化フィルタ３ａが分岐部１の前段（トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）１４２ｅ側）にそなえられている点が異なっており、それ以外の構成については基本的に同様である。尚、図６（ａ）中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、図６（ａ）における等化フィルタ３ａは、分岐部１に入力される前段の復調電気信号について波形整形を行ない、波形整形を行なった復調電気信号を分岐部１の入力として供給する第２フィルタである。等化フィルタ３ａのフィルタ特性は前述の図１に示す等化フィルタ３と基本的に同様のものを用いることができる。
これにより、分岐部１においては、等化フィルタ３ａで波形整形された電気信号（−３ｄＢ周波数が１６ＧＨｚの場合は図５（ｄ）参照）について２分岐して、一方は等化フィルタ２に入力され、他方はリミッタ増幅器（ＬＩＡ）７を介してデータ再生部５であるＤフリップフロップにデータ入力される。

なお、前述したように、等化フィルタ２，３ａはともに−３ｄＢ周波数が異なるが透過帯域の形状は同様のローパスフィルタであり、等化フィルタ３ａの−３ｄＢ周波数（即ち帯域）ＹＧＨｚは、等化フィルタ２の−３ｄＢ周波数（即ち帯域）ＸＧＨｚよりも大きくなるように構成されているので（Ｘ＜Ｙ）、等化フィルタ３ａの透過帯域は、等化フィルタ２の透過帯域をそっくり含むことになる。従って、等化フィルタ３ａでフィルタ処理が行なわれた電気信号について更に等化フィルタ２でフィルタ処理を行なっても、図１の場合と同様に、クロック信号の抽出に適した信号を得ることは可能である。

たとえば、等化フィルタ２の−３ｄＢ周波数を９ＧＨｚとした場合においては、等化フィルタ２への入力信号が等化フィルタ３ａを通過した電気信号であっても、等化フィルタ２においては、図５（ａ）に示すような波形特性を有する電気信号を出力することができるようになる。これにより、クロック再生回路４においても、前述の図１の場合と同様、高精度なクロック信号の抽出を行なうことができる。

また、図６（ｂ）に示す信号再生装置１０Ｂは、前述の図１に示す信号再生装置１０に比して、等化フィルタ３の介装が省略されている点が異なっており、それ以外の構成については基本的に同様である。尚、図６（ｂ）中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。
すなわち、このように構成された信号再生装置１０Ｂにおいても、少なくとも分岐部１でデータ再生のための信号とクロック再生のための信号とを分岐させているので、等化フィルタ２においては、クロック信号の抽出に適した信号波形を得るためのフィルタ処理を行なう一方で、Ｄフリップフロップにデータ入力される信号については、等化フィルタ２でのフィルタ処理を回避させることができるので、クロック信号の再生精度を高精度としながら、受信品質の低下を防止することができるようになる。

また、上述の図１，図６（ａ）および図６（ｂ）に示す信号再生装置１０，１０Ａ，１０Ｂにおいては、クロック再生回路４の前段にはリミッタ増幅器６が、データ再生部５の前段にはリミッタ増幅器７が、それぞれ設けられているが、本発明によればこれに限定されず、適宜省略して構成することも可能である。
また、上述の図１，図６（ａ）および図６（ｂ）に示す信号再生装置１０，１０Ａ，１０Ｂにおいては、ＤＱＰＳＫ方式における光受信装置に適用した場合について詳述したが、本発明によればこれに限定されるものではなく、例えば前述の図８に示すようなＤＰＳＫ方式のように、ＤＱＰＳＫ以外の他の差動位相偏移変調の方式における光受信装置において、データ信号およびクロック信号を再生する際に用いることもできる。

また、上述の実施形態の開示により、本発明の装置を製造することは可能である。

本発明の一実施形態にかかる信号再生装置を示すブロック図である。 （ａ），（ｂ）はともに等化フィルタにより復調電気信号を等化させる作用を説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに等化フィルタによる波形整形処理を通じて、波長分散による波形歪みについて整形することについて説明するための図である。 （ａ）〜（ｄ）はいずれも等化フィルタにおけるフィルタ特性の設定について説明するための図である。 （ａ）〜（ｄ）はいずれも等化フィルタにおけるフィルタ特性の設定について説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに、本実施形態の変形例にかかる信号再生装置を示す図である。 NRZ変調方式、RZ-DPSKおよびRZ-DQPSK変調方式とともに、デュオバイナリ変調方式およびＣＳ−Ｚ変調方式についての一般的特性について比較する図である。 ４０Gb/sのRZ-DPSK又はCSRZ-DPSK変調方式を採用して光信号を送受信する光送受信システムの構成例を示すブロック図である。 ４０Gb/sのRZ-DQPSK又はCSRZ-DQPSK変調方式を採用して光信号を送受信する光送受信システムを示すブロック図である。 再生回路を示すブロック図である。 等化フィルタがそなえられた光受信装置の要部を示す図である。

符号の説明

１ 分岐部
２ 等化フィルタ（第１フィルタ）
３，３ａ 等化フィルタ（第２フィルタ）
４ クロック再生回路（クロック再生部）
５ データ再生部
６，７，１５４ リミッタ増幅器
１０，１０Ａ，１０Ｂ 信号再生装置
１００Ａ，１００Ｂ 光送受信システム
１０１ 伝送路
１１０，１３０ 光送信装置
１１１，１３１ 送信データ処理部
１１２，１３３ ＣＷ光源
１１３，１３５−１，１３５−２ 位相変調器
１１４ ＲＺパルス化用強度変調器
１２０，１４０ 光受信装置
１２１，１４１−１，１４１−２ 遅延干渉計
１２２，１４２，１４２―１，１４２−２ 光電変換部
１２２ｃ，１４２ｅ トランスインピーダンス増幅器
１２３，１４３−１，１４３−２ 再生回路
１２４，１４５ 受信データ処理部
１３４ π／２移相器
１３６ ＲＺパルス化用強度変調器
１４１ａ，１４１ｂ 電極
１４６ 光信号分岐部
１５１ クロック再生回路
１５１ａ 位相比較器
１５１ｂ ループフィルタ
１５１ｃ 電圧制御発信器
１５２ Ｄフリップフロップ
１５３ 等化フィルタ

Claims (9)

1. 入力される差動位相偏移変調に対する復調電気信号を２分岐する分岐部と、
   該分岐部で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化する第１フィルタと、
   該第１フィルタで波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生するクロック再生部と、
   該分岐部で分岐された他方の復調電気信号、および該クロック再生部にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうデータ再生部と、をそなえたことを特徴とする、信号再生装置。
2. 該分岐部にて分岐された他方の復調電気信号について波形整形を行なう第２フィルタをそなえ、
   該第２フィルタが、該波形整形を行なった復調電気信号を該データ再生部のデータ入力として供給することを特徴とする、請求項１記載の信号再生装置。
3. 該分岐部に入力される前段の復調電気信号について波形整形を行なう第２フィルタをそなえ、
   該第２フィルタが、該波形整形を行なった復調電気信号を該分岐部の入力として供給することを特徴とする、請求項１記載の信号再生装置。
4. 該第２フィルタは、該データ再生部にデータ入力される復調電気信号のアイ開口を、該第１フィルタから出力される復調電気信号のアイ開口よりも大きくなる特性を有するフィルタであることを特徴とする、請求項２または３記載の信号再生装置。
5. 該第１フィルタが、該復調電気信号についての同符号連続が抽出可能な特性を有するフィルタであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項記載の信号再生装置。
6. 該第１フィルタおよび該第２フィルタがローパスフィルタであり、
   該第１フィルタが、該第２フィルタよりも小さい−３ｄＢ周波数を有する特性を持つローパスフィルタであることを特徴とする、請求項２〜５のいずれか１項記載の信号再生装置。
7. 該第２フィルタが、該第１フィルタよりも大きいが該再生されるデータ信号のビットレートに相当する周波数よりも小さい−３ｄＢ周波数を有する特性を持つローパスフィルタであることを特徴とする、請求項６記載の信号再生装置。
8. 差動位相偏移変調がなされた光信号について処理を行なう遅延干渉部と、
   該遅延干渉部において処理がなされた光信号について光電変換検出を行なうことにより、該差動位相偏移変調に対する復調電気信号を出力する光電変換検出部と、
   該光電変換検出部からの復調電気信号について２分岐する分岐部と、
   該分岐部で２分岐された一方の復調電気信号の波形について等化する第１フィルタと、
   該第１フィルタで波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生するクロック再生部と、
   該分岐部で分岐された他方の復調電気信号、および該クロック再生部にて再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうデータ再生部と、をそなえたことを特徴とする、光受信装置。
9. 差動位相偏移変調に対する復調電気信号を２分岐し、
   該２分岐した一方の復調電気信号の波形についてフィルタ処理により等化し、
   該波形が等化された復調電気信号からクロック信号を再生し、
   該２分岐した他方の復調電気信号、および該再生されたクロック信号から、データ信号の再生を行なうことを特徴とする、信号処理方法。

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