JP2003092553A

JP2003092553A - 光通信システム及び光受信器

Info

Publication number: JP2003092553A
Application number: JP2001277537A
Authority: JP
Inventors: Sadao Ifukuro; 貞雄衣袋
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2000-09-19
Filing date: 2001-09-13
Publication date: 2003-03-28

Abstract

(57)【要約】【課題】光のＳ／Ｎが悪い状態でも良好に動作する光
通信システム並びに光受信器を提供する。【解決手段】予め定められた周波数に特定のスペクト
ルが発生するデータ信号を光送信器２１−ｉ（ｉ＝１〜
ｎ；ｎは自然数）から送信し、光受信器２４−ｉにおい
て、そのデータ信号に含まれる上記スペクトルの振幅情
報を検出しその振幅情報に基づいて、受信データ信号の
振幅を一定に制御するように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光通信システム及
び光受信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、大規模ＬＳＩの導入が可能にな
り、伝送符号に誤り訂正符号が用いられるようになっ
た。現在２×１０^-4のエラーレート（誤り率）を１０
^-15程度のエラーレートに訂正するＬＳＩが実用化され
ている。さらに、１×１０^-2のエラーレートを１０^-15
に訂正する誤り訂正符号のＬＳＩが開発されようとして
いる。

【０００３】このような訂正能力の高い符号を使用する
と、当然、光受信器では１×１０^-2のエラーレートにな
るようなＳ／Ｎの条件が悪い状態で正常に動作すること
が求められる。従来、光受信器で正常に識別をおこなう
ために識別器入力を一定振幅にする操作を行なってい
る。この方法として従来は増幅後の等化波形信号のピー
ク値を検出してフィードバックをかける構成例（図６参
照）や、光増幅器（以下、光アンプともいう）で光出力
電力を一定にする構成例（図７参照）が用いられてい
た。

【０００４】まず、図６において、１は受光素子（Ｐ
Ｄ：photodiode）、２は利得（ゲイン）可変型のプリア
ンプ〔ＡＧＣ（Automatic Gain Controlled）アン
プ〕、３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、４はバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ）、５は差動アンプ、６はフリップ
フロップ回路（ＦＦ）、７はピーク値検出回路、８はリ
ミッタアンプ、９は信号識別部、１０はバッファアン
プ、１８はクロック抽出回路をそれぞれ示す。

【０００５】この図６に示す光受信器では、光伝送路か
らの光をＰＩＮフォトダイオード又はアバランシェフォ
トダイオードから成るＰＤ１で受光し、このＰＤ１の出
力をプリアンプ２で増幅する。プリアンプ２の出力は、
ローパスフィルタ３とバンドパスフィルタ４にそれぞれ
入力される。ローパスフィルタ３は、受信信号のビット
レートの０．７乃至０．８の３ｄＢダウン帯域を有する
フィルタである。このローパスフィルタ３の出力は、差
動アンプ５とピーク値検出回路７にそれぞれ入力され
る。

【０００６】ピーク値検出回路７は、信号識別部９の差
動アンプ５に入力する信号（受信データ信号）のピーク
値を検出して、プリアンプ２の利得を調整し、信号識別
部９に入力する信号レベルを一定に制御する。信号識別
部９内の差動アンプ５は、エラーレートが最も少なくな
る値を参照電圧Ｖｒｅｆとして与えて、信号波形の振幅
方向の波形成形を行なう。

【０００７】一方、クロック抽出回路１８のバンドパス
フィルタ４は、クロック抽出のためのフィルタで、デー
タ信号のビットレートに対応した周波数（クロック成
分）を検出するフィルタである。なお、本図６に示すク
ロック抽出回路１８は、光伝送路から送られてくる信号
がＲＺ（Return to Zero）信号の場合の構成を示してい
る。ＮＲＺ（Non-Return to Zero）信号の場合は、ＲＺ
信号のように信号スペクトルにクロック成分が含まれて
いないので、バンドパスフィルタ４の前段に信号のエッ
ジを検出するための微分回路と、微分回路出力を折り返
す折り返し回路とを設けて、信号識別のためのクロック
を生成する必要がある。

【０００８】さて、上記のバンドパスフィルタ４の出力
はリミッタアンプ８に入力され、リミッタアンプ８は、
バンドパスフィルタ４の出力のピークレベルとボトムレ
ベルをカットして、受信信号の上限値と下限値が所定の
値になるように増幅してクロックを作成する。このよう
にしてリミッタアンプ８で成形したクロックは、信号識
別部９内のフリップフロップ回路６に入力される。フリ
ップフロップ回路６は、差動アンプ５の出力をリミッタ
アンプ８の出力で打ち抜くことで、信号識別されたデー
タを出力する。バッファアンプ１０は、回路のアイソレ
ーションをとるための回路である。

【０００９】一方、図７に示す構成において、図６に示
す符号と同一符号を付したものは図５に示すものと同様
のものであるが、この図７に示す構成では、ＥＤＦ（Er
biumDoped Fiber）増幅器等の光増幅器１１が光伝送路
の最終段に設けられている。この光増幅器１１は、出力
一定制御を行なうように構成されており、ＰＤ１に入力
される信号レベル（振幅）が常に一定になるように制御
する。

【００１０】このため、後段のプリアンプ２′では、単
純に増幅を行なうだけでよくなり、図６に示す構成の場
合のように受信信号のピーク値検出によるフィードバッ
ク制御は必要無くなる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したよ
うな光受信器の受信波形は光のＳ／Ｎにより例えば図８
（ａ）〜図８（ｃ）に示すように変化する。なお、図８
（ａ）はＳ／Ｎが８ｄＢ（エラーレート＝１×１０^-1）
の場合、図８（ｂ）はＳ／Ｎが１７．５ｄＢ（エラーレ
ート＝１×１０^-4）の場合、図８（ｃ）はＳ／Ｎが２
１．５ｄＢ（エラーレート＝１×１０^-9）の場合の受信
波形（アイパターン）例をそれぞれ示している。

【００１２】そして、例えば図８（ａ）に示すように光
のＳ／Ｎが悪い状態では、図６に示す構成の光受信器で
はピーク値検出回路７が本来の受信信号（データ信号）
のピーク値ではなく雑音のピーク値を検出して動作して
しまうので、信号識別部９に入力される受信信号（デー
タ信号）の振幅が本来の振幅よりも小さくなる。このた
め、信号識別不確定要因が拡大して実際のエラーレート
が光Ｓ／Ｎに応じたエラーレートよりも劣化してしま
う。また、クロック抽出回路１８に入力される振幅も減
少するので、クロック抽出回路１８のダイナミックレン
ジからはずれ易くなる。

【００１３】さらに、光Ｓ／Ｎが悪い状態では、ＡＳＥ
（Amplified Spontaneous Emission）光が増加するた
め、信号光成分が全体の光に対して減少する。このた
め、全光に対して光増幅器１１の出力一定制御を行なう
図７に示す光受信器の構成では、同じく信号識別部９に
入力される受信信号の振幅が減少するとともに、クロッ
ク抽出回路１８に入力される振幅も減少するので、図６
に示す構成の光受信器と同じ問題が発生する。

【００１４】また、誤り訂正符号はデータ信号の誤りは
訂正できるが、クロック信号が誤動作した場合には無力
である。簡易なクロック抽出回路にはＰＬＬ回路を用い
たものが多用されているが、光Ｓ／Ｎが悪い状態では、
ＰＬＬ回路を構成する位相比較器に大きな雑音が入力す
るので、クロックの位相飛びが生じて、同期外れが生じ
て膨大なバースト誤りが発生してしまう。

【００１５】以上のような理由により、図６及び図７に
示すような従来の光受信器では、受信信号の低Ｓ／Ｎ状
態では正常に動作しなかった。本発明は、このような課
題に鑑み創案されたもので、受信信号のＳ／Ｎが悪い状
態でも良好に動作する、光通信システム及び光受信器を
提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、光受信器側において信号振幅を制御す
る際に、データ信号のピークを抽出するのではなく、デ
ータ信号に伴う特定のスペクトル（周波数成分）の振幅
情報を検出し、その振幅情報に応じてデータ信号の振幅
制御を行なうことで、Ｓ／Ｎに影響されないデータ信号
の振幅制御を行なう。

【００１７】即ち、本発明の光通信システムは、予め定
められた周波数に特定のスペクトルを発生するデータ信
号を送信する光送信器と、この光送信器が送信したデー
タ信号に含まれる上記スペクトルの振幅情報を検出しそ
の振幅情報に応じて上記データ信号の振幅を一定に制御
する光受信器とをそなえたことを特徴としている。ここ
で、上記の光受信器は、データ信号の信号識別を行なう
信号識別部と、この信号識別部へ入力されるデータ信号
の振幅を調整しうる振幅調整手段と、上記データ信号か
ら上記のスペクトルの振幅情報を検出しその振幅情報に
応じて上記振幅調整手段を制御して上記信号識別部へ入
力されるデータ信号の振幅を一定に制御する制御手段と
をそなえるのが好ましい。

【００１８】また、上記の振幅調整手段は、上記のデー
タ信号を光信号として受けて当該光信号の増幅度を調整
しうる光増幅器として構成されるとともに、上記の制御
手段は、上記光増幅器の増幅度を制御することにより上
記信号識別部へ入力されるデータ信号の振幅を制御する
ように構成されていてもよい。さらに、上記の光送信器
では、予め定められた周波数に上記のスペクトルを発生
させるために、上記のデータ信号にＲＺ（Return to Ze
ro）信号を用いてもよいし、送信光信号に振幅変調を施
すようにしてもよい。

【００１９】また、上記の光受信器の制御手段は、上記
のデータ信号から上記スペクトルの周波数成分を抽出す
る第１フィルタ及びこの第１フィルタの出力を波形成形
して上記信号識別部でのデータ信号の識別のためのクロ
ック信号を生成するクロック生成部を有する第１クロッ
ク抽出回路と、上記周波数成分の振幅情報を検出してそ
の振幅情報に応じた信号を上記振幅調整手段のための制
御信号として出力する第１振幅検出回路とをそなえて構
成されていてもよい。

【００２０】さらに、上記の制御手段は、上記のデータ
信号から上記スペクトルの周波数成分を抽出する第２フ
ィルタと、この第２フィルタによって抽出された上記ス
ペクトルの周波数成分の振幅情報を検出してその振幅情
報に応じた信号を振幅調整手段のための制御信号として
出力する第２振幅検出回路とをそなえて構成されていて
もよい。

【００２１】この場合、上記の光受信器は、ＲＺ信号お
よびＮＲＺ信号のどちらに対応する受信器でもよい。た
だし、ＮＲＺ信号の場合は、上記のデータ信号のエッジ
を検出するための微分回路とこの微分回路の出力を折り
返し回路とから成る微分／折り返し回路と、この微分／
折り返し回路の出力から上記信号識別部でのデータ信号
の識別のためのクロック信号成分を抽出する第３フィル
タとを有する第２クロック抽出回路とをさらにそなえて
いてもよい。

【００２２】なお、上記の第１フィルタ及び第３フィル
タのＱ値は、３００以上に設定されるのが好ましい。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。（Ａ）第１実施形態の説明図１は本発明の第１実施形態としての光通信（伝送）シ
ステムの要部の構成を示すブロック図で、この図１に示
す光伝送システムは、複数の光送信器２１−１〜２１−
ｎ（ｎは２以上の整数で波長（チャンネル）数に相当す
る）と波長多重部２２とを有する光送信装置３１と、波
長分離部２３と複数の光受信器２４−１〜２４−ｎとを
有する光受信装置３２と、光ファイバ〔例えば、Non-ze
ro-DSF（Dispersion Shifted Fiber）等〕を用いた光伝
送路３３とをそなえて構成されている。

【００２４】なお、光送信器２１−２〜２１−ｎの内部
構成はそれぞれ省略しているが光送信器２１−１の内部
構成と同一であり、光受信器２４−２〜２４−ｎの内部
構成もそれぞれ光受信器２４−１と同一である。また、
この図１において、図６及び図７に示す符号と同一符号
を付した部分は、特に断らない限り、図６及び図７によ
り前述したものと同一もしくは同様のものとする。

【００２５】ここで、光送信装置３１において、各光送
信器２１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ、所定波長λ
ｉの光信号を生成して送信するもので、本実施形態で
は、その要部に着目すると、例えば図１中に示すよう
に、所定波長の光を発生する光源としてのレーザダイオ
ード（ＬＤ）１４及びマッハツェンダ型変調器等の外部
変調器１５をそなえて構成されている。

【００２６】ここで、図６及び図７により前述した従来
の光受信器の課題は１×１０^-2のエラーレートを１０
^-15のエラーレートに訂正する誤り訂正符号を用いて受
信信号の再生を行なう場合の信号成分の検出に、図８
（ａ）に示したようなＳ／Ｎの悪い信号をそのまま用い
ていることである。これを改善するには、予めノイズに
影響されず送信信号成分に比例して光伝送路３３の減衰
を受ける信号を送信する必要がある。

【００２７】そこで、本実施形態では、上記の外部変調
器１５に入力するデータ信号として、スクランブラ処理
を行なうマーク率を１／２にしたＲＺ（Return to Zer
o）信号を用いる。ＲＺ信号は図５（ａ）に示すように
ｆｂ符号伝送速度の周波数にデータ信号レベルに対応し
た一定量の線スペクトルｆｂをもち、この線スペクトル
ｆｂは伝送データの受信信号の減衰に対応して減衰する
ので、上記の条件を満たしている。従って、後述するよ
うに受信側においてこの線スペクトルｆｂの振幅を検出
して受信信号の振幅を制御すれば、雑音に影響されない
信号の振幅制御を実現できる。

【００２８】次に、光送信装置３１における波長多重部
２２は、上記の各光送信器２１−ｉからの光信号を波長
多重して光伝送路３３へ波長多重光信号（ＷＤＭ信号）
として出力するものである。一方、光受信装置３２にお
いて、波長分離部２３は、光伝送路３３からのＷＤＭ信
号を波長λｉ毎の光信号に分離するものであり、各光受
信器２４−ｉは、それぞれ、この波長分離部２３で波長
λｉ毎に分離された各光信号をそれぞれ受信するもの
で、本実施形態では、クロック抽出回路１８のバンドパ
スフィルタ（第１フィルタ）４にて、プリアンプ２′の
出力（データ信号）から上記の線スペクトルｆｂ（クロ
ック成分）を抽出（検出）し、その線スペクトルｆｂの
振幅情報（ピーク値）を振幅検出回路（第１振幅検出回
路）１２にて検出し、その検出結果に応じて振幅調整手
段としての光増幅器（光アンプ）１１の出力レベル（利
得）をフィードバック制御するようになっている。

【００２９】つまり、本第１実施形態では、上記のクロ
ック抽出回路１８及び振幅検出回路１２が、バンドパス
フィルタ４で抽出した線スペクトルｆｂの振幅に応じ
て、光増幅器１１の出力レベルを制御して信号識別部９
へ入力されるデータ信号の振幅を一定に制御する制御手
段として機能するのである。以下、上述のごとく構成さ
れた本実施形態の光伝送システムの動作について説明す
ると、まず、光送信装置３１（以下、送信側３１と表記
することがある）では、光送信器２１−ｉのそれぞれに
おいて、ＬＤ１４からの光（波長λｉ）を外部変調器１
５にてＲＺ信号（データ信号）により変調する。このＲ
Ｚ信号はスクランブラ処理を行ない、マーク率を１／２
にしたＲＺ信号である。

【００３０】なお、データ信号の変調方式には、残留側
波帯変調（ＶＳＢ：Vertical Side-Band Modulation）
やCS-RZ(Carrier Suppressed Return to Zero)変調など
も適用できる。CS-RZ変調方式は、光信号パルス列の隣
接パルス間の光キャリア位相を反転（逆位相）させる技
術であり、ＲＺ信号やＮＲＺ（Non-Return-to-Zero）信
号に見られるような高レベルの光キャリア周波数成分を
抑圧し、且つ、占有波長帯域をこれらの約１／２に抑圧
したパルス信号を生成することができる。したがって、
これらの変調方式を適用すれば、波長多重数を増やすこ
とが可能となる。

【００３１】さて、上述のごとく各光送信器２１−ｉの
外部変調器１５で変調された光信号は、波長多重部２２
にて波長多重されてＷＤＭ信号として光伝送路３３へ出
力されて光受信装置３２に向けて伝送される。光受信装
置３２（以下、受信側３２と表記することがある）で
は、光伝送路３３からのＷＤＭ信号を波長分離部２３に
て波長分離して波長λｉ毎の光信号に分離し、それぞれ
対応する光受信器２４−ｉに入力する。各光受信器２４
−ｉでは、それぞれ、まず、入力光信号を受光素子１で
受光して電気信号に変換してプリアンプ２′に入力す
る。

【００３２】プリアンプ２′は、受光素子１からの電気
信号を増幅する。このプリアンプ２′の出力信号は、ロ
ーパスフィルタ３及びクロック抽出回路１８のバンドパ
スフィルタ４のそれぞれに入力される。クロック抽出回
路１８では、バンドパスフィルタ４により前記の線スペ
クトルｆｂを取り出すことで、雑音成分をカットするこ
とができる。

【００３３】バンドパスフィルタ４の出力（線スペクト
ルｆｂ）は、リミッタアンプ８に入力され、リミッタア
ンプ８は、バンドパスフィルタ４の出力のピークレベル
とボトムレベルをカットして、受信信号の上限値と下限
値が所定の値になるように増幅してクロック信号を作成
する。つまり、リミッタアンプ８は、バンドパスフィル
タ４の出力を波形成形して信号識別部９のためのクロッ
クを生成するクロック生成部として機能している。

【００３４】このようにしてリミッタアンプ８で成形し
たクロック信号は、信号識別部９内のフリップフロップ
回路６に入力され、フリップフロップ回路６では、差動
アンプ５の出力をリミッタアンプ８の出力で打ち抜くこ
とで、信号識別されたデータを出力する。一方、振幅検
出回路１２では、バンドパスフィルタ４からのクロック
信号（線スペクトルｆｂ）の振幅値を検出し、その振幅
値に応じた信号を、光増幅器１１の出力レベル（増幅
度）を制御するための制御信号として出力する。これに
より、信号識別部９へ入力される受信データ信号の振幅
を雑音に関係なく一定に保つことができ、光受信器２４
−ｉは、受信信号のＳ／Ｎが悪い状態でも良好に動作で
きる。

【００３５】（Ａ１）光受信器２４−ｉの実現例なお、上述した光受信器２４−ｉの実現例を図２に示
す。この図２に示す光受信器２４−ｉにおいて、４１は
光アンプモジュール、４２はＯＥモジュール（ここで
は、動作周波数が12.021494ＧＨｚに設定されてい
る）、４３はCDET（ClockDetection）モジュール、４４
はＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）モジュー
ル、４５はＯＥモジュール４２ヘの入力光レベルを調整
するための光可変減衰器をそれぞれ示す。なお、この光
可変減衰器４５の減衰度は、運用中は固定される。そし
て、この図２において、図１中に付した符号と同一符号
を付した部分が図１により上述した部分に相当する。

【００３６】即ち、光アンプモジュール４１は、前記光
増幅器１１としてＥＤＦ（Erbium Doped Fiber）増幅器
（以下、「ＥＤＦ１１」と表記することがある）をそな
えている。そして、この光アンプモジュール４１におい
て、５１は光カプラを表し、入力光の一部を取り出して
モニタ用ＰＤ５４へ出力する一方、励起光レーザ・モニ
タＰＤモジュール６５からの励起光をＥＤＦ１１に入力
するためのものであり、５２はＥＤＦ１１の出力光レベ
ルをモニタすべくＰＤを有する光モニタ回路を表す。

【００３７】また、５３はＥＤＦ１１の出力光の一部
（モニタ光）を外部へ提供するための光カプラを表す。
この光カプラ５３は外部でのモニタが不要であれば省略
できる。さらに、５４は上記の光カプラ５１からの入力
光（モニタ光）を受光して電気信号に変換するモニタ用
ＰＤを表し、このモニタ用ＰＤ５４の出力はモニタ回路
５５，５６，コンパレータ５７を介してそれぞれ外部へ
の入力光レベルについてのモニタ出力，アラーム出力
（入力光が無い場合）として用いられる。

【００３８】また、５８は狭帯域増幅器を表し、CDETモ
ジュール４３で得られる中間周波数（ＩＦ）帯のクロッ
ク信号を受けて雑音成分等の不要成分を除去するととも
に、そのクロック信号を適当なレベルに増幅するもの
で、この出力から振幅（ピーク）検出回路１２にて前述
したごとくクロック信号の振幅値が検出されるのであ
る。

【００３９】さらに、５９〜６１はそれぞれ差動増幅器
（オペアンプ）を表し、オペアンプ５９は、電圧設定回
路６６′から設定される電圧値（スレッショルド電圧）
と前記の光モニタ回路５２の出力（ＥＤＦ１１の光出力
レベルに応じた電圧信号）とを入力とし、オペアンプ６
０は、上記のスレッショルド電圧と励起光レーザ・モニ
タＰＤモジュール６５の出力（励起光レベルに応じた電
圧信号）とを入力とし、オペアンプ６１は、上記のスレ
ッショルド電圧と振幅検出回路１２の出力とを入力とし
ている。

【００４０】また、５９ａ，６０ａ，６１ａはそれぞれ
（スイッチング）ダイオードを表し、それぞれ、対応す
るオペアンプ５９，６０，６１の出力電圧が所定電圧値
以上になるとＨ（導通）状態となるように設定されてい
る。具体的に、ダイオード６１ａは、オペアンプ６１の
出力電圧が励起光レーザ・モニタＰＤモジュール６５の
動作範囲内であるときにＨ状態、ダイオード５９ａ，６
０ａは、対応するオペアンプ５９，６０の出力電圧が励
起光レーザ・モニタＰＤモジュール６５の動作範囲外で
あるときにＨ状態となるようにそれぞれ設定されてい
る。

【００４１】これにより、例えば、ＥＤＦ１１の出力光
レベルが高すぎる（ＰＤ１が破壊される可能性がある）
場合や、励起光レーザ・モニタＰＤモジュール６５の励
起光出力パワーが高すぎる（光カプラ５１への光伝送路
５１ａに切断等の異常がある）場合には、オペアンプ５
９又は６０の出力が有効となり、励起光レーザ・モニタ
ＰＤモジュール６５内の励起レーザの動作が停止され、
これら以外の正常状態では、オペアンプ６１の出力（つ
まり、ピーク検出回路１２の出力）が有効となり、その
電圧値に応じて励起光出力パワーが調整されて、ＥＤＦ
１１のデータ信号成分の出力光レベルが前述したごとく
一定となるよう制御される。

【００４２】つまり、上記のオペアンプ５９，ダイオー
ド５９ａおよびオペアンプ６０，ダイオード６０ａは、
ＥＤＦ１１の出力光レベルが高すぎる場合や、ＥＤＦ１
１への励起光出力パワーが高すぎる場合などの異常に、
励起光の出力を停止する保護回路としての機能を果たし
ているのである。なお、この例では、ダイオード５９
ａ，６０ａ，６１ａの設定により、有効な励起光制御信
号が変えられているが、電圧設定回路６６′から各オペ
アンプ５９〜６１に与えるスレッショルド電圧を変える
ことで、同様の動作を実現してもよい。

【００４３】また、６２は上記のダイオード５９ａ，６
０ａ，６１ａの出力（励起光制御信号）を適当なレベル
に増幅する増幅器、６３は前記励起光制御信号から高調
波成分などの不要（雑音）成分を除去するためのローパ
スフィルタ、６４はこのローパスフィルタ６３の出力
（電圧信号）をその電圧値に応じた電流信号に変換する
ための電圧／電流（Ｖ／Ｉ）変換回路をそれぞれ表す。
このような電圧／電流変換を行なうのは、励起光レーザ
・モニタＰＤモジュール６５が電流信号で動作するから
である。

【００４４】次に、ＯＥモジュール４２において、６６
はＰＤ−ＰＲＥモジュールを表し、前記ＰＤ１と、この
ＰＤ１の出力（データ信号）を増幅する増幅器６６１と
を有している。また、６７は増幅モジュールを表し、Ｐ
Ｄ−ＰＲＥモジュール６６の出力を増幅する増幅器６７
１を有している。さらに、６８は抵抗デバイダモジュー
ルを表し、増幅モジュール６７の出力を増幅する増幅器
６８１を有している。なお、上記の各増幅器６６１，６
７１及び６８１が、図１に示すプリアンプ２′としての
機能を果たしている。

【００４５】また、６９も抵抗デバイダモジュールを表
し、上記の抵抗デバイダモジュール（以下、単に「デバ
イダ」ともいう）６８の一方の出力の減衰度を調整しう
る可変減衰器（ATT）６９１と、前記ローパスフィルタ
３とを有している。この抵抗デバイダモジュール６９
は、図１における分岐点２Ａを形成している。さらに、
７０は増幅モジュールを表し、デバイダ６８で分岐され
た信号を増幅してその利得を補填するための増幅器７０
１を有しており、この出力が前記バンドパスフィルタ４
に入力されるようになっている。なお、この増幅モジュ
ール７０は、バンドパスフィルタ４側からデバイダ６８
へ信号が反射することを防止する役割も果たす。

【００４６】また、７１はリニアアンプ８９とクロック
デバイダ７１１とを有するデバイダモジュールを表し、
このクロックデバイダ７１１が図１に示す分岐点２Ｂを
形成する。さらに、７２はクロック位相調整モジュール
を表し、上記デバイダモジュール７１の一方の出力（ク
ロック）の位相を調整（３６０°回転）しうるものであ
る。なお、このクロック位相調整モジュール７２での位
相調整は、制御回路７２ａから制御される。

【００４７】また、７３はクロック位相調整モジュール
７２の出力（クロック）を増幅する増幅器７３１を有す
る増幅モジュール、７４はアイソレータをそれぞれ表
し、このアイソレータ７４を通じて、デバイダ７１の他
方の出力（クロック）がCDETモジュール４３におけるミ
キサモジュール８２（乗算器８２１）に供給される。さ
らに、１０′はクロックコンパレータ１０１を有するコ
ンパレータモジュールを表し、このクロックコンパレー
タ１０１の一方の出力がフリップフロップ回路６のクロ
ック端子（Ｃ）に供給され、他方の出力（反転出力）が
後段の信号処理回路（図示省略）のためのクロックとし
て出力される。つまり、このモジュール１０′は、図１
に示す分岐点２Ｃ及び前記リミッタアンプ８としての機
能を兼用していることになる。

【００４８】なお、図１に示す差動アンプ５の参照電圧
Ｖｒｅｆは、図２においては、制御回路６ａからフリッ
プフロップ回路６へ供給される。つまり、この場合のフ
リップフロップ回路６は、前述した差動アンプ５として
の機能も果たしているのである。次に、CDETモジュール
４３において、７５は増幅器７５１とクロックデバイダ
７５２とを有するデバイダモジュールを表し、ＶＣＯモ
ジュール４４のＶＣＯ４４１の出力（発振周波数＝12.0
01495ＧＨｚ）が増幅器７５１で増幅されたのち、その
増幅出力がクロックデバイダ７５２によってミキサモジ
ュール８２側とプリスケーラ７６，７７側とにそれぞれ
供給されるようになっている。そして、後者へ分岐され
たクロックはプリスケーラ７６及び７７にてそれぞれ１
／８分周及び１／２５６分周される。

【００４９】また、７８は上記プリスケーラ７７の出力
（分周後のクロック）を帯域増幅する帯域増幅器、７
８′はこの帯域増幅器７８の出力を増幅する増幅器をそ
れぞれ表す。さらに、８５は発振器〔OSC（発振周波数
＝5.860105MHz）〕、８５′はこの発振器８５の出力を
増幅する増幅器を表す。そして、７９は上記の各増幅器
７８′及び８５′の出力、即ち、ＶＣＯ出力及びＯＳＣ
出力を入力としてこれらの位相差を電圧信号として検出
する位相比較器をそれぞれ表す。

【００５０】また、８０は上記の位相比較器７９の出力
（検出位相差に応じた電圧信号）を増幅する増幅器、８
１はこの増幅器８０の出力のうち高調波成分等の雑音成
分を除去するローパスフィルタ（ループフィルタ）をそ
れぞれ表し、このローパスフィルタ８１の出力がＶＣＯ
４４１の電圧制御信号として供給され、最終的に、上記
位相差が無くなるようにＶＣＯ４４１の発振周波数が調
整されてロックされる。つまり、上記のVCOモジュール
４４（ＶＣＯ４４１），デバイダモジュール７５，プリ
スケーラ７６，７７，位相比較器７９，ローパスフィル
タ８１等から成るループは、ＰＬＬ（Phase Locked Loo
p）周波数シンセサイザとして機能しているのである。

【００５１】このＰＬＬ周波数シンセサイザの出力は、
ミキサモジュール８２の乗算器８２１にて、ＯＥモジュ
ール４２のバンドパスフィルタ４で抽出されたクロック
（12.021494ＧＨｚ）と乗算される。これにより、12.02
1494ＧＨｚという高周波クロックが、ＩＦ帯のクロック
に周波数変換（ダウンコンバート）されることになる。

【００５２】このようにクロック周波数のダウンコンバ
ートを行なうのは、12.021494ＧＨｚという高周波クロ
ックについて後段の振幅検出回路１２で振幅検出（識
別）を行なうことが困難であるためであり、このダウン
コンバートにより、上記振幅検出に好適な周波数をもつ
クロックが得られるのである。そして、本実施形態で
は、このダウンコンバートに上記ＰＬＬ周波数シンセサ
イザの出力を用いることで、周波数（位相）の安定した
クロックを得ることができる。

【００５３】なお、８３は上述ごとくミキサモジュール
８２で得られたクロックの高調波成分等の雑音成分を除
去するローパスフィルタ、８４はこのローパスフィルタ
８３の出力を増幅する帯域増幅器をそれぞれ表し、この
帯域増幅器８４の出力が光アンプモジュール４１（帯域
増幅器５８）を通じて振幅検出回路１２に供給される。

【００５４】これにより、振幅検出回路１２にて検出さ
れるクロックの振幅値（データ信号の振幅値ではない）
に応じて励起光レーザ・モニタＰＤモジュール６５の発
する励起光パワーが調整されて、ＥＤＦ１１の信号成分
の出力レベルが一定となるよう制御される。その結果、
ＯＥモジュール４２（信号識別部９を構成するフリップ
フロップ回路６）へ入力されるデータ信号の振幅値がデ
ータ信号の検出Ｓ／Ｎに依存せずに一定に制御される。

【００５５】（Ａ２）第１実施形態の変形例の説明上述した第１実施形態では光増幅器１１（ＥＤＦ増幅
器）の出力レベルを制御したが、例えば図３に示すよう
に、ＰＤ１からの電気信号を増幅するプリアンプ（ＡＧ
Ｃアンプ）２の利得を、振幅検出回路１２での振幅検出
結果に応じてフィードバック制御することでも、信号識
別部９へ入力されるデータ信号の振幅を一定に保つこと
が可能である。なお、この図３では、１チャンネル分の
光送信器２１−ｉ及び光受信器２４−ｉに着目した構成
を示しており、波長多重部２２や波長分離部２３等の記
載は省略している。

【００５６】（Ｂ）第２実施形態の説明図４は本発明の第２実施形態としての光通信（伝送）シ
ステムの要部の構成を示すブロック図で、この図４に示
す光伝送システムは、送信側３１がデータ信号にＮＲＺ
信号を用いる場合の構成を示している。ＮＲＺ信号は、
図５（ｂ）に示すように、ＲＺ信号の場合のような線ス
ペクトルｆｂをもたないので、特別の処理を行なって線
スペクトルをもたせる必要がある。

【００５７】その実現方法としては、例えば、光信号の
“１”側に正弦波の微小な振幅変調をかけることが考え
られる。こうすると、正弦波の周波数ｆｍの線スペクト
ルが図５（ｃ）に示すように載ることになる。この場
合、振幅変調に用いる周波数には自由度があり、例え
ば、光伝送路３３，光受信装置３２（光受信器２４−
ｉ）の帯域が広ければ、符号伝送速度よりも高い周波数
にしてもよい。光伝送路帯域が狭い場合は符号伝送速度
よりも低い周波数に設定するのが有利である。

【００５８】そこで、本第２実施形態の送信側３１は、
図４に示すように、ＬＤ１４が発光している状態で一定
の振幅の周波数ｆｍを周波数発振器１７によってかける
ことで、ＬＤ１４が連続発光する光の振幅を、１／ｆｍ
の周期で一定量（５％程度の変調度）だけ変動させるよ
うになっている。なお、この場合、外部変調器１５は、
このように周波数ｆｍによって振幅変調を施されたＬＤ
１４からの光をＮＲＺ信号で変調することになる。

【００５９】また、上記の変調度は適宜変更してもよ
い。ただし、変調度を小さくすると受信側３２での検出
Ｓ／Ｎが悪くなるので、それに応じてバンドパスフィル
タ４の帯域も狭くする必要がある。さらに、上記の変調
周波数ｆｍは、各チャンネルに共通であってもよいし、
チャンネル毎に異なるものになっていてもよい。共通に
した場合は周波数発振器１７が１台で済むので装置の簡
素化を図ることができ、個別にした場合は異常チャンネ
ルの特定が容易になる等の保守面での利点が得られる。

【００６０】一方、受信側３２では、光伝送路３３から
の（波長分離後の）光をＰＤ１で受光し、このＰＤ１の
出力をＡＧＣアンプ２で増幅する。プリアンプ（ＡＧＣ
アンプ）２の出力は、ローパスフィルタ３とクロック抽
出回路１８′とにそれぞれ入力される。ローパスフィル
タ３は、受信信号のビットレートの０．７乃至０．８の
３ｄＢダウン帯域のフィルタである。このローパスフィ
ルタ３の出力は、差動アンプ５とバンドパスフィルタ１
９とにそれぞれ入力される。

【００６１】差動アンプ５は、エラーレートが最も少な
くなる値を参照電圧Ｖｒｅｆとして受けて、ローパスフ
ィルタ３からの信号波形の振幅方向の波形成形を行な
う。バンドパスフィルタ（第２フィルタ）１９は、ロー
パスフィルタ３の出力から周波数ｆｍの信号成分（スペ
クトル）を検出（抽出）する。この周波数ｆｍの信号成
分の振幅値を振幅検出回路（第２振幅検出回路）１２′
で検出し、振幅検出回路１２′は検出した振幅値に応じ
た信号を、ＡＧＣアンプ２の利得を調整（制御）するた
めの制御信号として出力して、信号識別部９及びクロッ
ク抽出回路１８′に入力される信号レベルを一定に制御
する。

【００６２】つまり、この場合はバンドパスフィルタ１
９及び振幅検出回路１２′から成る部分が、バンドパス
フィルタ１９で抽出した線スペクトルｆｂの振幅に応じ
て、受信データ信号の振幅を調整しうる振幅調整手段と
してのＡＧＣアンプ２の出力レベルを制御して信号識別
部９へ入力されるデータ信号の振幅を一定に制御する制
御手段として機能するのである。なお、バンドパスフィ
ルタ１９の入力信号は、ＡＧＣアンプ２の出力（ローパ
スフィルタ３の前段）からとるようにしてもよい。

【００６３】一方、クロック抽出回路１８′は、入力信
号（データ信号）のエッジを検出するための微分回路と
微分回路出力を折り返す折り返し回路とから成る微分／
折り返し回路１３と、バンドパスフィルタ４′とリミッ
タアンプ８とをそなえており、微分／折り返し回路１３
により、該信号識別部９でのデータ信号識別のためのク
ロック成分（変調周波数ｆｍに応じた特定周波数成分）
を含む信号が生成される。

【００６４】そして、この信号からバンドパスフィルタ
（第３フィルタ）４′にて上記クロック成分が抽出され
てリミッタアンプ８に入力される。リミッタアンプ８
は、バンドパスフィルタ４の出力のピークレベルとボト
ムレベルをカットして上限値と下限値が所定の値になる
ように増幅してクロックを生成する。このようして得ら
れたクロックは、信号識別部９内のフリップフロップ回
路６のクロック端子（Ｃ）に入力され、フリップフロッ
プ回路６は、差動アンプ５の出力を上記のリミッタアン
プ８の出力（クロック）で打ち抜き、信号識別されたデ
ータを出力する。

【００６５】（Ｃ）バンドパスフィルタ４（４′）のＱ
値について信号の識別再生を行なう場合は、信号の振幅値のみを制
御しても意味がなく、クロック信号の高Ｓ／Ｎ化も必要
になる。なぜなら、クロック信号のＳ／Ｎが悪いとクロ
ック信号の振幅識別を行なった場合に誤りが生じ、クロ
ック信号（以下、単に「クロック」ともいう）に誤りが
生じれば、同期回路の同期が外れても再引き込みにより
回復するが、前方保護時間及びハンティング時間の間は
誤り率が０．５になり、膨大な誤りが発生するからであ
る。

【００６６】このため、受信信号が悪いＳ／Ｎであって
もクロックのＳ／Ｎは良く（高く）保つ必要がある。受
信信号中にクロック信号のスペクトルが存在する場合、
クロック信号は位相成分しか必要ないので、クロック信
号のＳ／Ｎを良くするには、必要なＳ／Ｎが得られるま
で、上述したバンドパスフィルタ（タイミングフィル
タ）４の帯域を狭くすれば雑音が減少して必要なＳ／Ｎ
が得られる。

【００６７】例として、第１実施形態において、データ
信号にマーク率１／２のＲＺ信号を用い、エラーレート
（誤り率）１０^-1で正常に動作させたいとする。要求事
項としては、１００年に１回のエラーレートになるＳ／
Ｎにする。仮にマーク率を１００％とすると、受信信号
はクロック信号になる。通常の信号はマーク率５０％だ
から、クロックのＳ／Ｎはデータ信号のＳ／Ｎよりも６
ｄＢ悪い。

【００６８】このクロックのＳ／Ｎを良くするには、狭
帯域のバンドパスフィルタ４を用いればよい。エラーレ
ート１０^-1の場合、信号のＳ／Ｎは８．０ｄＢだからク
ロックのＳ／Ｎは２．０ｄＢである。仮に、ビットレー
トが１０Ｇｂｐｓ（ギガビット毎秒）の信号（以下、
「１０Ｇ信号」と表記する）を用いる場合、１００年に
１回の誤り率は、１年は約３×１０⁷秒、１０Ｇ信号は
１×１０¹⁰ビット／秒だから、３×１０^-20となる。従
って、クロックのＳ／Ｎを２５．４ｄＢにすればよい。

【００６９】よって、バンドパスフィルタ４の帯域を光
受信装置３２（光受信器２４−ｉ）の雑音帯域（ビット
レート周波数ではない）よりも２３．４ｄＢ狭くすれば
よい。雑音帯域はＳ／Ｎでは１／２の指数で作用するの
で、帯域は１／２２０にすればよい。バンドパスフィル
タ４のＱ値は、３ｄＢ帯域を２Δω、ビットレート周波
数をω0、光受信器雑音帯域をｒc・ω0とすると、 Δω＝ω0／（２Ｑ）Ｑ＝ω0／（２Δω）＝ω0／（ω0・ｒc／２２０）＝２
２０／ｒcと表せる。従って、ｒc＝０．７とすると、バ
ンドパスフィルタ４のＱ値としては３１４以上が必要で
ある。なお、バンドパスフィルタ４′のＱ値についても
上記と同様の計算手法により求めることができ、いずれ
の場合も、少なくとも、３００以上のＱ値があれば、光
のＳ／Ｎが非常に悪い状態であっても良好に動作する光
受信器を提供できる。

【００７０】そして、本発明は上述した各実施形態に限
定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施することができる。（Ｄ）付記（付記１）予め定められた周波数に特定のスペクトル
を発生するデータ信号を送信する光送信器と、該光送信
器が送信した該データ信号に含まれる該スペクトルの振
幅情報を検出し当該振幅情報に基づいて、該データ信号
の振幅を一定に制御する光受信器とをそなえたことを特
徴とする、光通信システム。

【００７１】（付記２）該光受信器が、該データ信号
の信号識別を行なう信号識別部と、該信号識別部へ入力
される該データ信号の振幅を調整しうる振幅調整手段
と、該データ信号から該スペクトルの振幅情報を検出し
当該振幅情報に応じて該振幅調整手段を制御して該信号
識別部へ入力される該データ信号の振幅を一定に制御す
る制御手段とをそなえていることを特徴とする、付記１
記載の光通信システム。

【００７２】（付記３）該振幅調整手段が、該データ
信号を光信号として受けて当該光信号の増幅度を調整し
うる光増幅器として構成されるとともに、該制御手段
が、該光増幅器の増幅度を制御することにより該信号識
別部へ入力される該データ信号の振幅を制御するように
構成されたことを特徴とする、付記２記載の光通信シス
テム。

【００７３】（付記４）該光送信器が、予め定められ
た周波数に該スペクトルを発生させるために、該データ
信号にＲＺ（Return to Zero）信号を用いることを特徴
とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光通信シス
テム。（付記５）該光送信器が、予め定められた周波数に該
スペクトルを発生させるために、送信光信号に振幅変調
を施すように構成されたことを特徴とする、付記１〜３
のいずれか１項に記載の光通信システム。

【００７４】（付記６）該光受信器の該制御手段が、
該データ信号から該スペクトルの周波数成分を抽出する
第１フィルタ及び当該第１フィルタの出力を波形成形し
て該信号識別部での該データ信号の識別のためのクロッ
ク信号を生成するクロック生成部を有する第１クロック
抽出回路と、該周波数成分の振幅情報を検出して当該振
幅情報に応じた信号を該振幅調整手段のための制御信号
として出力する第１振幅検出回路とをそなえて構成され
ていることを特徴とする、付記４記載の光通信システ
ム。

【００７５】（付記７）該光受信器の該制御手段が、
該データ信号から該スペクトルの周波数成分を抽出する
第２フィルタと、該第２フィルタによって抽出された該
スペクトルの周波数成分の振幅情報を検出して当該振幅
情報に応じた信号を該振幅調整手段のための制御信号と
して出力する第２振幅検出回路とをそなえて構成されて
いることを特徴とする、付記５記載の光通信システム。

【００７６】（付記８）該光受信器が、該データ信号
のエッジを検出するための微分回路と当該微分回路の出
力を折り返し回路とから成る微分／折り返し回路と、該
微分／折り返し回路の出力から該信号識別部での該デー
タ信号の識別のためのクロック信号成分を抽出する第３
フィルタとを有する第２クロック抽出回路をさらにそな
えたことを特徴とする、付記７記載の光通信システム。

【００７７】（付記９）該第１フィルタのＱ値が３０
０以上に設定されることを特徴とする、付記６記載の光
通信システム。（付記１０）該第３フィルタのＱ値が３００以上に設
定されることを特徴とする、付記８記載の光通信システ
ム。（付記１１）予め定められた周波数に特定のスペクト
ルを発生するデータ信号を送信する光送信器が送信した
該データ信号を受信する光受信器であって、該データ信
号の信号識別を行なう信号識別部と、該信号識別部へ入
力する該データ信号の振幅を調整しうる振幅調整手段
と、該データ信号から該スペクトルの振幅情報を検出し
当該振幅情報に応じて該振幅調整手段を制御して該信号
識別部へ入力される該データ信号の振幅を一定に制御す
る制御手段とをそなえていることを特徴とする、光受信
器。

【００７８】（付記１２）該振幅調整手段が、該デー
タ信号を光信号として受けて当該光信号の増幅度を調整
しうる光増幅器として構成されるとともに、該制御手段
が、該光増幅器の増幅度を制御することにより該信号識
別部へ入力される該データ信号の振幅を制御するように
構成されたことを特徴とする、付記１１記載の光受信
器。

【００７９】（付記１３）該光送信器が、予め定めら
れた周波数に該スペクトルを発生させるために、該デー
タ信号にＲＺ（Return to Zero）信号を用いることを特
徴とする、付記１１又は付記１２に記載の光受信器。（付記１４）該光送信器が、予め定められた周波数に
該スペクトルを発生させるために、送信光信号に振幅変
調を施すように構成されていることを特徴とする、付記
１１又は付記１２に記載の光受信器。

【００８０】（付記１５）該制御手段が、該データ信
号から該スペクトルの周波数成分を抽出する第１フィル
タ及び当該第１フィルタの出力を波形成形して該信号識
別部での該データ信号の識別のためのクロック信号を生
成するクロック生成部を有する第１クロック抽出回路
と、該周波数成分の振幅情報を検出して当該振幅情報に
応じた信号を該振幅調整手段のための制御信号として出
力する第１振幅検出部とをそなえて構成されていること
を特徴とする、付記１３記載の光受信器。

【００８１】（付記１６）該制御手段が、該データ信
号から該スペクトルの周波数成分を抽出する第２フィル
タと、該第２フィルタによって抽出された該スペクトル
の周波数成分の振幅情報を検出して当該振幅情報に応じ
た信号を該振幅調整手段のための制御信号として出力す
る第２振幅検出部とをそなえて構成されていることを特
徴とする、付記１４記載の光受信器。

【００８２】（付記１７）該データ信号のエッジを検
出するための微分回路と当該微分回路の出力を折り返し
回路とから成る微分／折り返し回路と、該微分／折り返
し回路の出力から該信号識別部での該データ信号の識別
のためのクロック信号成分を抽出する第３フィルタとを
有する第２クロック抽出回路とが設けられたことを特徴
とする、付記１６記載の光受信器。

【００８３】（付記１８）該第１フィルタのＱ値が３
００以上に設定されることを特徴とする、付記１５記載
の光受信器。（付記１９）該第３フィルタのＱ値が３００以上に設
定されることを特徴とする、付記１７記載の光受信器。

【００８４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
予め定められた周波数に特定のスペクトルを発生するデ
ータ信号を送信側から送信し、受信側においてそのスペ
クトルを検出して受信データ信号の振幅を一定に制御す
るので、光のＳ／Ｎが非常に悪い状態であっても良好に
動作する光通信システム及び光受信器を実現することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態としての光通信（伝送）
システムの要部の構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示す光受信器の具体的な実現例を示すブ
ロック図である。

【図３】第１実施形態の変形例を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明の第２実施形態としての光通信（伝送）
システムの要部の構成を示すブロック図である。

【図５】（ａ）はＲＺ信号の周波数スペクトル例、
（ｂ）及び（ｃ）はＮＲＺ信号の周波数スペクトル例を
それぞれ示す図である。

【図６】従来の光受信器の構成例を示すブロック図であ
る。

【図７】従来の光受信器の他の構成例を示すブロック図
である。

【図８】（ａ）〜（ｃ）はいずれも光のＳ／Ｎに応じた
受信波形（アイパターン）例を示す図である。

【符号の説明】

１受光素子（ＰＤ）２プリアンプ（ＡＧＣアンプ；振幅調整手段）２′プリアンプ３ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４バンドパスフィルタ（ＢＰＦ；第１フィルタ）４′ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ；第３フィルタ）５差動アンプ６フリップフロップ回路（ＦＦ）６ａ，７２ａ制御回路８リミッタアンプ（クロック生成部）９信号識別部１０バッファアンプ１０′ コンパレータモジュール１１光増幅器（ＥＤＦ増幅器；振幅調整手段）１２振幅検出回路（第１振幅検出回路）１２′ 振幅検出回路（第２振幅検出回路）１３微分／折り返し回路１４レーザダイオード（ＬＤ）１５外部変調器１７周波数発振器１８クロック抽出回路（第１クロック抽出回路）１８′ クロック抽出回路（第２クロック抽出回路）１９バンドパスフィルタ（第２フィルタ）２１−１〜２１−ｎ光送信器２２波長多重部２３波長分離部２４−１〜２４−ｎ光受信器３１光送信装置３２光受信装置３３光伝送路４１光アンプモジュール４２ＯＥモジュール４３ CDETモジュール４４ＶＣＯモジュール４５光可変減衰器５１，５３光カプラ５２光モニタ回路５４モニタ用フォトダイオード（ＰＤ）５５，５６モニタ回路５７コンパレータ５８，７８，８４狭帯域増幅器５９〜６１差動アンプ（オペアンプ）５９ａ，６０ａ，６１ａ（スイッチング）ダイオード６２，７８′，８０，８５′，６６１，６７１，６８
１，７０１，７３１，７５１増幅器６３，８３ローパスフィルタ６４電圧／電流（Ｖ／Ｉ）変換回路６５励起光レーザ・モニタＰＤモジュール６６ＰＤ−ＰＲＥモジュール６６′ 電圧設定回路６７，７０，７３増幅モジュール６８，６９抵抗デバイダモジュール７１，７５デバイダモジュール７２クロック位相調整モジュール７４アイソレータ（ＩＳＯ）７６，７７プリスケーラ８１ローパスフィルタ（ループフィルタ）８２ミキサモジュール８５発振器８９リニアアンプ１０１クロックコンパレータ６９１可変減衰器７１１，７５２クロックデバイダ８２１乗算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/26 10/28 Ｈ０４Ｊ 14/00 14/02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】予め定められた周波数に特定のスペクト
ルを発生するデータ信号を送信する光送信器と、該光送信器が送信した該データ信号に含まれる該スペク
トルの振幅情報を検出し当該振幅情報に基づいて、該デ
ータ信号の振幅を一定に制御する光受信器とをそなえた
ことを特徴とする、光通信システム。
【請求項２】該光受信器が、該データ信号の信号識別を行なう信号識別部と、該信号識別部へ入力される該データ信号の振幅を調整し
うる振幅調整手段と、該データ信号から該スペクトルの振幅情報を検出し当該
振幅情報に応じて該振幅調整手段を制御して該信号識別
部へ入力される該データ信号の振幅を一定に制御する制
御手段とをそなえていることを特徴とする、請求項１記
載の光通信システム。
【請求項３】該振幅調整手段が、該データ信号を光信
号として受けて当該光信号の増幅度を調整しうる光増幅
器として構成されるとともに、該制御手段が、該光増幅器の増幅度を制御することによ
り該信号識別部へ入力される該データ信号の振幅を制御
するように構成されたことを特徴とする、請求項２記載
の光通信システム。
【請求項４】予め定められた周波数に特定のスペクト
ルを発生するデータ信号を送信する光送信器が送信した
該データ信号を受信する光受信器であって、該データ信号の信号識別を行なう信号識別部と、該信号識別部へ入力する該データ信号の振幅を調整しう
る振幅調整手段と、該データ信号から該スペクトルの振幅情報を検出し当該
振幅情報に応じて該振幅調整手段を制御して該信号識別
部へ入力される該データ信号の振幅を一定に制御する制
御手段とをそなえていることを特徴とする、光受信器。
【請求項５】該振幅調整手段が、該データ信号を光信
号として受けて当該光信号の増幅度を調整しうる光増幅
器として構成されるとともに、該制御手段が、該光増幅器の増幅度を制御することによ
り該信号識別部へ入力される該データ信号の振幅を制御
するように構成されたことを特徴とする、請求項４記載
の光受信器。