JP2007114173A - 絶縁検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中央演算処理のソフトを変えず、正確に直流電源の正負両極の地絡抵抗を検出することができる絶縁検出装置を提供する。
【解決手段】第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２−第３スイッチＳＷ３間に補正抵抗Ｒｒを設け、その補正抵抗Ｒｒの値を第２抵抗Ｒ２の抵抗値から第１抵抗Ｒ１及び第１保護抵抗Ｒｐ１から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しくして、第１及び第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を閉制御して負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ２）と、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御して正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒｒ＋Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１）とを等しくする。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁検出装置に係り、特に、直流電源の正負両極の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置に関するものである。

上述した従来の絶縁検出装置として、例えば、図９に示された装置が提案されている（例えば、特許文献１、２）。図中、ＶはＮ個のバッテリＶ１〜Ｖｎが直列接続された高圧電源（＝直流電源）であり、この高圧電源Ｖは後述するマイクロコンピュータ（以下マイコン：中央演算処理）１０など低圧系電気回路の接地電位Ｇとは絶縁されている。この絶縁検出装置は、上記高圧電源Ｖの正極側地絡抵抗ＲＬ＋及び負極側地絡抵抗ＲＬ−の両者を検出して高圧電源Ｖの絶縁状態を検出する装置である。

同図に示すように絶縁検出装置は、両極性のキャパシタＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をキャパシタＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１（＝第１スイッチ手段）と、高圧電源Ｖの負極をキャパシタＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２（＝第２スイッチ手段）とを備えている。

上記マイコン１０は、入力ポートＡ／Ｄ（＝入力端子）に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、絶縁検出装置は、キャパシタＣの一端を入力ポートＡ／Ｄに接続するための第３スイッチＳＷ３（＝第３スイッチ手段）と、キャパシタＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４（＝第４スイッチ手段）とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ側−第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４−接地電位Ｇ間であって、かつ第１抵抗Ｒ１の接地電位Ｇ側−第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。保護回路１１については後述する。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ライン−キャパシタＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ラインからキャパシタＣに向かって整流する第１ダイオードＤ１及び第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向に整流する第２ダイオードＤ２及び第２切替抵抗Ｒｃ２′から構成される直列回路とが並列に接続されて構成されている。

つまり、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２は、選択手段として働き、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１及びＲｃ２′のうちキャパシタＣに流れる電流方向に対応する一つを選択し、選択した一つを第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ライン−キャパシタＣ間に電気的に接続させる。また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。

上述した構成の絶縁検出装置の動作について以下説明する。まず、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のうち第１及び第２スイッチＳＷ１及びＳＷ２を閉制御すると、高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２からなる閉回路が形成され、高圧電源Ｖの両端電圧がキャパシタＣに充電される。

また、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のうち第１及び第４スイッチＳＷ１及びＳＷ４をキャパシタＣが完全に充電される時間よりも短い設定時間、閉制御すると、高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ、第４スイッチＳＷ４、第２抵抗Ｒ２、接地電位Ｇ及び負極側地絡抵抗ＲＬ−からなる閉回路が形成され、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。

さらに、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のうち第２及び第３スイッチＳＷ２及びＳＷ３を上記設定時間、閉制御すると、高圧電源Ｖ、正極側地絡抵抗ＲＬ＋、接地電位Ｇ、第１抵抗Ｒ１、第３スイッチＳＷ３、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２からなる閉回路が形成され、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。

一方、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のうち第３及び第４スイッチＳＷ３及びＳＷ４を閉制御すると、キャパシタＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２′、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２及び第４スイッチＳＷ４からなる閉回路が形成され、マイコン１０の入力ポートＡ／ＤにはキャパシタＣの両端電圧Ｖｃを第２切替抵抗Ｒｃ２′、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２で分圧した分圧電圧（＝Ｖｃ・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒｃ２′））が供給される。供給された分圧電圧はＡ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値がキャパシタＣの両端電圧Ｖｃとしてマイコン１０に読み込まれる。

マイコン１０は第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を各々制御して、高圧電源Ｖの両端電圧、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電する毎に、そのときのキャパシタＣの両端電圧Ｖｃをマイコン１０によって読み取ることで、マイコン１０は高圧電源Ｖの両端電圧、正極側地絡抵抗ＲＬ＋及び負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧をそれぞれ得ることができる。

そして、マイコン１０は正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧とに基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を求めると共に、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧に基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を求め、これにより高圧源の絶縁状態を検出する。

なお、上述した第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２とは同じ値に設定される（∵Ｒ１＝Ｒ２）。これにより、第１及び第４スイッチＳＷ１及びＳＷ４を閉制御して、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ２）と、第２及び第３スイッチＳＷ２及びＳＷ３を閉制御して、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ１）とが等しくなる。つまり、負極側地絡抵抗ＲＬ−と正極側地絡抵抗ＲＬ＋とが同じ値であれば、キャパシタＣを充電する負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧とが等しくなる。これにより、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧とに基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を求める式と、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧とに基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を求める式とを同じにすることができる。

ところで、上述したマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄの入口にはマイコン１０保護のため保護回路１１が設けられることがある。特に、上述した絶縁検出装置は、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御すると、第１抵抗Ｒ１の接地電位Ｇ側が正極側地絡抵抗ＲＬ＋を介して高圧電源Ｖのプラス側に接続され、第１抵抗Ｒ１の入力ポートＡ／Ｄ側が第３スイッチＳＷ３、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ、第２スイッチＳＷ２を介して高圧電源Ｖのマイナス側に接続されるため、第１抵抗Ｒ１に生じる電圧降下分、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに負電位が供給されてしまう構成となっている。マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに負電位が供給されるとマイコン１０の故障につながってしまう。

上記保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ間に設けられた第１保護抵抗Ｒｐ１と、この第１保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられた負電位印加防止手段としてのクランプダイオードＤｃとから構成される。クランプダイオードＤｃは、その順方向が接地電位Ｇから入力ポートＡ／Ｄに向くように設けられている。第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３が閉制御して、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに負電位が印加されると、クランプダイオードＤｃに順方向電圧が印加される。これにより、クランプダイオードＤｃが導通して、入力ポートＡ／Ｄが接地されるため、入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与える負電位が印加されることがない。

また、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位が印加されると、クランプダイオードＤｃには降伏電圧を越える逆方向電圧が印加される。これにより、クランプダイオードＤｃが導通して、入力ポートＡ／Ｄが接地されるため、入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位が印加されることがない。さらに、上述した第１保護抵抗Ｒｐ１は電流制限抵抗として働きマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに過電流が流れることを防ぐことができる。

しかしながら、このような保護回路１１を設けると、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御したとき、クランプダイオードＤｃが導通して第１保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ側が接地電位Ｇに接続されるため第１抵抗Ｒ１に対して上述した第１保護抵抗Ｒｐ１が並列に接続されてしまう。

このため、第１及び第４スイッチＳＷ１及びＳＷ４を閉制御して、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ２）と、第２及び第３スイッチＳＷ２及びＳＷ３を閉制御して、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋（Ｒ１//Ｒｐ１））とに差が生じてしまう。従って、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧に基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を求める式と、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧に基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を求める式とを同じ式にすると、地絡抵抗の検出精度が低下するという問題があった。

また、第１保護抵抗Ｒｐ１が並列接続されても充電抵抗が変わらないように第１抵抗Ｒ１の値を大きくすることも考えられる。しかしながら、第１抵抗Ｒ１の抵抗値を変えると、キャパシタＣの両端電圧を入力ポートＡ／Ｄに供給するときの分圧比が変わってしまう。また、第１抵抗Ｒ１の抵抗値を変えても分圧比を変えないためには第２切替抵抗Ｒｃ′及び第２抵抗Ｒ２の値を変える必要がある。

つまり、従来の回路構成では正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗と負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗とを同じにすること、保護回路１１が設けられていない絶縁検出装置の分圧比と保護回路１１が設けられた絶縁検出装置の分圧比とを同じにすることとを両立することができないという問題があった。

このため保護回路１１を設けていない絶縁検出装置と保護回路１１を設けた絶縁検出装置とでは同じ式を用いて地絡抵抗を求めることができず、保護回路１１を設けていない絶縁検出装置と保護回路１１を設けた絶縁検出装置とでは各々別々のマイコン１０のソフトを用意する必要があった。

また、第１保護抵抗Ｒｐ１としては、クランプダイオードＤｃの漏れ電流を抑えるためには小さい値に設定する必要がある。しかしながら、第１保護抵抗Ｒｐ１の抵抗値を小さくすればするほど過電流防止が難しくなるという問題もあった。

さらに、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３を閉制御して、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するとき、クランプダイオードＤｃには順方向電圧Ｖｆが発生する関係上、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆが０Ω相当にはならない。このクランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆに起因して、第１及び第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を閉制御して負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗と、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御して正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗とに差が生じてしまう。クランプダイオードＤｃの順方向電圧Ｖｆは電流に関係なくほぼ一定である。つまり、高圧電源の両端電圧の変動に依存してクランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆも変動していると考えられるため、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆは推定できるものではない。

今、第１抵抗Ｒ１の抵抗値が第１切替抵抗Ｒｃ１の抵抗値よりも小さく（∵Ｒ１＜＜Ｒｃ１）、かつ第１抵抗Ｒ１＜第１保護抵抗Ｒｐ１であった場合、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆ、第１保護抵抗Ｒｐ１、第１抵抗Ｒ１によって形成される合成抵抗｛Ｒ１・（Ｒｐ１＋Ｒｆ）／（Ｒ１＋Ｒｐ１＋Ｒｆ）｝は小さい第１抵抗Ｒ１よりもさらに小さい値となる。このため、上記充電抵抗の差に起因する地絡抵抗の検出誤差は小さくなり、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆはさほど問題とならない。

しかしながら、第１抵抗Ｒ１の抵抗値が第１切替抵抗Ｒｃ１の抵抗値よりも大きく（∵Ｒ１＞＞Ｒｃ１）、かつ第１抵抗Ｒ１＞第１保護抵抗Ｒｐ１であった場合、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆ、第１保護抵抗Ｒｐ１、第１抵抗Ｒ１によって形成される合成抵抗｛Ｒ１・（Ｒｐ１＋Ｒｆ）／（Ｒ１＋Ｒｐ１＋Ｒｆ）｝は大きい第１抵抗Ｒ１に対する変動となる。このため正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗＞負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗となってしまい、上記充電抵抗の差に起因する地絡抵抗の検出誤差が大きくなる。このため、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧に基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を求める式と、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧に基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を求める式とを同じ式にすると、地絡抵抗の検出精度が低下するという問題があった。

また、クランプダイオードＤｃに順方向電圧Ｖｆが発生する関係上、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３が閉制御されると、マイコン１０の入力ポートＡ／ＤへのクランプダイオードＤｃの順方向電圧Ｖｆ分の負電位印加は避けられないという問題があった。
特開２００４−１７０１０３号公報 特開２００４−２４５６３２号公報 特許第３２２４９７７号公報

そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、保護回路を設けていない絶縁検出装置と同じ中央演算処理のソフトを使って、正確に直流電源の正負両極の地絡抵抗を検出することができる絶縁検出装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、キャパシタと、接地電位とは絶縁された直流電源の正極を前記キャパシタの一端に接続するための第１スイッチ手段と、前記直流電源の負極を前記キャパシタの他端に接続するための第２スイッチ手段と、入力端子に供給された電圧を計測する電圧計測手段と、前記キャパシタの一端を前記電圧計測手段の入力端子に接続するための第３スイッチ手段と、前記キャパシタの他端を前記接地電位に接続するための第４スイッチ手段と、前記第３スイッチ手段の前記電圧計測手段側−前記第４スイッチ手段の前記接地電位側間に設けられた第１抵抗と、前記第４スイッチ手段−前記接地電位間であって、かつ前記第４スイッチ手段−前記第１抵抗間に設けられる第２抵抗と、前記第１スイッチ手段及び前記第３スイッチ手段の接続ライン−前記キャパシタ間に設けられた第１及び第２切替抵抗と、該第１及び第２切替抵抗のうち前記キャパシタに流れる電流方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチ手段及び前記第３スイッチ手段の接続ライン−前記キャパシタ間に電気的に接続させる選択手段と、前記第１及び第４スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記直流電源の負極側地絡抵抗に応じた電圧とする第１スイッチ制御手段と、前記第２及び第３スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記直流電源の正極側地絡抵抗に応じた電圧とする第２スイッチ制御手段と、前記第３及び第４スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記電圧計測手段の入力端子に供給する第３スイッチ制御手段と、前記電圧計測手段が計測した電圧に基づいて前記直流電源の正極側及び負極側地絡抵抗を検出する地絡抵抗検出手段と、前記第１抵抗の前記第３スイッチ手段−前記電圧計測手段間に設けられた第１保護抵抗及び前記第２スイッチ制御手段によって前記第２及び第３スイッチ手段が閉制御されている間、前記第１保護抵抗の前記入力端子側を接地電位に接続して前記入力端子に負電位が印加するのを防止する負電位印加防止手段とを有する保護回路とを備えた絶縁検出装置において、前記第１及び第２切替抵抗−前記第１保護抵抗及び前記第１抵抗の接続ライン間に設けた補正抵抗をさらに備え、前記補正抵抗の抵抗値は、前記第２抵抗の抵抗値から前記第１抵抗及び前記第１保護抵抗から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しいことを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項１記載の発明によれば、第１及び第２切替抵抗−第１保護抵抗及び第１抵抗の接続ライン間に補正抵抗を設け、その補正抵抗の値を第２抵抗の抵抗値から第１抵抗及び第１保護抵抗から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しくする。従って、第１及び第４スイッチ手段を閉制御して負極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗と、第２及び第３スイッチ手段を閉制御して正極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗とを等しくすることができる。しかも、保護回路が設けられていない絶縁検出装置に備えられた第２切替抵抗の値から補正抵抗の抵抗値分下げるだけで簡単に、入力端子に対するキャパシタ電圧の供給分圧比を保護回路が設けられていない絶縁検出装置と同じにすることができる。

請求項２記載の発明は、前記負電位印加防止手段が、前記第１保護抵抗の電圧計測手段側−前記接地電位間に設けられたダイオードであり、前記保護回路が、前記ダイオード及び前記第１保護抵抗の接続ライン−前記電圧計測手段の入力端子間に設けられた第２保護抵抗をさらに有することを特徴とする請求項１記載の絶縁検出装置に存する。

請求項２記載の発明によれば、負電位印加防止手段が、第１保護抵抗の電圧計測手段側−接地電位間に設けられたダイオードである。保護回路はダイオード及び第１保護抵抗の接続ライン−電圧計測手段の入力間に設けられた第２保護抵抗をさらに有する。従って、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗と第２保護抵抗との和にすることができるため、ダイオードの漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができる。

請求項３記載の発明は、前記負電位印加防止手段は、前記第１保護抵抗の電圧計測手段側−前記接地電位間に設けられた第５スイッチ手段と、前記第２スイッチ制御手段が前記第２及び第３スイッチ手段を閉制御している間、前記第５スイッチ手段を閉制御する第４スイッチ制御手段とを有していることを特徴とする請求項１記載の絶縁検出装置に存する。

請求項３記載の発明によれば、第５スイッチ手段が第１保護抵抗の電圧計測手段側−接地電位間に設けられていて、第２スイッチ制御手段が第２及び第３スイッチ手段を閉制御している間、第５スイッチ手段を閉制御する。従って、第２及び第３スイッチ手段が閉制御されている間は、第５スイッチ手段が閉制御され、電圧計測手段の入力端子が接地されるため、電圧計測手段の入力端子に対する負電位の印加を防ぐことができる。第５スイッチ手段のオン抵抗はダイオードの順方向電圧に対するインピーダンスよりもかなり低い。このため第５スイッチ手段のオン抵抗に起因して生じる負極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗と正極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗との差は地絡抵抗の検出誤差が生じるほど大きくない。また、第５スイッチ手段のオン抵抗に発生する電圧降下はほぼ０に近いため、電圧計測手段の入力端子に印加される負電位はほぼ０に近い。

請求項４記載の発明は、前記第５スイッチ手段は寄生ダイオードを有する半導体スイッチであり、前記半導体スイッチは、前記寄生ダイオードの順方向が前記接地電位から前記第１保護抵抗の電圧計測手段側に向くように設けられていることを特徴とする請求項３記載の絶縁検出装置に存する。

請求項４記載の発明によれば、第５スイッチ手段は寄生ダイオードを有する半導体スイッチ手段である。半導体スイッチは、寄生ダイオードの順方向が接地電位から第１保護抵抗の電圧計測手段側に向くように設けられている。従って、第５スイッチ手段とクランプダイオードとを別々に設けなくても、寄生ダイオードの降伏電圧を越えるような過剰な正電位が電圧計測手段の入力端子に供給されると寄生ダイオードが導通する。

請求項５記載の発明は、前記保護回路が、前記寄生ダイオード及び前記第１保護抵抗の接続ライン−前記電圧計測手段の入力端子間に設けられた第２保護抵抗をさらに有することを特徴とする請求項４記載の絶縁検出装置に存する。

請求項５記載の発明によれば、保護回路は寄生ダイオード及び第１保護抵抗の接続ライン−電圧計測手段の入力間に設けられた第２保護抵抗をさらに有する。従って、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗と第２保護抵抗との和にすることができるため、寄生ダイオードの漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができる。

以上説明したように請求項１記載の発明によれば、第１及び第４スイッチ手段を閉制御して負極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗と、第２及び第３スイッチ手段を閉制御して正極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗とを等しくすることができる。しかも、保護回路が設けられていない絶縁検出装置に備えられた第２切替抵抗の値から補正抵抗の抵抗値分下げるだけで簡単に、入力端子に対するキャパシタ電圧の供給分圧比を保護回路が設けられていない絶縁検出装置と同じにすることができるので、簡単な補正抵抗の追加のみで保護回路が設けられていない絶縁検出装置と同じ中央演算処理のソフトで正確に直流電源の正負両極の地絡抵抗を検出することができる。

請求項２記載の発明によれば、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗と第２保護抵抗との和にすることができるため、ダイオードの漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができるので、ダイオードの漏れ電流の影響を小さくしつつ、過電流保護も図ることができる。

請求項３記載の発明によれば、第２及び第３スイッチ手段が閉制御されている間は、第５スイッチ手段が閉制御され、電圧計測手段の入力端子が接地されるため、電圧計測手段の入力端子に対する負電位の印加を防ぐことができる。第５スイッチ手段のオン抵抗はダイオードの順方向電圧に対するインピーダンスよりもかなり低い。このため第５スイッチ手段のオン抵抗に起因して生じる負極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗と正極側地絡抵抗に応じた電圧でキャパシタを充電するときの充電抵抗との差は地絡抵抗の検出誤差が生じるほど大きくない。また、第５スイッチ手段のオン抵抗に発生する電圧降下はほぼ０に近いため、電圧計測手段の入力端子に印加される負電位はほぼ０に近いので、正確に正負両極の地絡抵抗を検出しつつ、確実に電圧計測手段の入力端子に負電位が印加されることを防止することができる。

請求項４記載の発明によれば、第５スイッチ手段とクランプダイオードとを別々に設けなくても、寄生ダイオードの降伏電圧を越えるような過剰な正電位が電圧計測手段の入力端子に供給されると寄生ダイオードが導通するので、安価に、電圧計測手段の入力端子に過剰な正電位の供給を防止することができる。

請求項５記載の発明によれば、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗と第２保護抵抗との和にすることができるため、寄生ダイオードの漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができるので、寄生ダイオードの漏れ電流の影響を小さくしつつ、過電流保護も図ることができる。

第１実施形態
以下、本発明の絶縁検出装置について図面を参照して説明する。図１は本発明の絶縁検出装置の第１実施形態を示す回路図である。図中、ＶはＮ個のバッテリが直列接続された高圧電源（＝直流電源）であり、この高圧電源Ｖは後述するマイクロコンピュータ（以下マイコン）１０など低圧系電気回路の接地電位Ｇとは絶縁されている。この絶縁検出装置は、上記高圧電源Ｖの正極側地絡抵抗ＲＬ＋及び負極側地絡抵抗ＲＬ−の両者を検出して高圧電源Ｖの絶縁状態を検出する装置である。

同図に示すように絶縁検出装置は、両極性のキャパシタＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をキャパシタＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１（＝第１スイッチ手段）と、高圧電源Ｖの負極をキャパシタＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２（＝第２スイッチ手段）とを備えている。

上記マイコン１０は、電圧計測手段として働き、入力ポートＡ／Ｄ（＝入力端子）に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、絶縁検出装置は、キャパシタＣの一端を入力ポートＡ／Ｄに接続するための第３スイッチＳＷ３（＝第３スイッチ手段）と、キャパシタＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４（＝第４スイッチ手段）とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ側−第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４−接地電位Ｇ間であって、かつ第１抵抗Ｒ１の接地電位Ｇ側−第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。

また、入力ポートＡ／Ｄには保護回路１１を介して電圧が供給される。この保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ側間に設けられた第１保護抵抗Ｒｐ１と、この第１保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられた負電位印加防止手段及びダイオードとしてのクランプダイオードＤｃと、クランプダイオードＤｃ及び第１保護抵抗Ｒｐ１の接続ライン−入力ポートＡ／Ｄ間に設けられた第２保護抵抗Ｒｐ２とから構成される。クランプダイオードＤｃはその順方向が接地電位Ｇから入力ポートＡ／Ｄに向くように設けられている。また、クランプダイオードＤｃとしては、順方向電圧が小さいショットキーバリアダイオードが用いられている。

上述した第１保護抵抗Ｒｐ１及び第２保護抵抗Ｒｐ２は電流制限抵抗として働きマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに過電流が流れることを防ぐ。また、クランプダイオードＤｃによって、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位や負電位が印加されるのを防ぐことができる。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ライン−キャパシタＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ラインからキャパシタＣに向かって整流する第１ダイオードＤ１及び第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向に整流する第２ダイオードＤ２及び第２切替抵抗Ｒｃ２から構成される直列回路とが並列に接続されて構成されている。

つまり、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２は、選択手段として働き、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１及びＲｃ２のうちキャパシタＣに流れる電流方向に対応する一つを選択し、選択した一つを第１スイッチＳＷ１及び第３スイッチＳＷ３の接続ライン−キャパシタＣ間に電気的に接続させる。また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。

また、絶縁検出装置は、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１及びＲｃ２−第１保護抵抗Ｒｐ１及び第１抵抗Ｒ１の接続ライン間に設けた補正抵抗Ｒｒをさらに備えている。なお、本実施形態では、補正抵抗Ｒｒは第３スイッチＳＷ３よりも第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１及びＲｃ２側に設けられているが、第３スイッチＳＷ３よりも第１保護抵抗Ｒｐ１及び第１抵抗Ｒ１の接続ライン側に設けても良い。この補正抵抗Ｒｒの抵抗値は第２抵抗Ｒ２の抵抗値から第１抵抗Ｒ１及び第１保護抵抗Ｒｐ１から構成される並列抵抗の抵抗値（Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１））を差し引いた値と等しくなっている（∵Ｒｒ＝Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１））。なお、１３はリセット回路であり、リセットスイッチＳＷｒを閉制御すると、キャパシタＣに蓄積された電荷が放電抵抗Ｒｄｃによって速やかに放電することができる。

上述した構成の絶縁検出装置の動作について図２〜図４を参照して以下説明する。図２は図１に示す絶縁検出装置において負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。図３は図１に示す絶縁検出装置において正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。図４は図１に示す絶縁検出装置においてキャパシタＣの両端電圧を入力ポートＡ／Ｄに供給するときの回路図である。

まず、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を閉制御する。これにより、高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２により閉回路が形成され、高圧電源Ｖの両端電圧がキャパシタＣに充電される。

次に、図４に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、太線で示すようにキャパシタＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２及び第４スイッチＳＷ４により閉回路が形成され、キャパシタＣの両端電圧に応じた値がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。このとき、キャパシタＣの両端電圧Ｖｃ、すなわち高圧電源Ｖの両端電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧（∵Ｖｃ・Ｒ１／（Ｒｃ２＋Ｒｒ＋Ｒ１＋Ｒ２））は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換してデジタル値とされ、その値が、高圧電源Ｖの高圧電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０はリセットスイッチＳＷｒを閉制御してキャパシタＣに充電された電圧を充分に放電させる。その後、マイコン１０は、第１スイッチ制御手段として働き、図２に示すように第１及び第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４をキャパシタＣが完全に充電される時間よりも短い設定時間、閉制御すると、太線で示すように高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ、第４スイッチＳＷ４、第２抵抗Ｒ２、接地電位Ｇ及び高圧電源Ｖの負極側地絡抵抗ＲＬ−により閉回路が形成される。それにより、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。従って、負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時のキャパシタＣの充電抵抗は下記の式（１）に示すようになる。
負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒ２ …（１）

次に、マイコン１０は、第３スイッチ制御手段として働き、図４に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、キャパシタＣの両端電圧、すなわち負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０はリセットスイッチＳＷｒを閉制御してキャパシタＣに充電された
電圧を充分に放電させる。その後、マイコン１０は、第２スイッチ制御手段として働き、図３に示すように第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を上記設定時間、閉制御すると、太線で示すように高圧電源Ｖ、正極側地絡抵抗ＲＬ＋、接地電位Ｇ、第１抵抗Ｒ１、第３スイッチＳＷ３、補正抵抗Ｒｒ、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２により閉回路が形成される。それにより、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。

また、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３が閉制御されると、接地電位Ｇよりも入力ポートＡ／Ｄの電位が低くなり、クランプダイオードＤｃに順方向電圧が印加される。これにより、クランプダイオードＤｃが導通して、第１抵抗Ｒ１に対して並列に第１保護抵抗Ｒｐ１及びクランプダイオードＤｃから成る直列回路が接続される。従って、正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時のキャパシタＣの充電抵抗は下記の式（２）に示すようになる。
正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒｒ＋Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１） …（２）

ここで、上述したように補正抵抗Ｒｒの抵抗値は第２抵抗Ｒ２の抵抗値から第１抵抗Ｒ１及び第１保護抵抗Ｒｐ１から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しく設定されている（∵Ｒｒ＝Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１））。これを上記式（２）に代入すると式（３）が得られる。
正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋｛Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１）｝＋Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１）
＝Ｒｃ１＋Ｒ２ …（３）

以上の式（３）と上記式（１）から明らかなように
負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時の充電抵抗＝正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒ２となる。

次に、マイコン１０は、第３スイッチ制御手段として働き、図４に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、キャパシタＣの両端電圧、すなわち正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

その後、マイコン１０は、地絡抵抗検出手段として働き、読み込んだ負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と、読み込んだ高圧電源Ｖの両端電圧とに基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を算出すると共に、読み込んだ正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧と読み込んだ高圧電源Ｖの両端電圧とに基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を算出する（なお、地絡抵抗の算出方法は、たとえば、出願人が先に提案している特開２００４−１７０１０３号公報や特開２００４−２４５６３２号公報等で開示している方法と同じであり、ここでは詳述しない。）。

最後に、マイコン１０は、算出した負極側地絡抵抗ＲＬ−と正極側地絡抵抗ＲＬ＋の各値から、高圧電源Ｖの絶縁状態を判定する。たとえば、正極側地絡抵抗ＲＬ＋と、予め定められた基準抵抗値とを比較し、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値が基準抵抗値以下になっている場合は、絶縁不良が生じていると判定する。

上述した絶縁検出装置によれば、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２−第３スイッチＳＷ３間に補正抵抗Ｒｒを設け、その補正抵抗Ｒｒの値を第２抵抗Ｒ２の抵抗値から第１抵抗Ｒ１及び第１保護抵抗Ｒｐ１から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しくしている（∵Ｒｒ＝Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１））。これにより、上述したように第１及び第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を閉制御して負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗と、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御して正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗とを等しくすることができる。このため、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧に応じた値とに基づいて正極側地絡抵抗ＲＬ＋を求める式と、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と高圧電源Ｖの両端電圧に応じた値とに基づいて負極側地絡抵抗ＲＬ−を求める式とを同じにすることができる。

しかも、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２−第３スイッチＳＷ３間に補正抵抗Ｒｒを設けることにより、保護回路１１が設けられていない絶縁検出装置に備えられた第２切替抵抗Ｒｃ２′の値から補正抵抗Ｒｒの抵抗値分下げるだけで（∵Ｒｃ２＝Ｒｃ２′−Ｒｒ）、簡単に入力ポートＡ／Ｄに供給するキャパシタＣの分圧比を保護回路１１がないときの分圧比と同じにすることができる（∵保護回路なしの分圧比＝Ｒ１／（Ｒｃ２′＋Ｒ１＋Ｒ２）＝保護回路ありの分圧比＝Ｒ１／（Ｒｃ２＋Ｒｒ＋Ｒ１＋Ｒ２））。従って、簡単な補正抵抗Ｒｒの追加のみでマイコン１０のソフトを変える必要がなく、保護回路１１が設けられていない絶縁検出装置と同じ中央演算処理のソフトで正確に直流電源の正負両極の地絡抵抗を検出することができる。

上述した絶縁検出装置によれば、クランプダイオードＤｃ及び第１保護抵抗Ｒｐ１の接続ライン−入力ポートＡ／Ｄ間に第２保護抵抗Ｒｐ２が設けられている。従って、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗Ｒｐ１と第２保護抵抗Ｒｐ２との和にすることができるため、クランプダイオードＤｃの漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗Ｒｐ１の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができるので、クランプダイオードＤｃの漏れ電流の影響を小さくしつつ、過電流保護も図ることができる。

第２実施形態
ところで、上述した従来で説明したように第１抵抗Ｒ１の抵抗値が第１切替抵抗Ｒｃ１の抵抗値よりも小さく（∵Ｒ１＜＜Ｒｃ１）、かつ第１抵抗Ｒ１＜第１保護抵抗Ｒｐ１であった場合、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆはさほど問題とならずほぼ０とみなしてよい。しかしながら、第１抵抗Ｒ１の抵抗値が第１切替抵抗Ｒｃ１の抵抗値よりも大きく（∵Ｒ１＞＞Ｒｃ１）、かつ第１抵抗Ｒ１＞第１保護抵抗Ｒｐ１であった場合、クランプダイオードＤｃのインピーダンスＲｆが地絡抵抗の検出精度に影響を与えてしまうため、以下に示す第２実施形態の方が好ましい。

次に、本発明の絶縁検出装置の第２実施形態について説明する。図５は本発明の絶縁検出装置の第２実施形態を示す回路図である。同図において、図１について上述した第１実施形態で説明した装置と同等の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。図１に示す第１実施形態と異なるところは、保護回路１１の構成である。第２実施形態において、保護回路１１は、クランプダイオードＤｃの代わりに第１保護抵抗Ｒｐ１のマイコン１０側−接地電位Ｇ間に設けられた負電位印加防止手段及び第５スイッチ手段としての電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴ）Ｑ１を用いている。

上記ＦＥＴＱ１は寄生ダイオードＤ３を有している。ＦＥＴＱ１は寄生ダイオードＤ３の順方向が接地電位Ｇから入力ポートＡ／Ｄに向くように設けられている。つまり、ＦＥＴＱ１のドレインが入力ポートＡ／Ｄ側に接続され、ソースが接地電位Ｇに接続されている。ＦＥＴＱ１のゲートはマイコン１０に接続され、マイコン１０によってオンオフが制御されている。

上述した構成の絶縁検出装置の動作について図６〜図８を参照して以下説明する。図６は図５に示す絶縁検出装置において負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。図７は図５に示す絶縁検出装置において正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。図８は図５に示す絶縁検出装置においてキャパシタＣの両端電圧を入力ポートＡ／Ｄに供給するときの回路図である。

まず、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を閉制御する。これにより、高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２により閉回路が形成され、高圧電源Ｖの両端電圧がキャパシタＣに充電される。

次に、図８に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、太線で示すようにキャパシタＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２及び第４スイッチＳＷ４により閉回路が形成され、キャパシタＣの両端電圧に応じた値がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。このとき、キャパシタＣの両端電圧Ｖｃ、すなわち高圧電源Ｖの両端電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧（∵Ｖｃ・Ｒ１／（Ｒｃ２＋Ｒｒ＋Ｒ１＋Ｒ２））は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換してデジタル値とされ、その値が、高圧電源Ｖの高圧電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０はリセットスイッチＳＷｒを閉制御してキャパシタＣに充電された電圧を充分に放電させる。その後、マイコン１０は、第１スイッチ制御手段として働き、図６に示すように第１及び第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を上記設定時間、閉制御すると、太線で示すように高圧電源Ｖ、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ、第４スイッチＳＷ４、第２抵抗Ｒ２、接地電位Ｇ及び高圧電源Ｖの負極側地絡抵抗ＲＬ−により閉回路が形成される。それにより、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。従って、負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時のキャパシタＣの充電抵抗は下記の式（４）に示すようになる。
負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒ２ …（４）

次に、マイコン１０は、第３スイッチ制御手段として働き、図８に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、キャパシタＣの両端電圧、すなわち負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０はリセットスイッチＳＷｒを閉制御してキャパシタＣに充電された電圧を充分に放電させる。その後、マイコン１０は、第２スイッチ制御手段として働き、図７に示すように第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を上記設定時間、閉制御する。また、マイコン１０は、負電位印加防止手段及び第４スイッチ制御手段として働き、ＦＥＴＱ１を閉制御する。これにより、太線で示すように高圧電源Ｖ、正極側地絡抵抗ＲＬ＋、接地電位Ｇ、第１抵抗Ｒ１、第３スイッチＳＷ３、補正抵抗Ｒｒ、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、キャパシタＣ及び第２スイッチＳＷ２により閉回路が形成される。そして、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がキャパシタＣに充電される。

また、ＦＥＴＱ１が閉制御されるため、第１抵抗Ｒ１に対して並列に第１保護抵抗Ｒｐ１及びＦＥＴＱ１から成る直列回路が接続され、正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時のキャパシタＣの充電抵抗は下記の式（５）に示すようになる。

正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒｒ＋Ｒ１・（Ｒｐ１＋Ｒｏｎ）／（Ｒ１＋Ｒｐ１＋Ｒｏｎ） …（５）
なお、ＲｏｎはＦＥＴＱ１のオン抵抗である。このオン抵抗Ｒｏｎはダイオードの順方向電圧に対応するインピーダンスに比べても極めて小さい値であり、Ｒｏｎ≒０とみなすことができる。従って、正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時のキャパシタＣの充電抵抗は下記の式（６）に示すようになる。
正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒｒ＋Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１） …（６）

ここで、上述したように補正抵抗Ｒｒの抵抗値は第２抵抗Ｒ２の抵抗値から第１抵抗Ｒ１及び第１保護抵抗Ｒｐ１から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しく設定されている（∵Ｒｒ＝Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１））。これを上記式（６）に代入すると式（７）が得られる。
正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋｛Ｒ２−Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１）｝＋Ｒ１・Ｒｐ１／（Ｒ１＋Ｒｐ１）
＝Ｒｃ１＋Ｒ２ …（７）

以上の式（６）と上記式（４）から明らかなように
負極側地絡抵抗ＲＬ−検出時の充電抵抗＝正極側地絡抵抗ＲＬ＋検出時の充電抵抗＝Ｒｃ１＋Ｒ２となる。

次に、マイコン１０は、第３スイッチ制御手段として働き、図８に示すように第３及び第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。これにより、キャパシタＣの両端電圧、すなわち正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正抵抗Ｒｒ、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧としてマイコン１０で読み込まれる。その後は上述した第１実施形態と同様のため、ここでは詳細な説明は省略する。

上述した絶縁検出装置によれば、ＦＥＴＱ１が第１保護抵抗Ｒｐ１のマイコン１０側−接地電位Ｇ間に設けられていて、マイコン１０によって第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御している間、ＦＥＴＱ１を閉制御する。従って、第２及び第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３が閉制御されている間は、ＦＥＴＱ１が閉制御され、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄが接地されるため、入力ポートＡ／Ｄに対する負電位の印加を防ぐことができる。

また、ＦＥＴＱ１のオン抵抗ＲｏｎはクランプダイオードＤｃの順方向電圧Ｖｆに対するインピーダンスよりもかなり低い。このためＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎはほぼ０とみなすことができ、ＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎに起因して生じる負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの充電抵抗との差は地絡抵抗の検出誤差が生じるほど大きくない。

また、ＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎに発生する電圧降下もほぼ０とみなすことができ、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３の閉制御時に入力ポートＡ／Ｄに印加される負電位もほぼ０にすることができる。また、ショットキーバリアダイオードであるクランプダイオードＤｃの代わりにＦＥＴＱ１を用いることにより、ショットキーバリアダイオードの温度上昇による漏れ電流増大に起因する地絡抵抗の検出精度低下も防止することができる。

また、第２実施形態の絶縁検出装置によれば、ＦＥＴＱ１は、寄生ダイオードＤ３の順方向が接地電位Ｇから第１保護抵抗Ｒｐ１のマイコン１０側に向くように設けられている。従って、ＦＥＴＱ１とクランプダイオードＤｃとを別々に設けなくても、寄生ダイオードＤ３の降伏電圧を越えるような過剰な正電位がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給されると寄生ダイオードＤ３が導通するので、安価に入力ポートＡ／Ｄに対する過剰な正電位の供給を防止することができる。

上述した第２実施形態の絶縁検出装置によれば、寄生ダイオードＤ３及び第１保護抵抗Ｒｐ１の接続ライン−入力ポートＡ／Ｄ間に第２保護抵抗Ｒｐ２が設けられている。従って、過電流保護用抵抗の抵抗値を第１保護抵抗Ｒｐ１と第２保護抵抗Ｒｐ２との和にすることができるため、寄生ダイオードＤ３の漏れ電流の影響を防ぐために第１保護抵抗Ｒｐ１の抵抗値を低くしても、過電流保護用抵抗の抵抗値を十分大きな値とすることができるので、寄生ダイオードＤ３の漏れ電流の影響を小さくしつつ、過電流保護も図ることができる。

なお、上述した絶縁検出装置によれば、選択手段としては第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２を用いていたが、例えば選択手段として、第１及び第２切替抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２に各々直列接続され、かつ互いに並列された一対のスイッチと、この一対のスイッチのうちキャパシタＣの極性方向に応じた一つをオンするスイッチ制御手段とから構成するようにしてもよい。また、上述した絶縁検出装置によれば保護回路１１としては第２保護抵抗Ｒｐ２を設けていたが、例えば、図９に示すように第１保護抵抗Ｒｐ１のみのものに適用しても良い。さらに、上述した絶縁検出装置としては、マイコン１０を第１〜第４スイッチ制御手段として働かせていたが、これに限らず、マイコン１０とは絶縁された別の回路を第１〜第４スイッチ制御手段としてもよい。

また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

本発明の絶縁検出装置の第１実施形態を示す回路図である。 図１に示す絶縁検出装置において負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。 図１に示す絶縁検出装置において正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。 図１に示す絶縁検出装置においてキャパシタＣの両端電圧を入力ポートＡ／Ｄに供給するときの回路図である。 本発明の絶縁検出装置の第２実施形態を示す回路図である。 図５に示す絶縁検出装置において負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。 図５に示す絶縁検出装置において正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でキャパシタＣを充電するときの回路図である。 図５に示す絶縁検出装置においてキャパシタＣの両端電圧を入力ポートＡ／Ｄに供給するときの回路図である。 従来の絶縁検出装置の一例を示す回路図である。

符号の説明

Ｃ キャパシタ
Ｄ１ 第１ダイオード（選択手段）
Ｄ２ 第２ダイオード（選択手段）
Ｄ３ 寄生ダイオード
Ｄｃ クランプダイオード（ダイオード、負電位印加防止手段）
Ｇ 接地電位
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒｃ１ 第１切替抵抗
Ｒｃ２ 第２切替抵抗
ＲＬ＋ 正極側地絡抵抗
ＲＬ− 負極側地絡抵抗
ＳＷ１ 第１スイッチ（第１スイッチ手段）
ＳＷ２ 第２スイッチ（第２スイッチ手段）
ＳＷ３ 第３スイッチ（第３スイッチ手段）
ＳＷ４ 第４スイッチ（第４スイッチ手段）
Ｑ１ 電界効果トランジスタ（第５スイッチ手段、負電位印加防止手段）
Ｖ 高圧電源（直流電源）
Ａ／Ｄ 入力ポート（入力端子）
１０ マイコン（電圧計測手段、第１スイッチ制御手段、第２スイッチ制御手段、第３スイッチ制御手段、第４スイッチ制御手段、地絡抵抗検出手段、負電位印加防止手段）

Claims (5)

1. キャパシタと、接地電位とは絶縁された直流電源の正極を前記キャパシタの一端に接続するための第１スイッチ手段と、前記直流電源の負極を前記キャパシタの他端に接続するための第２スイッチ手段と、入力端子に供給された電圧を計測する電圧計測手段と、前記キャパシタの一端を前記電圧計測手段の入力端子に接続するための第３スイッチ手段と、前記キャパシタの他端を前記接地電位に接続するための第４スイッチ手段と、前記第３スイッチ手段の前記電圧計測手段側−前記第４スイッチ手段の前記接地電位側間に設けられた第１抵抗と、前記第４スイッチ手段−前記接地電位間であって、かつ前記第４スイッチ手段−前記第１抵抗間に設けられる第２抵抗と、前記第１スイッチ手段及び前記第３スイッチ手段の接続ライン−前記キャパシタ間に設けられた第１及び第２切替抵抗と、該第１及び第２切替抵抗のうち前記キャパシタに流れる電流方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチ手段及び前記第３スイッチ手段の接続ライン−前記キャパシタ間に電気的に接続させる選択手段と、前記第１及び第４スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記直流電源の負極側地絡抵抗に応じた電圧とする第１スイッチ制御手段と、前記第２及び第３スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記直流電源の正極側地絡抵抗に応じた電圧とする第２スイッチ制御手段と、前記第３及び第４スイッチ手段を閉制御して前記キャパシタの両端電圧を前記電圧計測手段の入力端子に供給する第３スイッチ制御手段と、前記電圧計測手段が計測した電圧に基づいて前記直流電源の正極側及び負極側地絡抵抗を検出する地絡抵抗検出手段と、前記第１抵抗の前記第３スイッチ手段側−前記電圧計測手段間に設けられた第１保護抵抗及び前記第２スイッチ制御手段によって前記第２及び第３スイッチ手段が閉制御されている間、前記第１保護抵抗の前記入力端子側を接地電位に接続して前記入力端子に負電位が印加するのを防止する負電位印加防止手段とを有する保護回路とを備えた絶縁検出装置において、
   前記第１及び第２切替抵抗−前記第１保護抵抗及び前記第１抵抗の接続ライン間に設けた補正抵抗をさらに備え、
   前記補正抵抗の抵抗値は、前記第２抵抗の抵抗値から前記第１抵抗及び前記第１保護抵抗から構成される並列抵抗の抵抗値を差し引いた値と等しいことを特徴とする絶縁検出装置。
2. 前記負電位印加防止手段が、前記第１保護抵抗の電圧計測手段側−前記接地電位間に設けられたダイオードであり、
   前記保護回路が、前記ダイオード及び前記第１保護抵抗の接続ライン−前記電圧計測手段の入力端子間に設けられた第２保護抵抗をさらに有することを特徴とする請求項１記載の絶縁検出装置。
3. 前記負電位印加防止手段は、前記第１保護抵抗の電圧計測手段側−前記接地電位間に設けられた第５スイッチ手段と、前記第２スイッチ制御手段が前記第２及び第３スイッチ手段を閉制御している間、前記第５スイッチ手段を閉制御する第４スイッチ制御手段とを有していることを特徴とする請求項１記載の絶縁検出装置。
4. 前記第５スイッチ手段は寄生ダイオードを有する半導体スイッチであり、
   前記半導体スイッチは、前記寄生ダイオードの順方向が前記接地電位から前記第１保護抵抗の電圧計測手段側に向くように設けられていることを特徴とする請求項３記載の絶縁検出装置。
5. 前記保護回路が、前記寄生ダイオード及び前記第１保護抵抗の接続ライン−前記電圧計測手段の入力端子間に設けられた第２保護抵抗をさらに有することを特徴とする請求項４記載の絶縁検出装置。

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