JP2007105133A - 受光装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔を精密に測定するための受光装置の提供を目的とする。
【解決手段】本発明に係る受光装置９１は、生体を通過した光信号９又は生体から反射した光信号９が入力され、電流信号１を出力する受光素子１１と、電流信号１が入力され、電圧信号２を出力する電流―電圧変換回路１２と、直流バイアス４を出力するバイアス印加回路１４と、電圧信号２及び直流バイアス４が入力され、電圧信号３を出力する前置増幅回路１３と、電圧信号３が入力され、デジタル信号６を出力するヒステリシスコンパレータ１５と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、生体の脈拍間隔を測定するための受光装置に関する。

心拍変動が精神的ストレスの指標となることが知られており、この心拍変動を用いた精神状態判定装置が提案されている（例えば、非特許文献１又は特許文献１参照。）。従来の心拍変動を用いた判定装置は、電極を皮膚表面に装着して心電を検出する。電極を皮膚表面に装着する際、皮膚との接触抵抗を下げるために電極と皮膚との間隙をジェルなどの整合剤で充填する必要がある。このため、整合剤と皮膚表面とが長時間接触するので、長時間心電を検出するとかぶれなどの皮膚疾患を起こしやすかった。また、時間経過により整合剤が乾燥するので、長時間心電を検出すると電極が剥離する問題もあった。また、整合剤の乾燥とは逆に、被検者の発汗によっても電極が剥離しやすくなるという問題があった。さらに、心電を用いて心拍変動を検出するためには、このような電極を少なくとも３個装着する必要があるので、長時間にわたる心拍変動の検出が困難であった。

一方で、心拍変動は脈拍間隔の変動によっても検出することができる。脈拍間隔は、交流波形の脈拍間隔で算出される。このため、従来、交流波形のピークの最大値同士の間隔であるＲ−Ｒ間隔から脈拍を算出していた。しかし、脈波信号の最大振幅の時点は体動によって変化するので、精密な脈拍間隔を算出できなかった。
特開２００４−３４４２６９号公報 林博史編集：「心拍変動の臨床応用」医学書院、１５頁〜１６頁

上記のように、従来は、脈拍間隔を交流波形のピークの最大値同士で算出していたので、精密な脈拍間隔を算出できなかった。一方、発光素子の出射した光信号を受光素子が受光する光電センサが脈波信号の精密な検出に有用であることが注目されている。本発明は、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔を精密に測定するための受光装置の提供を目的とする。

本発明に係る受光装置は、上記目的を達成するものであり、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を電気信号に変換して脈波を検出し、電気信号のうちの交流成分から脈波信号を抽出し、脈波信号を所定の閾値でリミッタ増幅することにより脈波信号を矩形信号に変換することを特徴とする。

生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を電気信号に変換するので、血管の拡縮となって現れる脈波を検出することができる。電気信号のうちの脈波は交流成分であるが、皮膚の色などによる反射又は透過は直流成分である。また、体動を原因とするノイズは低周波成分となる。交流成分から脈波信号を抽出するので、直流成分及び低周波成分のノイズを除去することができる。抽出した脈波信号を所定の閾値でリミッタ増幅して矩形波の信号に変換するので、受光素子の検出する光信号に含まれる前記所定の閾値における脈拍間隔を精密に測定することができる。

具体的には、本発明に係る受光装置は、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を受光して電流信号に変換する受光素子と、前記受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流―電圧変換回路と、前記電流―電圧変換回路からの電圧信号を交流結合して増幅する前置増幅回路と、前記前置増幅回路の入力に直流バイアスを印加するバイアス印加回路と、前記前置増幅回路からの電圧信号を直流結合し、所定の閾値でリミッタ増幅するリミッタ回路と、を備えることを特徴とする。

受光素子が生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を電流信号に変換するので脈波を検出することができる。前置増幅回路が交流結合されているので、直流成分及び低周波成分のノイズを除去し、交流成分から脈波信号を抽出することができる。バイアス印加回路が直流バイアスを印加するので、温度変化や経年変化に依らず脈波信号の直流電圧レベルを一定にすることができる。直流電圧レベルを一定にした脈波信号をリミッタ回路が所定の閾値でリミッタ増幅するので、脈波信号を前記所定の閾値で二値化した矩形波の信号に変換することができる。これにより、受光素子の検出する光信号に含まれる脈波信号の前記所定の閾値における脈拍間隔を精密に測定することができる。

前記電流―電圧変換回路の変換する電圧信号のうちの同一波形の電圧信号に対し、前記リミッタ回路の閾値を可変し、前記リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にする閾値制御回路をさらに備えることが好ましい。

リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にするので、脈波信号の形状が変わった場合でも、受光素子の検出する光信号に含まれる脈波信号の脈拍間隔をより精密に測定することができる。

本発明に係る受光装置は、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を受光して電流信号に変換する受光素子と、前記受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流―電圧変換回路と、前記電流―電圧変換回路からの電圧信号を交流結合して増幅する前置増幅回路と、前記前置増幅回路の入力に直流バイアスを印加するバイアス印加回路と、前記前置増幅回路からの電圧信号を直流結合し、ヒステリシスのある閾値でリミッタ増幅するヒステリシスコンパレータと、を備えることを特徴とする。

受光素子が生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を電流信号に変換するので脈波を検出することができる。前置増幅回路が交流結合されているので、直流成分及び低周波成分のノイズを除去し、交流成分から脈波信号を抽出することができる。バイアス印加回路が直流バイアスを印加するので、温度変化や経年変化に依らず脈波信号の直流電圧レベルを一定にすることができる。直流電圧レベルを一定にした脈波信号をヒステリシスコンパレータがヒステリシスのある所定の閾値でリミッタ増幅するので、脈波に含まれる微小振動の影響を排除し、脈波信号を安定したパルス幅の矩形波の信号に変換することができる。これにより、受光素子の検出する光信号に含まれる脈波信号の脈拍間隔を精密に測定することのできる受光装置を提供することができる。

前記電流―電圧変換回路の変換する電圧信号のうちの同一波形の電圧信号に対し、前記ヒステリシスコンパレータの閾値を可変し、前記ヒステリシスコンパレータからの出力波形のデューティを略５０％にする閾値制御回路をさらに備えることが好ましい。

ヒステリシスコンパレータからの出力波形のデューティを略５０％にするので、脈波信号の形状が変わった場合でも、受光素子の検出する光信号に含まれる脈波信号の脈拍間隔をより精密に測定することができる。

本発明によれば、生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号に含まれる脈波信号の脈拍間隔を精密に測定することのできる受光装置を提供することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。

（実施形態１）
図１は、本実施形態に係る受光装置の構成図である。図１に示す受光装置９１は、生体を通過した光信号９又は生体から反射した光信号９が入力され、電流信号１を出力する受光素子１１と、電流信号１が入力され、電圧信号２を出力する電流―電圧変換回路１２と、直流バイアス４を出力するバイアス印加回路１４と、電圧信号２及び直流バイアス４が入力され、電圧信号３を出力する前置増幅回路１３と、電圧信号３が入力され、デジタル信号６を出力するヒステリシスコンパレータ１５と、を備えることを特徴とする。受光装置９１は、電圧信号３が入力され、ヒステリシスコンパレータ１５へ閾値電圧信号５を出力する閾値制御回路１６をさらに備えることが好ましい。また、受光装置９１は、光信号９を出射する発光素子１７と、デジタル信号６のパルス間隔を計測するタイマー１８とを備えていてもよい。

光電センサ３１は、発光素子１７の出射した光信号９を受光素子１１が受光するものである。例えば、生体を通過する波長の光を出射するものである。又は、生体で反射される波長の光を出射するものである。このような波長に、例えば赤外光がある。

受光素子１１は、生体を通過した光信号９を受光して電流信号１に変換するものである。また、受光素子１１は生体から反射した光信号９を受光して電流信号１に変換するものである。受光素子１１としては、例えば、ＰＤ（フォトダイオード）やＰＴ（フォトトランジスタ）を用いることができる。生体とは、例えば人体である。人体は、耳介又は耳道等の外耳であることが好ましい。光信号９の波長は、例えば、ヘモグロビンで吸収される波長や、血管壁で散乱される波長とすることができる。受光素子１１が生体を通過した光信号９又は生体から反射された光信号９を受光するので、生体内で吸収又は散乱された光信号９を受光することができる。

発光素子１７は、光信号９を出射するものである。例えば、ＬＤ（半導体レーザ）又はＬＥＤ（発光ダイオード）を用いることができる。

電流―電圧変換回路１２は、受光素子１１からの電流信号１を電圧信号２に変換するものである。例えば、抵抗素子を用いることができる。

前置増幅回路１３は、電流―電圧変換回路１２からの電圧信号２を交流結合して増幅するものである。交流結合は、例えば、コンデンサによる結合を用いることができる。コンデンサの容量としては、例えば、０．３μＦ以上２μＦ以下のものを用いることができる。０．３μＦ未満であれば、電圧信号３の波形が歪み、振幅が小さくなることがある。また、２μＦ超であれば、直流に近い成分が除去できない場合がある。一方、０．３μＦ以上２μＦ以下であれば、電圧信号３の波形の歪みを小さくし、直流の変動に対する安定化を早くすることができる場合がある。増幅は、例えば、図１に示すように、単電源増幅回路を用いることができる。また、両電源増幅回路を用いて増幅するものであってもよい。

前置増幅回路１３は、単電源増幅回路を用いることが好ましい。単電源増幅回路を用いるので、電源回路が１つでよい。また、前置増幅回路１３は、入力側にバイアスが印加されているので、電源電圧の範囲となる電圧信号３を出力することができる。出力が電源電圧の範囲内であれば、Ａ／Ｄ変換を容易にすることができる。また、電流−電圧変換回路１２から出力される電圧信号２は矩形波に近いので、バイアスポイントの変更ができれば、電流−電圧変換回路１２に含まれる脈波信号をより正確に抽出することができる場合がある。

さらに、前置増幅回路１３は、ローパスフィルタと組み合わせ、電圧信号３の帯域が０．０１〜１００Ｈｚ程度となるように設定することが好ましい。電圧信号３の帯域は、より好ましくは、０．０８〜７２Ｈｚである。

生体信号では直流電圧レベルの変動が大きく、主に体動（アーティファクト）による低周波の変動は脈波を検出する際の障害となる。また、皮膚との接触具合や皮膚の色などで、反射して戻ってくる光の強さが個人ごとに異なる。つまり前置増幅回路１３に入力される電圧信号２の直流電圧レベルが異なる。前置増幅回路１３が電流―電圧変換回路１２からの電圧信号２を交流結合すれば、電圧信号２に含まれるこの低周波成分や直流電圧レベルの違いをカットし、交流成分である脈波信号を効率よく検出することができる。

バイアス印加回路１４は、前置増幅回路１３の入力に直流バイアス４を印加するものである。バイアス印加回路１４としては、例えば、オペアンプを用いたバッファ回路を用いることができる。

バイアス印加回路１４は、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路を備えるものを用いることが好ましい。基準電圧を発生させることで、直流バイアス４を安定させ、脈波信号の基線がふらつく基線動揺を防ぐことができる。なお、電源電圧を抵抗分割し、それをバッファ（ボルテージフォロア）してもよい。また、基準電圧発生回路としては、逆方向に電圧をかけると電流が流れるツェナーダイオードを用いることができる。また、バイアス印加回路１４は、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ型のアクティブフィルタを構成し、バッファ回路と兼用してもよい。これにより、基準電圧発生回路のノイズを除去しつつ、十分低いインピーダンスの直流バイアス４を印加することができる。

バイアス印加回路１４の出力が電源電圧の１／２であってもよい。ヒステリシスコンパレータ１５の出力するデジタル信号６は擬似的にＣＭＯＳレベルとなるので、ヒステリシスコンパレータ１５の電源電圧とタイマー１８の電源電圧が同じであれば、そのままレベル変換なしにタイマー１８のトリガ（トグル）入力として使用することができる。

バイアス印加回路１４は、オペアンプを用いたバッファ回路を備えることが好ましい。組み込み基板では、アナログとデジタルが混在するので、電源のノイズの問題は重要となる。バッファをアクティブフィルタと兼用とすることによって、電源ノイズをカットすることができる。

ヒステリシスコンパレータ１５は、前置増幅回路１３からの電圧信号３を直流結合し、ヒステリシスのある閾値でリミッタ増幅するものである。リミッタ増幅とは、電圧信号の振幅を一定値に制限して増幅することである。これにより、アナログの脈波信号である電圧信号３を矩形波の信号に変換し、デジタル信号６として出力することができる。なお、ヒステリシスコンパレータ１５はＣＭＯＳレベルのものを用いることができる。

図２は、ヒステリシスコンパレータの一例を示す回路図である。ヒステリシスコンパレータ１５は、中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐと入力電圧Ｖｉｎとの大小比較結果をデジタル信号Ｖｄｄとして出力することができる。制限は、ヒステリシスのある閾値で行う。ヒステリシスのある閾値のうち高い値の閾値を上側閾値電圧ＶＴＨ、ヒステリシスのある閾値のうち低い値の閾値を下側閾値電圧ＶＴＬとすると、ヒステリシス幅（ＶＴＨ−ＶＴＬ）は、Ｒ１とＲ２の比で決まり、（ＶＴＨ−ＶＴＬ）＝Ｖｄｄ／（Ｒ２／Ｒ１）で表すことができる。

図３は、ヒステリシスコンパレータの入出力信号の第１例を示すグラフであり、（ａ）はヒステリシスコンパレータに入力される電圧信号を示し、（ｂ）はヒステリシスコンパレータから出力するデジタル信号を示す。図３（ａ）に示す電圧信号３は、図１に示すヒステリシスコンパレータ１５に入力される電圧信号３である。図３（ｂ）に示すデジタル信号６は、図１に示すヒステリシスコンパレータ１５から出力されるデジタル信号６である。

図３（ａ）に示す５１、５２、５３、５４は、順に、上側閾値電圧ＶＴＨ、中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ、下側閾値電圧ＶＴＬ、脈波基線電圧を示す。上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３は前述の図２で説明したヒステリシスのある閾値である。また、図３（ａ）に示す電圧信号３は、電圧信号３が増加して、時点Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４に上側閾値電圧ＶＴＨ５１に達している。また、電圧信号３が減少して、時点Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４に下側閾値電圧ＶＴＬ５３まで低下している。図３（ｂ）に示すデジタル信号６は、図３（ａ）の時点Ｈ１で立ち上がった矩形信号が時点Ｌ１で立ち下がっている。時点Ｈ２及び時点Ｌ２、時点Ｈ３及び時点Ｌ３並びに時点Ｈ４及び時点Ｌ４でも同様である。図３（ｂ）に示すデジタル信号６から、デジタル信号６の立ち上がり時点同士の間隔４５を算出することにより脈拍間隔を算出することができる。また、デジタル信号６の立ち下がり時点同士の間隔４６を算出することにより脈拍間隔を算出してもよい。また、デジタル信号６の立ち上がり時点と立ち下がり時点とから算出される時間間隔から脈拍間隔を算出してもよい。

ヒステリシスコンパレータがヒステリシスのある上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３でリミッタ増幅するので、（ＶＴＨ５１−ＶＴＬ５３）の幅のある電圧信号３のみを抽出し、電圧信号３に含まれる微小振動を排除することができる。また、上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３は、電圧信号３の傾きの大きい時点であることが好ましい。電圧信号３の傾きが大きければ、電圧信号３の微小振動を原因とする上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３の時点の移動を防ぐことができる。これにより、ノイズを排除することができる。さらに、中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２は、脈波基線電圧よりやや高いレベル設定されていることが好ましい。これによって、ヒステリシスコンパレータは、ある程度の振幅をもった脈波信号のみを抽出できる。また、ヒステリシスコンパレータは、パルス間隔が２５０ｍｓｅｃ以上２ｓｅｃ以下のデジタル信号を出力するものであることが好ましい。これにより、デジタル波形に変換した脈波信号を出力することができる。

図４は、ヒステリシスコンパレータの入出力信号の第２例を示すグラフである。図４は、人体の脈波信号を実際に測定した際のヒステリシスコンパレータ１５の入出力信号を示す。図４に示すヒステリシスコンパレータの入出力信号は、電圧信号３が破線で示され、デジタル信号６が実線で示されている。このように、ヒステリシスコンパレータ１５が電圧信号３の脈波波形を矩形波に変換してデジタル信号６とするので、そのままではタイマー１８のカウンタ機能によって間隔を同定できない脈拍間隔をカウント可能にすることができる。脈波波形をデジタル信号６として出力できるので、デジタル信号６の立ち上がりもしくは立下り時間間隔を検出することができる。

なお、閾値は、例えば、電源電圧の抵抗分割で与えることができる。また、閾値制御回路１６が与えることとすることができる。また、受光装置９１に備わるマイクロコンピュータのデジタル／アナログ変換電圧出力端子（ＤＡＣ端子）から与えてもよい。マイコンのＤＡＣから与えれば、プログラムでの最適化を容易にすることができる。

受光装置９１は、ヒステリシスコンパレータ１５の閾値を調整する閾値制御回路１６を備えることが好ましい。ヒステリシスコンパレータ１５の閾値とは、ヒステリシスコンパレータ１５の中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐであり、前述の図２に示す中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐに入力される。閾値制御回路１６としては、デジタル・アナログ変換回路を用いることができ、この場合、デジタル・アナログ変換回路は、前置増幅回路１３の出力するアナログの電圧信号３及びヒステリシスコンパレータ１５の出力するデジタル信号６を基にヒステリシスコンパレータ１５の閾値を調整してもよい。ヒステリシスコンパレータ１５の閾値を調整できれば、個人差のある振幅や脈波波形に応じて、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形を正常に矩形波に変換することができる。

閾値制御回路１６は、ヒステリシスコンパレータ１５の閾値を可変し、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形のデューティを略５０％にすることが好ましい。ヒステリシスコンパレータ１５の閾値とは、図３に示す中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２である。中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２は、前述の図２に示すＶｃｏｍｐの端子に入力される。中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２を上げ、上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３を上げることで、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形のデューティを小さくする。一方、中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２を下げ、上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３を下げ、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形のデューティを大きくする。中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２の決定は、例えば、受光装置９１に備わるマイクロコンピュータがヒステリシスコンパレータ１５からのデジタル信号６を参照して行うことができる。マイクロコンピュータが決定した中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ５２は、例えば、マイクロコンピュータに備わるＤＡＣ端子から出力する。さらに、閾値制御回路１６は、電流―電圧変換回路１２の変換する電圧信号２のうちの同一波形の電圧信号２に対し、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形のデューティを略５０％にすることが好ましい。このように、ヒステリシスコンパレータ１５からの出力波形のデューティを略５０％にすれば、受光素子１１の検出する光信号９に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔をより精密に測定することができる。

また、閾値制御回路１６は、前述の図３に示すデジタル信号６の立ち上がり時点同士又は立ち下がり時点同士の時間間隔を２５０ｍｓｅｃ以上２ｓｅｃ以下にするものであることが好ましい。これにより、ヒステリシスコンパレータ１５は、時間間隔が２５０ｍｓｅｃ以上２ｓｅｃ以下のデジタル信号６を出力することができるので、受光素子１１の検出する光信号９に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔をデジタル信号６として出力することができる。

タイマー１８は、デジタル信号６のパルス間隔を計測するものである。例えば、デジタル信号６のパルスの立ち上がり同士の時間間隔を計測するものである。また、デジタル信号６のパルスの立ち下がり同士の時間間隔を計測するものであってもよい。タイマー１８としては、例えば、デジタル信号６をＯＮ−ＯＦＦの連続であるトグル信号に変換して分周するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路を用いることができる。ＰＬＬ回路としては、例えば、フリップ・フロップ回路を用いることができる。デジタル信号６のパルス間隔を計測すれば、受光素子１１の検出する光信号９に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔を測定することができる。

さらに、受光装置９１は、デジタル信号６を２分周してタイマー１８へ出力する２分周回路をさらに備えてもよい。２分周回路は、デジタル信号６のパルスの立ち上がり時点から立ち下がり時点までであれば「１」、デジタル信号６のパルスの立ちが下がり時点から立ち上がり時点までであれば「０」を出力するものであってもよい。また、２分周回路は、デジタル信号６のパルスの立ち下がり時点から立ち上がり時点までであれば「１」、デジタル信号６のパルスの立ちが上がり時点から立ち下がり時点までであれば「０」を出力するものでもよい。２分周回路としては、例えば、フリップ・フロップ回路を用いたジョンソンカウンタを用いることができる。このように、２分周回路をさらに備えれば、タイマー１８は、デジタル信号６のパルスの立ち上がり時点から立ち下がり時点まで、デジタル信号６のパルスの立ちが下がり時点から立ち上がり時点までのように、ＨｉｇｈとＬｏｗが切り替わる時間を単純に計測すれば、デジタル信号６のパルス間隔を計測することができる。これにより、受光装置９１のプログラムを簡単にすることができる。

受光装置９１の動作の一例について図５を用いて説明する。図５は、受光装置９１の一例を示す回路図である。図５に示す受光装置９１では、図１に示した受光素子１１と、電流―電圧変換回路１２と、前置増幅回路１３と、バイアス印加回路１４と、ヒステリシスコンパレータ１５のみが示されている。また、バイアス印加回路１４は、基準電圧発生回路２１及びバッファ回路２２を備える構成となっている。

光電センサが具備する受光素子１１は、光電センサの発光素子の出力する光を受光する。電流−電圧変換回路１２は、受光素子１１が受け取る光に応じて変化する電流を電圧に変換する。電流−電圧変換回路１２の出力する電圧信号２が前置増幅回路１３と交流結合されている。バイアス印加回路１４は、電圧信号２の直流電圧レベルを一定にする。前置増幅回路１３は、直流電圧レベルを一定にした電圧信号２を増幅し、電圧信号３を出力する。ヒステリシスコンパレータ１５は、前置増幅回路１３の増幅した電圧信号３をリミッタ増幅し、電圧信号３をアナログ信号から矩形波の信号に変換し、デジタル信号６を出力する。これにより、増幅及びフィルタ後の脈波信号をデジタル信号に変換し、受光装置９１に備わるタイマー１８に入力せしめることができる。

ヒステリシスコンパレータ１５の出力は矩形波であるので、電源電圧の範囲内のオペアンプを用いれば、ほぼＣＭＯＳレベルのデジタル信号として扱うことができる。したがって、タイマーの入力端子に接続すれば、立ち上がりエッジのカウント数を記憶することで、簡単に受光素子の検出する光信号に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔を測定することができる。

なお、上述した実施形態１において、ヒステリシスコンパレータ１５は、電圧増加時と減少時とで同一の閾値であってもよい。例えば、ヒステリシスコンパレータ１５は、前置増幅回路１３からの電圧信号３を直流結合し、所定の閾値でリミッタ増幅するリミッタ回路とすることもできる。図６は、リミッタ回路の入出力信号の一例を示すグラフであり、（ａ）はリミッタ回路に入力される電圧信号を示し、（ｂ）はリミッタ回路から出力するデジタル信号を示す。図６（ａ）に示す電圧信号３は、リミッタ回路に入力される電圧信号であり、前述の図１の電圧信号３に相当する。図６（ｂ）に示すデジタル信号６は、リミッタ回路から出力されるデジタル信号であり、前述の図１に示すデジタル信号６に相当する。

図６（ａ）に示す５１、５３、５４は、順に、上側閾値電圧ＶＴＨ、下側閾値電圧ＶＴＬ、脈波基線電圧を示す。また、図６（ａ）に示す電圧信号３は、時点Ｔ１で下側閾値電圧ＶＴＬ以上となり、時点Ｔ２で下側閾値電圧ＶＴＬ以下となっている。また、時点Ｔ３で下側閾値電圧ＶＴＬ以上となり、時点Ｔ４で下側閾値電圧ＶＴＬ以下となっている。時点Ｔ５及び時点Ｔ６並びに時点Ｔ７及び時点Ｔ８についても同様である。図６（ｂ）に示すデジタル信号６は、図６（ａ）の時点Ｔ１で立ち上がった矩形信号が時点Ｔ２で立ち下がっている。時点Ｔ３及び時点Ｔ４、時点Ｔ５及び時点Ｔ６並びに時点Ｔ７及び時点Ｔ８でも同様である。図６（ｂ）に示すデジタル信号６から、デジタル信号６の立ち上がり時点同士の間隔４５を算出することにより脈拍間隔を算出することができる。また、デジタル信号６の立ち下がり時点同士の間隔４６を算出することにより、脈拍間隔を算出してもよい。また、デジタル信号６の立ち上がり時点と立ち下がり時点とから算出される時間間隔から脈拍間隔を算出してもよい。

このように、リミッタ回路が電圧信号の振幅を所定の閾値で制限して増幅する。所定の閾値は、予め定められた閾値電圧である。例えば、図６に示すように、上側閾値電圧ＶＴＨ５１及び下側閾値電圧ＶＴＬ５３の電圧信号の上下ともの振幅を制限するものである。また、上側閾値電圧ＶＴＨ５１以上の電圧信号としてもよい。また、上下に対称に振幅を制限するものでもよい。また、上下に非対称に振幅を制限するものでもよい。直流電圧レベルを一定にした脈波信号をリミッタ回路が所定の閾値でリミッタ増幅するので、脈波信号を前記所定の閾値で二値化した矩形波の信号に変換することができる。直流電圧レベルを一定にした脈波信号をリミッタ増幅するので、脈波信号の振幅を一定値に制限して増幅し、矩形波の脈波信号を出力することができる。

この場合、前述の図１に示す閾値制御回路１６は、リミッタ回路の閾値を可変し、リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にするものとなる。閾値制御回路１６は、電流―電圧変換回路１２の変換する電圧信号２のうちの同一波形の電圧信号２に対し、リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にすることが好ましい。例えば、リミッタ回路に入力する閾値電圧を上げ、リミッタ回路からの出力波形のデューティを小さくする。一方、リミッタ回路に入力する閾値電圧を下げ、リミッタ回路からの出力波形のデューティを大きくする。リミッタ回路に入力する閾値電圧の決定は、例えば、受光装置９１に備わるマイクロコンピュータがリミッタ回路からのデジタル信号を参照して行うことができる。マイクロコンピュータが決定した閾値電圧は、例えば、マイクロコンピュータに備わるＤＡＣ端子から出力する。さらに、閾値制御回路１６は、電流―電圧変換回路１２の変換する電圧信号２のうちの同一波形の電圧信号２に対し、リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にすることが好ましい。このように、リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にするので、脈波信号の形状が変わった場合でも、受光素子の検出する光信号に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔をより精密に測定することができる。

以上説明したように、受光素子９１は、受光素子１１と、電流―電圧変換回路１２と、バイアス印加回路１４と、前置増幅回路１３と、ヒステリシスコンパレータ１５と、備え、脈波を検出することができる。前置増幅回路１３が交流結合されているので、直流成分となるノイズを除去し、交流成分である脈波信号を抽出することができる。バイアス印加回路１４が直流バイアス４を印加するので、脈波信号の直流電圧レベルを一定にすることができる。更に、ヒステリシスコンパレータが直流電圧レベルを一定にした脈波信号をヒステリシスのある閾値でリミッタ増幅するので、脈波信号の振幅を一定値に制限して増幅し、矩形波の脈波信号を出力することができる。又、ヒステリシスコンパレータ１５がリミッタ回路であれば、脈波信号の振幅を一定値に制限して増幅し、矩形波の脈波信号を出力することができる。受光素子９１が矩形波の脈波信号を出力するので、受光素子１１の検出する光信号９に含まれる交流成分である脈波信号の脈拍間隔を精密に測定することができる。脈拍間隔を算出すれば、拍動による信号のみの間隔を測定することができるので、脈拍間隔を精密に測定することができる。よって、受光素子を用いて脈拍間隔を精密に測定することのできる受光装置を提供することができる。

本発明は、光信号を受光して光信号のパルス同士の間隔を検出することができるので、光信号を受信する受信装置としても利用することができる。

本実施形態に係る受光装置の構成図である。 ヒステリシスコンパレータの一例を示す回路図である。 ヒステリシスコンパレータの入出力信号の第１例を示すグラフであり、（ａ）はヒステリシスコンパレータに入力される電圧信号を示し、（ｂ）はヒステリシスコンパレータから出力するデジタル信号を示す。 ヒステリシスコンパレータの入出力信号の第２例を示すグラフである。 受光装置の一例を示す回路図である。 リミッタ回路の入出力信号の一例を示すグラフであり、（ａ）はリミッタ回路に入力される電圧信号を示し、（ｂ）はリミッタ回路から出力するデジタル信号を示す。

符号の説明

１ 電流信号
２、３ 電圧信号
４ 直流バイアス
５ 閾値電圧信号
６ デジタル信号
９ 光信号
１１ 受光素子
１２ 電流―電圧変換回路
１３ 前置増幅回路
１４ バイアス印加回路
１５ ヒステリシスコンパレータ
１６ 閾値制御回路
１７ 発光素子
１８ タイマー
２１ 基準電圧発生回路
２２ バッファ回路
３１ 光電センサ
４５ 立ち上がり時点同士の時間間隔
４６ 立ち下がり時点同士の時間間隔
５１ 上側閾値電圧ＶＴＨ
５２ 中間閾値電圧Ｖｃｏｍｐ
５３ 下側閾値電圧ＶＴＬ
５４ 脈波基線電圧
９１ 受光装置

Claims (4)

1. 生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を受光して電流信号に変換する受光素子と、
   前記受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流―電圧変換回路と、
   前記電流―電圧変換回路からの電圧信号を交流結合して増幅する前置増幅回路と、
   前記前置増幅回路の入力に直流バイアスを印加するバイアス印加回路と、
   前記前置増幅回路からの電圧信号を直流結合し、所定の閾値でリミッタ増幅するリミッタ回路と、を備える受光装置。
2. 前記電流―電圧変換回路の変換する電圧信号のうちの同一波形の電圧信号に対し、前記リミッタ回路の閾値を可変し、前記リミッタ回路からの出力波形のデューティを略５０％にする閾値制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受光装置。
3. 生体を通過した光信号又は生体から反射した光信号を受光して電流信号に変換する受光素子と、
   前記受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流―電圧変換回路と、
   前記電流―電圧変換回路からの電圧信号を交流結合して増幅する前置増幅回路と、
   前記前置増幅回路の入力に直流バイアスを印加するバイアス印加回路と、
   前記前置増幅回路からの電圧信号を直流結合し、ヒステリシスのある閾値でリミッタ増幅するヒステリシスコンパレータと、を備える受光装置。
4. 前記電流―電圧変換回路の変換する電圧信号のうちの同一波形の電圧信号に対し、前記ヒステリシスコンパレータの閾値を可変し、前記ヒステリシスコンパレータからの出力波形のデューティを略５０％にする閾値制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の受光装置。
   
   

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